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Elektronischer Mehrphasenleistungsmesser Die Erfindung betrifft einen
elektronischen Mehrphasenleistungsmesser. Um die elektrische Leistung in einem n-Phasensystem
messen zu können, ist es erforderlich, nach dem Blondelschen Theorem n-1 Wattmeter
oder elektrische Leistungsmesseinrichtungen einzusetzen. So ist es beispielsweise
bei der Ublichsten Mehrphasenleistungsmessung, der Leistungsmessung in einem Drehstromsystem,
erforderlich, die Zweiwattmetermethode einzusetzen oder eine elektronische Leistungsmesseinrichtung
zu verwenden, in der mehrere Arbeitsschaltkreise verwendet werden.
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Die Mehrphasenleistungsmesser sind jedoch kompliziert im Aufbau und
in ihrer Arbeitsweise. Besonders die üblichen
eingesetzten elektronischen
Leistungsmesser bestehen aus einer großen Anzahl von Teilen, weshalb sie weder zuverlässig
noch wirtschaftlich sind. Außerdem sind die Charakteristiken der Meßelemente der
bekannten Mehrphasenleistungsmesser nicht gleichmäßig, so daß sich daraus Unsymmetriefehler
ergeben. Da diese Unsymmetriefehler korrigiert werden müssen, sind umständliche
Herstellungsmethoden für die bekannten Mehrphasenleistungsmesser erforderlich, während
andererseits die Meßgenauigkeit begrenzt ist.
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Die Erfindung hat deshalb das Ziel, die Schwierigkeiten und Unannehmlichkeiten,
die mit den bekannten elektronischen Mehrphasenleistungsmessern verbunden sind,
zu Uberwinden.
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Genauer gesagt ist es Aufgabe der Erfindung, einen elektronischen
Mehrphasenleistungsmesser zu schaffen, der verhältnismäßig einfach aufgebaut ist
und eine genaue Leistungsmessung in einem Mehrphasensystem zuläßt. Zu dem Zweck
soll der erfindungsgemäße elektronische Mehrphasenleistungsmesser nur einen einzigen
Arbeitsschaltkreis aufweisen, der sämtliche Multiplikationsvorgänge der Spannungen
und Ströme der einzelnen Phasen in einen Mehrphasenwechselstromkreis durchführt.
Genauigkeit und Zuverlässigkeit des Leistungsmessers sollen gegenüber den bisher
vorhandenen gesteigert werden.
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Um dieses Ziel zu erreichen, ist der elektronische Mehrphasenleistungsmesser
nach der Erfindung mit nur einem Arbeitsschaltkreis ausgestattet, der das Multiplizieren
der Spannungen und Ströme der Phasen des Mehrphasensystems ausführt, wobei die Spannungen
und Ströme durch entsprechende elektronische Schalter, die den einzelnen Phasen
zugeordnet werden, aufeinanderfolgend dem Arbeitsschaltkreis zugeführt werden. Im
Arbeitsschaltkreis werden mehrphasige Impulssignale gebildet, die zyklisch die elektronischen
Schalter derart betätigen, daß ein Ausgang entsprechend einer Summe der elektrischen
Leistungen der Phasen im Mehrphasenwechselstromsystem erhalten wird.
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Der Mehrphasenleistungsmesser nach der Erfindung benutzt die Arbeit
der elektronischen Schalter so, daß nur ein einziger Arbeitskreis alle Multiplikationsvorgänge
der Spannungen und Ströme der Phasen durchführen kann, wodurch die Anzahl der Komponenten
des Leistungsmessers viel niedriger als die bei herkömmlichen Mehrphasenleistungsmessern
ist. Daraus ergibt sich, daß der Leistungsmesser einfacher, wirtschaftlicher und
genauer und außerdem zuverlässiger ist als die bekannten.
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Zwar sind in der Meßtechnik Vielstellenmeßsysteme bekannt, z.B. bei
schreibenden Thermometern mit zahlreichen Meßpunkten. Das technische Konzept der
Erfindung unterscheidet sich jedoch von derartigen Vielstellenmeßsystemen grundlegend,
denn es soll kombinierte Analogausgangsgrößen abgeben, indem die Eingangszeitspanne
als gleich vorgegeben wird.
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Die Erfindung wird nun anhand eines Ausführungsbeispiels in Verbindung
mit der Zeichnung eingehend erläutert. Es zeigen: Fig. 1: ein Schaltbild eines Leistungsmessers
in einem Dreiphasensystem mit Null-Leiter als bevorzugtes Ausführungsbeispiel der
Erfindung; Fig. 2: ein Schwingungsdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des
Leistungsmessers aus Fig. 1; Fig. 3: eine abgewandelte Schaltung fllr die Erzeugung
eines im Leistungsmesser nach Fig. 1 eingesetzten Impulsbreitenmodulationskreises.
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Das Dreiphasenwechselstromnetz mit Null-Leiter, das in der-Fig. 1
dargestellt ist, hat die dreiEhasenleiter 1, 2 und 3 sowie den Null-Leiter N, Spannungswandler
PT1, PT2 und PT3 und Stromwandler CT1, CT2 und CT3. Diese Spannungs- und
Stromwandler
dienen lediglich dazu, einen Zugang zu den Spannungs- bzw. Stromwerten der Phasenleiter
zu erhalten, und die Spannungs- und Stromwerte, die von den Wandlern festgestellt
werden, werden zyklisch auf einen Arbeitskreis (der im einzelnen später noch beschrieben
wird) über elektronische Schalter S1, S2 und S3 bzw. S1a, S2a und S3a gegeben; diese
können Schalttransistoren sein, die an die Sekundärwicklungen der Wandler angeschlossen
sind.
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Der Arbeitskreis ist so bemessen, daß er das Produkt aus Spannung
und Strom einer jeden Phase bildet und einen Stromausgangswert I erzeugt, der proportional
der Summe der elektrischen Leistungen in den drei Phasen zusammen ist.
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Der Stromausgangswert I wird durch einen Strom-Impulswandler A in
einzelne Impulse umgewandelt. Diese Impulse kommen in einen Zähler F und werden
von diesen integriert. Die Anzahl der im Zähler F innerhalb einer bestimmten Zeitspanne
gezählten Impulse ist dann ein Maß für die gesamte Leistung.
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Der Arbeitskreis weist einen Impulsgenerator Q auf, der ein Impulssignal
q0 erzeugt, und einen Impuls verteiler B, der z.B. durch ein Schieberegister gebildet
wird und mehrphasige Steuerimpulse (bei dem vorliegenden Beispiel dreiphasige
Steuerimpulse)
erzeugt mit Hilfe des Impulssignals q0 und die mehrphasigen Steuerimpulse an die
entsprechenden elektronischen Schalter verteilt. Die Ausgangsströme der Sekundärwicklungen
der Stromwandler werden in wechselnder Folge dem Arbeitskreis durch die elektronischen
Schalter S1a, S2a und S3a zugeführt, die durch die dreiphasigen Steuerimpulse geschaltet
werden, so daß ein Mittelwert der sekundären Ausgangsströme der Stromwandler proportional
der elektrischen Leistung erhalten wird.
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In den Sekundärkreis eines jeden Stromwandlers ist ein Kondensator
C eingeschaltet, damit in diesen Sekundärkreis kein Gleichstrom fließt und dieser
als Stromausgangsquelle dienen kann.
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Der Arbeitskreis weist außerdem einen impulsbreiten Modulationskreis
PWM auf, der in Fig. 1 eingerahmt gezeichnet ist, welcher einen Schalttransistor
Trl enthält, der vom Impulssignal q0 des Impulsgenerators Q gesteuert wird, wobei
ein Kondensator Co zwischen den Kollektor und den Emitter des Transistors Trl eingeschaltet
ist, während ein Transistor Tr2 einen Emitterwiderstand R0 hat und durch eine Bezugsspannung
Eo vorgespannt ist, um einen Bezugsstrom 10 zuzuführen; eine Triggerdiode D ist
durch ihren Lastwiderstand
R paralle zum Kondensator C0 geschaltet,
eine Gleichspannungsquelle E liegt an der gemeinsamen Klemme der Sekundärwicklungen
der Spannungswandler PT1, PT2 und PT3, und ferner ist eine Gatterschaltung mit den
Dioden d1 und d2 vorhanden.
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Während der Zeitspanne, in der der Schalttransistor Trl durch das
Impulssignal q0 des Impulsgenerators Q gesperrt ist, lädt der über den Transistor
Tr2 zugeführte Bezugsstrom 10 den Kondensator C0 auf, so daß die Spannung am Kondensator
C0 linear ansteigt. Wenn dann die Spannung des Kondensators C0 einen Wert (E + e)
übersteigt, wird die Triggerdiode D, die parallel zum Kondensator C0 liegt, leitend,
was zur Folge hat, daß eine Spannung (Io . R) am Lastwiderstand R der Triggerdiode
D erzeugt wird. Dieser Zustand hält solange an, bis der Transistor Trl leitend wird.
Folglich ist eine Nullpegelimpulsbreite eines Eingangsimpulssignals, das dem Impuls
verteiler B durch den Gatterkreis d1, d2 zugeführt wird, gleich einer Zeitspanne,
die für das Laden des Kondensators C0 benötigt wird; mit anderen Worten, sie kann
durch folgende Gleichung festgelegt werden: = C0 (E + e) / I0
Die
Impulsbreite # wird mithin durch die Eingangsspannung e moduliert. Das so modulierte
Eingangsimpulssignal wird durch den Impulsverteiler B in die oben beschriebenen
Dreiphasenimpulse bl, b2 und b5 geformt, und die so geformten Dreiphasenimpulse
werden auf die zugehörigen elektronischen Schalter S1, S1a; S2, S2a und S3, S3a
verteilt, was mit Hilfe des Impulsverteilers B geschieht. Die Arbeitsfrequenzen
dieser elektronischen Schalter werden weit höher gewählt als die Frequenz des Dreiphasenwechselstroms,
der gemessen werden soll.
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In der Figur 2 sind Ausgangswellen I1, I2 und I3 dargestellt, die
bei Arbeit der elektronischen Schalter S1, S S1a; S2, S2a; S3, S3a erhalten werden.
Die Ausgangswellformen sind Arbeitsausgangswellenformen der ersten, der zweiten
und der dritten Phasenkomponente. Der zusammengefaßte Arbeitsausgang I dieser drei
Ausgänge I1, I2 und 15 wird mit Hilfe eines Glättungskondensators Cf in einen Gleichstrom
geglättet, dessen Gleichstrommittelwert proportional der Summe der elektrischen
Leistung in den drei Phasen ist. Dieser Gleichstrom wird durch einen Strom-Impuls-Wandler
A in Impulse umgeformt, die dann von dem Zähler F über eine bestimmte Zeitspanne
gezählt werden, und das Ergebnis wird dann als Leistungswert angezeigt.
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Bei dem in Figur 1 gezeigten Beispiel sind die Schalter S1a, S2a und
S3a strombetätigte Schalter, so daß der Einfluß ihres Innenwiderstandes geringfügig
zu spüren ist.
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Außerdem ist der Arbeitsausgangswert ein Stromausgangswert, so daß
der Einfluß einer Spannungsdrift, der durch den Strom-Impuls-Wandler hervorgerufen
wird, ebenfalls geringfügig zu spüren ist.
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Eine Abwandlung des Impulsbreitenmodulationskreises ist in der Fig.
5 dargestellt. Wenn ein Transistor Tr11 in diesem Schaltkreis durch ein Impulssignal
vom Impulsgenerator Q in gesperrtem Zustand gehalten wird, dann lädt ein Strom Ic
proportional einer Spannung (E0 + e) einen Kondensator C0 mit Hilfe eines Eingangstransistors
Trl3 über eine bestimmte Zeitspanne T0 auf. Danach wird dann der Transistor Tr11
wieder leitend, woraufhin ein Schalttransistor Trl4 in gesperrten Zustand kommt,
und ein konstanter Strom I0, der durch einen aus einem Transistor Trl2, einem Widerstand
R0 und einer Bezugsspannung Eo bestehenden Kreis erhalten wird, fängt an, den Kondensator
C in umgekehrter Richtung zu laden (d.h. zu entladen).
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Damit nimmt das Basispotential des Transistors Trl4 in einem Maße
ab, das Proportional den Strom 10 ist, und schließlich wird der Transistor Trl4
wieder leitend. Es muß jedoch vermerkt werden, daß der Transistor Tr14 für die
Zeitspanne
# gesperrt gehalten wird, in der der Kondensator C0 entladen ist. Da die Ladungsmenge
IcT0 des Kondensators C0 gleich der Entladungsmenge I0# ist, kann die Zeitspanne
# auch durch folgende Gleichung ausgedrückt werden: = IcTc / I0 # (E0 + e) Die Zeitspanne
# wird also durch die Eingangsspannung e moduliert. Wie bei der Schaltung nach Fig.
1 wird der AusgangsimpulS der Schaltung aus Fig. 5 dann dem Impulsverteiler B zugeleitet.
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Aus der vorstehenden Beschreibung wird deutlich, daß die Kombination
aus Impulsbreitenmodulationskreis und elektrischen Schaltern und speziell die Verwendung
des Kondensators, der die Stromwandler miteinander verbindet, dazu beitragen, die
mehrphasige Leistungs-Strom-Umwandlung wirksam zu machen und die für die elektrische
Leistungsmessung benötigten Einzelteile ihrer Zahl nach zu verringern. Da außerdem
der Impulsbreitenmodulationskreis für sämtliche Phasen gemeinsam benutzt wird, ist
auch die Symmetrie zwischen den Phasen nicht gestört, so daß auch die Meßgenauigkeit
der Meßeinrichtung beträchtlich verbessert ist.
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Wie bereits beschrieben, ist der Ausgangswert des Arbeitskreises ein
Stromausgangswert, so daß es ein Leichtes ist, den Ausgangswert mit Hilfe eines
Kondensators zu integrieren, was zu einem elektrischen Leistungsmesser hoher Genauigkeit
führt.