DE2518983A1 - Anordnung zum lesen selbstsynchronisierender informationen eines magnetisierten datentraegers - Google Patents

Description

PHN.7530.

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a. ,.,.ng vom.· 29» April 1975

"Anordnung zum Lesen selbstsynchronisierender Informationen eines magnetisieren Datenträgers"

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zum Lesen selbsterynchronisierender (self clocking) digitaler Informationen, die in einem zweiwertigen Zustand auf einem beweglichen Trägermaterial gespeichert sind. Sie enthält ein differenzierendes Leseelement mit einer Lesewicklung, die relativ zum Trägermaterial bewegbar ist, und weiter eine Reihenschaltung bestehend aus einem Resonanzkreis und einer Durchlassanordnung mit einer fallenden Amplitude/ Frequenz-Durchlasskennlinie. Ein Zwischenausgang und ein Endausgang der Reihenschaltung sind mit Eingängen einer Addieranordnung verbunden, von der an einem Ausgang ein

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Datensignal neu gebildet wird. Eine derartige Anordnung ist beispielsweise aus der US-PS. 3 441 921 und der Dt-PS. 1 499 851'bekannt. .

Bei einer bekannten Anordnung dieser Art gelangt das Ausgangssignal des Leseelementes an eine diskrete Differentiationsschaltung, und deren Ausgangssignal danach an eine Resonanzschaltung, sodann deren Ausgangssignal an eine Phasenausgleichsschaltung» Deren Ausgangssignal gelangt schliesslich sowohl an eine summierende Ausgangsstufe als auch an einen Zwischenverstärker» Der Zwischenverstärker bildet mit einer integrierenden Schaltung und einem Ausgangsverstärker eine zweite Reihenschaltung, deren Ausgang auch mit einem Eingang der summierenden Ausgangsstufe verbunden ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine wesentlich einfachere Schaltung zu schaffen, die weitere Vorteile bietet, insbesondere leichter als die bekannte Schaltung nachstellbar ist. Gelöst, wird diese Aufgabe durch eine in den Ansprüchen gekennzeichnete Anordnung. Da nach der Erfindung hinter der Lesekopfspule kein zusätzliches Differentiationselement angeordnet ist, kann die Lesekopfspule direkt einen Teil des Resonanzkreises bilden. Bei den bekannten Anordnungen ist dies nicht möglich, weil zwischen dem Leseelement und dem Resonanzkreis.eine zusätzliche Differentiations-

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schaltung vorhanden, ist.

Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass

der Resonanzkreis einen beschränkten Gütefaktor besitzt. Der Hochfrequenzteil des Signals kann dadurch um wenige dB verstärkt werden. Der Niederfrequenzteil des Signals wird jedoch nicht beeinflusst. So wird am Verzweigungspunkt der Leitungen der Signal-Rauschabstand besser und die Amp"litudekörrektur kann,in einem späteren Abschnitt des Schaltkreises kleiner sein.

Es ist auch vorteilhaft, wenn zwischen dem Resonanzkreis und den Verzweigungsleitungen eine Trennanordnung geschaltet ist, wodurch zur Vermeidung gegenseitiger Beeinflussung der Verzweigungsleitungen eine Impedanztransformierung erfolgt. Auf diese Weise werden die Verzweigungsleitungen elektrisch vom Resonanzkreis getrennt. Durch Impedanztransformation beeinflussen sich die Verzweigungsleitungen nicht und in jeder kann eine unabhängige Korrektur des Signals durchgeführt werden.

Es ist vorteilhaft, wenn die erwähnte Addieranordnung durch miteinander verbundene Ausgänge eines in der ersten bzw. der zweiten Verzweigungsleitung geschalteten ersten bzw. zweiten Verstärker gebildet wird. Dies gibt eine sehr einfache Lösung für die Addieranordnung. Ausserdem tritt jetzt auch ausgangsseitig keine gegenseitige Rückwirkung der Verzweigungsleitungen auf.

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Es ist vorteilhaft, wenn die erwähnte erste und zweite Yerzw'eigungs leitung in bezug auf einander einen Phasenunterschied von 180° einführen. So wird auf einfache Weise, ein entsprechendes Phasenverhältnis bewirkt.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand einiger Ausführungsbeispiele näher erläutert» Es zeigen:

Fig. 1 einige Signalformen als Funktion der Zeit,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Anordnung nach dem Stand der Technik,

Fig. 3 eine Blockschaltung einer erfindungsgemässen Anordnung,

Fig, H ein weiter ausgearbeitetes Schaltbild einer erfindungsgemässen Anordnung,

Fig. j> Amplitudenfrequenzkennlinien,

Fig. 6 Phasenfrequenzkennlinien,

Fig» 7 weitere Amplitudenfrequenzkennlinien, "und

Fig« 8 weitere Phasenfrequenzkennlinien.

In Fig. 1 sind einige Signalformen als

Funktion der Zeit dargestellt, die auch im Zusammenhang mit bekannten Anordnungen gelten. Die Zeile A zeigt binäre Datenelemente, die je eine feste Zeitspanne beanspruchen. Die Grenzen der Bitstellen sind durch Striche angedeutet. Die Zeile B zeigt den entsprechenden Zustand, z.B. die

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Magnetisierungsrichtung in einem Trägermaterial, Eine logische ^H0^rt zeigt einen Uebergang beim Beginn der.Bitstelle, eine logische "1" ergibt ausserdem einen Uebergang in der Mitte der Bitstelle₀ Es ist hier auf einen sogenannten Doppelfrequenzkode bezug genommen» Der Kode verursacht keine Signalkomponenten auf Nullfrequenz und nur wenige Komponenten auf Niederfrequenz in Beziehung zu einer der Bitstellenlänge entsprechenden Frequenz, Der Kode ist selbstsynchronisierend, weil zwischen zwei aufeinanderfolgenden Wechselvorgängen in der Magnetisierungsrichtung höchstens ein vorgeschriebenes Maximum an Zwischenraum vorhanden isti es gibt zumindest einen Uebergang pro Bitstelle,

Die Zeile C zeigt die durch einen magentischen Lesekopf abgegebenen Slgri:ile j, wenn der- Träger mit gleichförmiger Geschwindigkeit längs dem Lesekopf angetrieben wird: jeder WechseIvorgang in der Magnetisierungsrichtung .erzeugt einen Signalimpuls mit Normalgrösse und wechselnder Polarität, Dies gilt, wenn der Abstand zwischen aufeinanderfolgenden Uebergängen gross genug ist, oder auch, wenn die Zeitspannen zwischen aufeinanderfolgenden, den Lesekopf passierenden Uebergängen so gross sind, dass sich die Signalimpulse nicht überlappen» dies ist eine sogenannte Aufzeichnung bei niedriger Informationsdichte,

Die Zeile D zeigt, was beim benutzten Kode

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geschieht, wenn der letztgenannten Anforderung nicht mehr entsprochen ist. Wenn aufeinanderfolgende Uebergänge verhältnismässig weit auseinander liegen (bei der Information 0-0), so überlappen sich aufeinanderfolgende Impulse wenig und die Amplitude ist -verhältnismässig gross, Wenn aufeinanderfolgende Uebergänge verhältnismässig dicht beieinander liegen, .so z.B. der mittlere Uebergang bei der Information "1", werden sich aufeinanderfolgende Impulse weitgehend überlappen. Weil aufeinanderfolgende Signalimpulse immer ein entgegengesetztes Vorzeichen haben» iverden sie sich ausgleichen und die Amplitude ist verhältnismässig klein. Dieser Effekt ist als "pulse crowding" (Impulshäufung) bekannt: je nachdem ob die Leseimpulse unter dem Einfluss des beweglichen Trägermaterials in rascher Aufeinanderfolge erscheinen, beeinf!ussen sie sich stärker, so dass die Ausgangsimpulse des Leseelenients immer kleiner werden. Weiter ist es möglich, dass ein Uebergang an einer Seite näher beim nächsten Uebergang als an der anderen Seite liegt» So ist die Ueberlagerung asymmetrisch. Dies bewirkt eine Verschiebung der Spitze des betreffenden Signalimpulses in Richtung des grössten Zwischenraums. Die Signalimpulse werden in einer Schaltung verarbeitet und die Amplitudenänderung oder die Impulslagenänderung kann, und gewiss in Verbindung mit weiteren Störungen, unheilbare Fehler in der rückgewonnenen Information

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geben. Um so mehr gilt dies, wenn der Kode selbstsynchronisierend ist, weil im allgemeinen die Taktimpulsfrequenz nach dem Ausfiltern zur Bestimmung von AbfrageZeitpunkten verwendet wird. Es sind mehrere Möglichkeiten zum Wiedergewinnen der ursprünglichen Information durch Korrektur entstandener Abweichungen bekannt. Dazu verwendet man Filter, die das ursprüngliche Verhältnis zwischen den Komponenten mit verschiedenen Frequenzen ausgleichen. Zu diesem Zweck muss der Gesamtamplitudengang als Funktion der Frequenz konstant und der Phasengang linear sein. Letzteres bedeutet, dass das ganze Signal über eine feste Zeit gleichförmig verzögert ist_o

Die Zeile E zeigt einen anderen Kodet eine logische ¹¹O" wird durch einen Uebergang in der Mitte der Bitstelle dargestellt. Eine logische "1" wird durch einen Uebergang am Anfang der Bitstelle dargestellt, oder es muss die direkt vorangehende Information eine logische ¹¹O" gewesen sein, in welchem Falle der Uebergang ausgelassen wird, Der Abstand·zwischen aufeinanderfolgenden Uebergängen kann also 1 , \\ oder 2 Bitstellen betragen. Auch dieser Kode, der "delay"-Kode, ist selbstsynchronisierend. Es sind ausserdem noch viele andere Kodes verwendbar,

Fig. 2 gibt eine Anordnung zum Ausgleichen ' des Frequenzgangs nach der USA-Patentschrift 3 hki 921 und zeigt eine Trägerschicht CARR, ein Leseelement HD, eine

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Differentiationsschaltung DIFF₉ ein Resonanzfilter RES, eine Phasenausgleichsschaltung¹ PHEQ mit zwei Verzweigungsleitungen •am Ausgang. Eine Verzweigungsleitung führt der Addieranordnung SUM ein vorlaufiges Ausgangssignal zu, die andere Verzweigungsleitung enthält einen Emitterfolger EMFO, einen Integrator mit dem Widerstand R1 und dem Kondensator C1 , und einen Verstärker AMP1 · Der Ausgang des Verstärkers ist mit der Addieranordnung SUM verbunden. Am Ausgang der Addieranordnung SUM erscheint ein neu gebildetes Datensignal an der Klemme K1. Die integrierende Wirkung der letztgenannten Verzweigungsleitung gibt eine Korrektur der Niederfrequenzkomponenten. Die Schaltung ist als eine Kollage der Fig. 1 und 4 der erw&hnten USA-Patentschrift 3· kki 921 bzw. der deutschen Patentschrift 1 499 851 aufgebaut. In der bekannten Anordnung wird die im beweglichen Träger gespeicherte Information zweimal differenziert (siehe z.B. die erwähnte deutsche Patentschrift 1 k99 851, Spalte 5, Zeilen 23, 37, 66), Dabei erfolgt ein erster Differenzierungsvorgang im Leseelement selbst. Die Differentiationsschaltung hinter, dem· Kopf gibt einerseits die erforderliche Verstärkung der höheren Frequenzen und zum anderen werden die Niederfrequenzen in bezug auf den Zwischenfrequenzbereich des Signals geschwächt. Dieser zweite Effekt ist unerwünscht und muss später zusätzlich ausgeglichen werden. Auch ist

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dabei eine komplizierte Phasenausgleichsschaltung nötig. Bei der bekannten Anordnung wird die Korrektur der Niederfrequenzkomponenten u_ea_e vom Integrator R1, C1 herbeigeführt.

Fig. 3 zeigt eine Blockschaltung einer erfindungsgemässen Anordnung mit einer Trägerschicht CÄRR, einem Resonanzfilter RES2, von dem das differenzierende Leseelement HD einen Teil.bildet, einem Leseverstärker AMP2, einer ersten Verzweigungsleitung mit einem Integrator INT und einem Verstärker AMP3» einer zweiten Verzweigungsleitung mit einem Filter FIL und einem Verstärker AMP4, und einer gemeinsamen Ausgangsklemme K2 für die miteinander verbundenen Verstärker AMP3 und 4». Die Wirkungsweise wird an Hand der Fig. k ff. beschrieben. Erfindungsgemäss wird nur "einmal differenziert, das Leseelement bildet elektrisch einen Teil des Resonanzfilters und die gesonderten Kanäle führen alternativ Korrekturen im Signalkomponenten mit höheren bzw. mit niedrigeren Frequenzen herbei, um den Einfluss sowohl des "pulsecrowding"-Effektes, als auch des Differenzierers im Leseelement HD zu korrigieren. Auf diese Weise kann jede Verzweigungsleitung einfach bemessen werden» Die zwei Verzweigungsleitungen haben hier einen gemeinsamen Eingang. Durch die Zuordnung der zwei Verstärker können die Endergebnisse unabhängig kombiniert werden.

Fig. ' .4i gibt ein weiter ausgearbeitetes Schema

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einer erfindungsgemässen Anordnung mit einem Leseelement HD2 mit Lesespule L1, vier Transistoren Q1...Q4, zwölf Kondensatoren C2...C13» drei Spulen L2y...L4, sechzehn Widerständen R2...R17» einem Potentiometer PM, einem Verstärker AMP2 und sieben Verbindurigsklemmen K3...K9. In diesem nur als Ausführungsbeispiel gegebenen Schema ist die Wiederholungsfrequenz der empfangenen Information 6,5 Megabits/Sekunde., wobei Kodierung nach einem "Delay"~Kode (Fig. 1, ZeileE) erfolgt. Die Spule L1 erfüllt auf bekannte Weise eine differenzierende Punktion in bezug auf den Magnetfluss in der Trägerschicht, die mit gleichförmiger Geschwindigkeit das Element HD2 passiert. Der Amplitudengang des Leseelements ist in erster Anlage der Frequenz einer Signa!komponenten proportional und die Phasenverschiebung für alle Frequenzen beträgt +90°. In der Praxis hat der Amplitudengang die Form nach Fig. 5» Kurve A. Die Frequenz ist auf der horizontalen Achse als Bruchteil einer höchsten Grenzfrequenz f, aufgetragen. Eine niedrigste Grenzfrequenz ist f, , die hier ungefähr gleich f. t 16 ist, aber die Erfindung beschränkt sich nicht darauf. Zwischen f- und f^ liegt der Arbeitsbereich. Die erwähnte Proportionalität gilt nur für niedrige Frequenzen: der Amplitudengang ist für ungefähr JEVt 3 maximal und sinkt durch den "pulse-crowding"-Effekt für hohe Frequenzen wieder ab.

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Ira Arbeitsbereich ist eine einheitliche Gesamttibertragungskennlinie erwünscht.

, Die Spule L1 hat eine Selbstinduktivität von Z₀B. 13/uH» Diese Spule bildet zusammen mit nicht dargestellten Streukapazitäten, einem Einstellkondensator C2 mit einer GrSsse von beispielsweise 60 pP und einem Widerstand R2 von z.B. 1000 0hm, einen nicht kritischen gedämpften (parallel) Resonanzkreis mit einer Eigenfrequenz von z,Bo 6 MHz und einem Gütefaktor von z.B. 1,7i siehe den Dämpfungsverlauf in Fig. 5t Kurve B. Da der Gütefaktor beschränkt ist, ist der Kreis nicht sehr empfindlich für geringe Aenderungen in den Parametern. Sie können z.B. auftreten, wenn das Element ausgetauscht wird, Weiter gibt es keine starke Krümmung in der Phasenfrequenzkennlinie des erwähnten Kreises, was z.B. aus dor Fig. 6, Kurve B, ersichtlich ist. Für die gleiche Einteilung der horizontalen Achse wie in Fig. 5 ist der Phasenwinkel in Grad auf der vertikalen Achse aufgetragen (bei der Kurve B immer^LO⁰). Hinsichtlich des später eingeführten Rauschens wird dabei in der Nähe der Resonanzspitze der Signal-Rauschabstand um einen Faktor von ungefähr 1·£ vergrössert. Durch diese Verstärkung braucht auch der Korrekturfaktor für die, verhältnismässig hohen Frequenzen später weniger' gross zu sein. Auch dies übt einen guten Einfluss auf den Signal-Rauschabstand im Ausgangssignal aus.

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Das Ausgangssignal des Resonanzkreises passiert ein RC-Netzwerk mit den Kondensatoren C3 und C4, die z.B. einen Wert von 4 nF haben. Das RC-Netzwerk stoppt z,B„ Signalkomponerrben mit einer Frequenz unter 12 kHz. Der Verstärker AMP2 hat beispielsweise eine Eingangsimpedanz von 6 kß und einen Verstärkungsfaktor 200. Mittelabzweige des Verstärkers AMP2 und der Spule L1 sind mit Erde verbunden.

Der Ausgang des Differenzverstärkers AMP2 ist mit der Basiselektrode des Transistors QI verbunden, der als Verzweigungspunkt arbeitet. Dazu ist der Wert der Widerstände z.B. Rk 20 kii, R5 1000Π. Die Klemme K8 ist mit einer Speisespannung von -6 V verbunden. Die Verzweigungsleitung" für niedrige Frequenzen geht von der Kollektorelektrode aus. Die Einstellung des Potentiometers PM,· z.B. zwischen 0 und 1000 Ω, bestimmt das Uebertragungsverhältnis zwischen -beiden Verzweigungsleitungen· Dieses Verhältnis ist z.B. 2:1* .

Die Verzweigungsleitung für die Niederfrequenzen enthält ein RC-Netzwerk mit Potentiometer PM und Kondensator C8 (mit einem Wert von z.B. J nF), wodurch ein Filter mit einer fallenden Amplitudenfrequenzkennlinie und mit einer charakteristischen Frequenz von z.B. 0,4 MHz entsteht. Der Abschwächungsfaktor ist proportional der Frequenz» Auf diese Weise wird für den niederfrequenten

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Teil des benutzten Frequenzbereiches die differenzierende Wirkung des Leseelements ausgeglichen, Ueber der untersten Grenzfrequenz f, ist eine nahezu einheitliche Phasendrehung von -90° vorhanden, die unter f.. allmählich auf 0° absinkt. Die Amplituden- und Phasengänge sind in den Figo 5 und 6, Kurve C, dargestellt. Statt einese derartigen integrierenden Kreises kann die erste ■Verzweigungsleitung auch eine andere FiIteranordnung mit einem fallenden Amplitudenfrequenzgang und einem ungefähr linearen Phasenfrequenzgang enthalten»

Der Transistor Q2 arbeitet als Emitterfolger, dessen Emitterelektrode mit der Basiselektrode des verstärkenden Transistors Q3 verbunden ist. Die Werte der Bauelemente sind z.B. R10 20 kn; R11 10 kfl} R12 620 n, RI3, 17 316 n; C12 1 /uF. Die Klemme K3 ist beispielsweise mit einer Speisequelle von +6 V verbunden, die Klemmen Κ4 und K5 sind z.B_e mit einer Speisequelle von -6 V verbunden.

Die zweite Verzweigungsleitung für verhältnismässig hohe Frequenzen geht von der Emitterelektrode des Transistors Q1 aus, der mit einem Eingang eines an sich bekannten Filters vom "überbrückten T"-(bridged T)-Typ mit konstanter Eingangsimpedanz -verbunden ist. Eine derartiges Filter ist beispielsweise von O.J.Zobel, Bell System Technical Journal, Volume T_-, Juli 1928, Seiten

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438..543, oder im "Blue Book CCITT", 1964, Seite 93 beschrieben. Dieses Filter hat einen ansteigenden Amplitudenfrequenzgang, wodurch namentlich die Amplitude von Komponenten mit Frequenzen dicht unter der obersten Grenzfrequenz f_n erhöht wird. Eine vorteilhafte Wahl der Dämpfungsverläufe wird dabei in den Fig. 5 und 6, Kurve D, gegeben. Die Amplitudenfrequenzgangskurven sind dabei nicht immer in gleichem Masstab dargestellt. Die Werte der Elemente des Filters sind z.B. wie folgt» C5 0,1 /uF, L2 23,3/uH, C6 15 pF, R6 6800 a, R7 und R8 316.n, R9 16,6 n, L3 1,5/uH, C7 230 pF. Das Maximum der Amplitudenfrequenzgangskurve liegt z.B. bei ungefähr 0" x der höchsten Grenzfrequenz f, . Diese Wahl ist von mehreren Faktoren abhängig und muss je nach dem Gütefaktor des benutzten Resonanzkreises und der linearen Informationsdichte auf der Trägerschicht optimalisiert werden. Durch eine derartige Wahl wird ein entsprechender Amplitudengang erhalten. Weiter wird ein grosser Teil der Krümmung des Phasenfrequenzganges des Leseelementkreises ausgeglichen. Statt des erwähnten Filters kann auch ein anderes Filter verwendet werden, z.B. ein RC-Netzwerk mit geeigneter Zeitkonstante, Bei einem gerade verlaufenden Phasenfrequenzgang wird das ganze Signal gleichsam über eine feste Zeit verschoben.

Der Ausgang des erwähnten Filters (Klemme K9)

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ist mit einem Rauschfilter verbunden, das unerwünschte Signalkoraponenten mit Frequenzen über etwa 8,5 MHz stoppt. Die Werte der Teile davon sind:z.B,t iA 4,1 nH, C10 81 pF, C11 45 pF. In der Verzweigungsleitung für verhältnismässig niedrige Frequenzen ist ein derartiges Rauschfilter dadurch überflüssig, das die integrierende Funktion dieser Verzweigungsleitung Hochfrequenzkomponenten schon genügend abschwächt.

- Der Ausgang des Rauschfilters ist mit der Basiselektrode des Transistors q4 verbunden, der als Signalverstärker arbeitet. Die Klemme K7 ist mit einer Speisequelle von z.B. -6 V verbunden, die Einstellwiderstände haben beispielsweise die Werte: R14 und R16 316 Ω, R15 680 Ω. Die Transistoren Q3 und Q4 haben einen gemeinsamen Kollelctorwiderstand, so dass die resultierenden Ströme addiert werden. Der Gesamtgang kann durch Aenderung der unterschiedlichen Verstärkungsfaktoren variiert werden. Die Kanäle sind in bezug aufeinander gegenphasig durch die Wirkung des Transistors Q1, um einen monoton verlaufenden Gesamtphasengang zu erhalten.

Die Fig. 7 und 8 geben den Dämpfungsverlauf der getrennten Kanäle und des Kreises als Ganzes an. Die Kurve G gibt den Phasengang der Verzweigungsleitung für Niederfrequenzen zwischen der Spule L1 und der Klemme K6. Die Kurve H gibt den Phasengang der Verzweiguhgs-

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leitung für hohe Frequenzen gleichfalls zwischen der Spule LI und der Klemme K6. Die Kurve I gibt den Gasamtphasengang für die ganze Schaltung. In diesem Beispiel ist der Verstärkungsfaktor in einer Verzweigungsleitung für niedrigere Frequenzen um 6 dB höher als in der anderen Verzweigungsleitung. Die Abweichung von einer Geraden (strichpunktierte Linie) durch den Punkt +90° bei Nullfrequenz ist im Arbeitsbereich höchstens wenige Grad«

• " Fig. 8, Kurve J entspricht der Fig» 6, Kurve C und zeigt, die Phasendrehung durch die differenzierende Wirkung des Leseverfahrens (mit umgekehrtem Vorzeichen). Die Kombination der Kurven I und G gibt die Kurve K als Endergebnis für die ganze Anordnung, die wieder durch eine strichpunktierte Gerade angenähert ist. Bei Null— frequenz ist die Phasendrehung +180° (inversion) und weiter der Frequenz proportional. Dies bedeutet eine Verschiebung aller Komponenten über eine konstante Zeit. In Fig, 7 gibt die Kurve F den Amplitudengang der ganzen Schaltung hinter dem Leseelement HD2 und E die gewünschte Kurve (sie ist also die Umkehrung der Fig. 5» Kurve A), Auch hier sind .im Arbeitsbereich die Abweichungen kleiner als ungefähr 10 $. ;

In der Zusammenfassung zeigt es sich, dass mit einfachen Mitteln ein einheitlicher Amplitudengang und ein linear verlaufender Phasengang erreicht sind.

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An den Ausgang K6 kann schliesslich eine Verarbeitungsanordnung angeschlossen werden, in der die kodierte Information rückgewonnen wird» An sich sind derartige Anordnungen bekannt»

Die obersten und untersten Grenzfrequenzen werden im Zusammenhang mit dem Frequenzspektrum der benutzten Kodierung ausgewählt. Bei der Verwendung eines "delay"-Kodes mit einer Bitfrequenz von f, wird f, ungefähr gleich f. gewählt, während die unterste Grenzfrequenz ungefähr f./50 ist. Weiter versucht man im allgemeinen die Kapazität des Lesekreises niedrig zu halten. Dabei kann für die SeIbstinduktivität des Leseelements ein hoher Wert gewählt werden, was eine grosse Lesespannung ergibt»

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Claims (1)

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PATENTANSPRÜCHE;

^ Anordnung zum Lesen selbstsynchronisierender (selfclocking) digitaler Information, die in.einem zweiwertigen Zustand auf einem beweglichen Trägermaterial gespeichert ist und im wesentlichen durch in einem Arbeitsbereich gebildete Frequenzen gebildet wird, bei der ein differenzierendes Leseelement mit einer Lesewicklung, auf der das Trägermaterial antreibbar ist, und weiter eine Serienschaltung -aus einem Resonanzkreis und einer Durchlassanordnung mit einer fallenden Amplituden/Frequenzdurchlasskennlinie vorgesehen sind, und bei der ein Zwischenausgang und ein Endausgang der Serienschaltung mit Eingängen einer·Addieranordnung verbunden sind, an deren Ausgang ein Datensignal neu gebildet wird, dadurch gekennzeichnet, dass Ausgangsleitungen des Resonanzkreises in eine erste und zweite Verzweigungsleitung für niedrigere bzw. höhere Frequenzen verzweigt sind, in welche Ver-

zweigungsleitungen an der Stelle des Verzweigungspunktes ein gegenseitiger Phasenunterschied -von 180° eingeführt wird, dass die erste Verzweigungsleitung die Durchlassanordnung enthält, die in den Arbeitsbereich einen im wesentlichen konstanten Phasenunter.schied einführt, und dass die zweite Verzweigungsleitung eine Filteranordnung mit einer ansteigenden Amplituden-Frequenzdurchlasskenn-

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linie und mit einer mit der Frequenz nahezu proportional verlaufenden Phasenkennlinie enthält.

2, Anordnung nach Anspruch t, dadurch gekenn-

zeichnet, dass die Lesewicklung zusammen mit einem dazu parallel geschalteten Kondensator auch einen Teil des Resonanzkreises bildet. " *■ 3» Anordnung napri Anspruch 1 oder 2, dadurch

gekennzeichnet, dass zwischen dem Resonanzkreis und den Verzweigungsleitungen eine Trennstufe geschaltet ist, wodurch zur Vermeidung gegenseitiger Beeinflussung der Verzweigungsleitungen eine Impedanztransforinierung erfolgt. k. Anordnung nach Anspruch 1,2 oder 3, dadurch

gekennzeichnet, dass die Addieranordnung durch miteinander verbundene Ausgänge eines in die erste bzw. in die zweite Verzweigungsleitung geschalteten bzw, zweiten Verstärkers gebildet wird»

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