DE2425253B2

DE2425253B2 - Elektronische Uhr

Info

Publication number: DE2425253B2
Application number: DE2425253A
Authority: DE
Inventors: Heihachiro Tokorozawa Ebihara; Hiroyuki Kawasaki Kanagawa Fukayama; Shingo Tokio Hashimoto; Yasuhiko Iruma Nishikubo
Original assignee: Citizen Watch Co Ltd
Current assignee: Citizen Watch Co Ltd
Priority date: 1973-05-24
Filing date: 1974-05-24
Publication date: 1978-06-08
Also published as: GB1446497A; JPS5010168A; US3905188A; FR2231043B1; DE2425253A1; FR2231043A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Uhr nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bekannte elektronische Uhren dieser Art enthalten eine elektronische Schaltung, die mit einer Vielzahl von elektronischen Teilen einschließlich eines Halbleiterplättchens versehen sein muß.

In Fig. I ist eine elektronische Schaltung einer bekannten elektronischen Uhr mit Unruhspiralfeder gezeigt. Es bezeichnen Q einen Transistor, R einen Basisvorspannwiderstand, C einen Kondensator zur Bestimmung einer Zeitkonstante, Cx einen zur Verhinderung einer anormalen Schwingung dienenden Kondensator, Ls eine Detektorspule, LD eine Unruhspiralfedersteuerspule und VDD eine elektrische Stromquelle.

In einem bipolaren Transistor beträgt im allgemeinen die Spannung in Vorwärtsrichtung zwischen Basis und Emitter 0,4 bis 0,5 V, wenn ein geringer Strom fließt. Dieser bipolare Transistor ist so aufgebaut, daß eine notwendige, an seine Basis angelegte Vorspannung die Spannung in Vorwärtsrichtung veranlaßt, bis zu einem aktiven Bereich von einer sehr kleinen Amplitude anzusteigen. Dies wird durch den Widerstand Λ und den Kondensator C in der in F i g. 1 gezeigten elektronischen Schaltung erreicht. Wie aus vorstehendem ersichtlich ist, erzeugt bei der bekannten elektronischen Schaltung eine aus dem Widerstand R und dem Kondensator C bestehende Zeitkonstantenschaltung die Basisvorspannung aufgrund der Amplitude der Unruhspiralfeder, um die Amplitude auf einem konstanten Wert zu halten. Der Kondensator Cx bildet einen Nebenweg zum Verhindern der anormalen Schwingung der elektrischen Schaltung.

Bei der in F i g. 1 gezeigten elektronischen Schaltung sind der tatsächliche Wert des Kondensators C= 0,47 μΡ und der tatsächliche Wert des Widerstands /?=10MOhm und Or=200pF. Diese tatsächlichen Werte des Kondensators C und des Widerstands R werden durch die Unruhspiralfedersteuerfrequenz von 5 bis 6 Hz (Periode 0,2 Sekunden) bestimmt. Zusätzlich ist die Zeitkonstante durch CR=OAl ■ 10-⁶ ■ Iu · 10⁶=4,7 Sekunden gegeben, d. h. ungefähr das 25fache der Unruhspiralfedersteuerperiode.

Wenn der Kondensator in dem gleichen Halbleiterplättchen wie der Transistor gebildet wird, wird die benötigte Fläche so groß, daß in der Praxis die obere Kapazitätsgrenze des Kondensators bis zu einigen Hundert pF reicht. Wenn es gewünscht wird, den Kapazitätswert des Kondensators C klein zu machen, wobei das Produkt des Kondensators C und des

Widerslands R konstant gehalten wird, muß als Ergebnis der Widerstand R notwendigerweise einen großen Wert haben. Ein zu großer Widersland R führt aber zu einer Begrenzung des Basisistroms des Transistors. Als Ergebnis wird es schv/ierig, einen genügend großen Kollektorstrom zu erhalten, d. h. einen Unruhspiralfedersteuerstrom, selbst: wenn ein Transistor mit einem großen Verstärkungsfaktor verwendet wird. Zusätzlich ist es schwierig, selbst wenn ein gewünschter Kondensator in einem Halbleiterplättchen gebildet wird, den Wert des Widerstands R= lOMOhm zu erhalten, soweit ein allgemeiner Ausbreitungswiderstand verwendet wird, weil der Widerstandswert eines solchen Ausbreitung;swiderstandes auf höchstens einige Zehn kOhm bis lOOkOhm wegen der Beschränkung seiner Fläche begrenzt ist. Als Ergebnis ist es unmöglich, alle Teile, nämlich den Transistor, den Kondensator und den Widerstand, der in F ι g. 1 gezeigten unruhspiralfedergesteuerten elektronischen Uhr in einem monolithischen Plättchen zu bilden. Es müssen im Gegenteil eine Mehrzahl von elektronischen Teilen verwendet werden, um die elektronische Schaltung der Fig. 1 aufzubauen. In der Praxis werden deshalb der Transistor, der Kondensator und der Widerstand individuell mit einer gedruckten Verdrahtung verbunden, die auf einem Keramiksubstrat gebildet ist, um eine gemischte integrierte Schaltung zu bilden.

Eine solche gemischte integrierte Schaltung, die aus einer Mehrzahl von elektronischen Teilen besteht, hat jedoch den Nachteil, daß die Schaltung in der Abmessung groß wird, daß die Betriebssicherheit der gesamten Schaltung wegen des Anstiegs der Anzahl der elektronischen Teile verringert wird und daß die Herstellungskosten wegen des Anstiegs der Anzahl der Montageschritte sehr hoch werden.

Die Resonanzfrequenz eines Schwingungskörpers ist im allgemeinen eine Funktion der Schwingungsamplitude des Schwingungskörpers. Wenn der Schwingungskörper als Geschwindigkeitsregler verwendet wird, ist es erwünscht, den Schwingungskörper immer mit einer konstanten Amplitude schwingen zu lassen. Die Schwingungsamplitude des Schwingungskörpers erreicht einen eingeschwungenen Zustand an einem Punkt, an dem die Antriebsenergie, die die Funktion der Schwingungsamplitude des Schwingungskörpers ist, mit der Verlustenergie des Schwingungskörpers ins Gleichgewicht kommt. Unter einer solchen Bedingung wird ein großer Betrag elektrischer Leistung verbraucht, so daß es selten ist, daß ein solcher Schwingungükörper bei einer Uhr verwendet wird.

Die Funktionsbeziehung zwischen der Amplitude und der Antriebsenergie ändert sich im allgemeinen so, daß die Amplitude des Schwingungskörpers der eingeschwungene Zustand bei einer bestimmten Amplitude wird.

Wie oben mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben wurde, macht das bekannte Verfahren ausschließlich von der Tatsache Gebrauch, daß die Diode in Vorwä.rtsrichtung zwischen Basis-Emitter und zwischen Basis-Kollektor des bipolaren Transistors in der Lage ist, ein Erkennungssignal zu halten, um eine direkte Stromkomponente zu erzeugen, damit der Kondensator mit der so erzeugten Gleichstromkomponente aufgeladen wird und damit die an den Eingangsteil des Transistors angelegte Vorspannung aufgrund des Anstiegs der Amplitude des Schwingungskörpers verringert wird, wodurch die Antriebsimpulsbreite verringert wird.

Dieses Verfahren ist jedoch erforderlich, um die Gleichstromladekomponente für eine längere Zeit als die Periode des Schwingungskörpers aufrechtzuerhalten, und als Ergebnis muß die Zeitkonstante im Fall der Entladung des Kondensators groß gemacht werden. Somit ist es notwendig, einen Widerstand mit einem großen Widerstandswert und einen Kondensator mit einer großen Kapazität zu verwenden. In der heutigen Halbleitertechnik ist es fast unmöglich, den oben beschriebenen hochohmigen Widerstand und den Kondensator mit großer Kapazität herzustellen.

Deshalb hat es bisher an der praktischen Verwirklichung solcher elektronischer Uhren, wie sie auch in der DT-OS 22 33 583 beschrieben sind, gefehlt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine elektronische Uhr nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zu schaffen, die eine sehr kleine Zeitkonstante hat, d. h. keinen Kondensator großer Kapazität benötigt, und damit monolithisch integrierbar wird. Gelöst wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Kennzeichens des Anspruchs 1.

Durch die beim Anmeldungsgegenstand verwendete monolithische Integration, die mit einer das Signal des Rückkopplungsverstärkers differentierenden Steuerschaltung versehen ist, wird es möglich, die elektrische Schaltung in ihren Abmessungen klein zu machen und die Anzahl der darin enthaltenen Teile niedrig zu halten, vomit auch die Betriebssicherheit verbessert wird.

Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteran-Sprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung erläutert, in der zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer elektronischen Schaltung einer bekannten elektronischen Uhr mit Unruhspiralfedersteuerung,

Fig.2 ein Blockschaltbild zur Erläuterung einer erfindungsgemäßen Anordnung,

Fig.3 ein Signalwellenformdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 2 gezeigten Anordnung,

Fig.4 ein Signalwellenformdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise einer anderen Ausführungsform der Erfindung,

Fig.5 ein Schaltbild einer elektronischen Schaltung einer Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 6 eine perspektivische Ansicht eines teilweise geschnittenen MOS-Transistors, der in der in F i g. 5 gezeigten elektronischen Schaltung verwendet wird,

Fig. 7 ein Teillängsschnitt einer MO'AOS-Anordnung, die in der in F i g. 5 gezeigten elektronischen Schaltung verwendet wird,

F i g. 8 eine graphische Darstellung einer Spannungs-Kapazitäts-Kennlinie eines Halbleiters und

Fig.9(1) bis 9(11) Querschnitte eines Teils der elektronischen Schaltung zur Erläuterung aufeinanderfolgender Herstellungsschritte.

In Fig. 2 ist mit 1 ein Verstärker bezeichnet. Das an dem Ausgang des Verstärkers 1 abgegebene Antriebssignal wird über einen elektromechanischen Wandler 2 an einen Schwingungskörper 3 angelegt. Zusätzlich wird die Verschiebung oder Winkelgeschwindigkeitskomponente des Schwingungskörpers 3 als elektrisches Erkennungssignal über einen mechanisch-elektrischen Wandler 4 auf den Eingang des Verstärkers 1 rückgekoppelt. Das auf den Eingang des Verstärkers 1 rückgekoppelte Erkennungssignal wird auch als Steuersignal über die Steuereinrichtung 5, die sowohl eine Differenzierfunktion als auch eine Verstärkerfunktion

hat, dem Eingangsvorspannungsteil des Verstärkers 1 zugeführt.

Eine Ausführungsform der Erfindung wird nun mit Bezug auf das in Fig. 3 gezeigte und die Arbeitsweise der in Fig. 2 gezeigten Anordnung erläuternde Signalwellenformdiagramm beschrieben.

In Fig.3 l(a) ist die Erzeugung des der Winkelgeschwindigkeit der Gesamtperiode des Schwingungskörpers 3 entsprechenden Erkennungssignals gezeigt. Es sei angenommen, daß das erhaltene Erkennungssignal ((A)sich in seinem eingeschwungenen Zustand befindet. Seine differenzierte Welle P(A) hat die in Fig. 3 l(b) gezeigte Form. Von dieser differenzierten Welle P(A) wird ein Steuersignal für die Zeit tc erhalten, zu der die differenzierte Welle P(A)den Schwellwertpegel TAcder Steuereinrichtung 5 überschreitet. Wenn das Steuersignal von der Steuereinrichtung 5 z. B. das Vorspannungspotential an dem Eingang des Verstärkers 1 veranlaßt, vollständig Null zu werden, hat dieses Vorspannungspotential während der Zeit rc einen niedrigen Pegel und wird dann auf den Anfangsvorspannungspegel mit der Zeitkonstante des Eingangs des Verstärkers 1 angehoben, wie es durch gestrichelte Linien VB in F i g. 3 I(c) gezeigt ist. Zu dem Vorspannungspotential wird das Erkennungssignal addiert, das von dem mechanisch-elektrischen Wandler 4 als Wechselstrom abgegeben wird, um ein resultierendes Potential zu erzeugen, das durch eine ausgezogene Linie in Fig.3 I(c) gezeigt ist. Von diesem resultierenden Potential wird ein Antriebssignalimpuls für die Zeit τρ erhalten, bei der das resultierende Potential den Schwellwertpegel Thp des Verstärkers 1 übersteigt, wie dies durch gestrichelte Linien in F i g. 3(c) gezeigt ist.

Wenn die Amplitude des Schwingungskörpers 3 kleiner wird, erhöht sich die Breite τρ des Antriebsimpulses, wie dies in F i g. 3 Il gezeigt ist, und als Ergebnis wird dem Schwingungskörper 3 eine größere Antriebsenergie zugeführt, wodurch die Amplitude des Schwingungskörpers 3 erhöht wird.

Wenn die Amplitude des Schwingungskörpers 3 zu groß wird, wird andererseits die Breite τρ des Antriebsimpulses verringert, wie dies in Fig.3III gezeigt ist, oder wird eventuell zu Null, und als Ergebnis wird an den Schwingungskörper 3 eine geringere Antriebsenergie angelegt, wodurch die Amplitude des Schwingungskörpers 3 verringert wird.

Das Verhältnis der Änderung der Antriebsimpulsbreite τρ zur Änderung der Amplitude des Schwingungskörpers 3 in und um seinen eingeschwungenen Zustand kann durch die Zeitkonstante des Eingangs des Verstärkers 1 um den Pegel tO geändert werden, wie dies in Fig.3 11 gezeigt ist, bei dem das Steuersignal Null wird und bei dem der Gleichstromvorspannpegel durch die Größe des Erkennungssignals u. dgl. zu steigen beginnt. Auf diese Weise wird eine Auswahl von Veränderlichen der jeweiligen Teile der Anordnung nach der Erfindung möglich, um ein optimales Verhältnis der Änderung des Antriebsimpulses τρ zu der Änderung der Amplitude des Schwingungskörpcrs 3 zu erhalten. Wie sich aus vorstehendem ergibt, kann der Antriebsimpuls gesteuert werden, wodurch der erstrebte Zweck mit Hilfe einer sehr kleinen Zeitkonstante erreicht wird.

Kine weitere Ausführungsform di:r intermittierenden Erzeugung des Erkcnnungssignals wird unter Bezugnahme auf I·' i g. 4 beschrieben.

Hei dieser Ausführungsform wird das Antricbssignal bei denjenigen Teilen h 1, Λ 2 und hi des intermittierenden Erkennungssignals /"(/ψerzeugt, die den Spitzen der Erkennungssignalwelle f(A), die in Fig.4(a) gezeigt ist, entsprechen. Das Steuersignal wird an denjenigen Teilen der intermittierenden differenzierten Welle P(A) erhalten, die den durch h 7 und h 8 in F i g. 4(b) gezeigten Lagen entsprechen. Als Ergebnis wird das Antriebssignal an wenigstens den beiden Punkten Λ 2 und Λ 3 gesteuert, wodurch der Wirkungsgrad wesentlich verbessert wird.

Wenn das Antriebssignal z. B. jeweils an den Punkten Λ 4, ft 5 und Λ 6 gesteuert wird, wird das Antriebssignal an dem Punkt Λ 2 derart übersteuert, daß eine ausreichend große Antriebsenergie an den Schwingungskörper 3 zu dessen Startzeit nicht angelegt werden kann. Wenn das Antriebssignal nur an dem Punkt Λ 4 gesteuert wird, kann selbstverständlich eine ausreichende Steuerung für das Antriebssignal am Punkt h 3 nicht ausgeführt werden. An anderen Punkten wird das Antriebssignal in einer Weise gesteuert, die der oben beschriebenen gleichartig ist.

In Fig.5 ist eine elektronische Schaltung zum Steuern des Antriebssignals gezeigt.

In Fig. 5 bezeichnen QX, QI und Q3 Transistoren zum Bilden einer Amplitudensteuerschaltung, QA bis QW Transistoren zum Bilden von Verstärker- und Antriebsschaltungen und Ls eine Detektorspule. Die sehr kleine, von der Detektorspule Ls erhaltene Erkennungsspannung wird über einen Kondensator C2 an die Verstärkerschaltung angelegt. Eine Spannungsverstärkung dieser sehr kleinen Erkennungsspannung wird durch die Transistoren QA bis Q9 ausgeführt, und eine Stromverstärkung wird durch die Transistoren ζ) 10 und QW ausgeführt, wodurch eine Antriebsspule LD betätigt wird. Die Spannung zum Antreiben der Antriebsspule LD wird über einen Widerstand /?9 zum Eingang der Verstärkerschaltung rückgekoppelt. Der Widerstand R 9 und der Kondensator C2 bilden eine Zeitkonstantenschallung, die in der Lage ist, eine Vorspannung an die Basis des Transistors Q 4 anzulegen.

Die sehr kleine, von der Detektorspulc Ls erhaltene Erkennungsspannung wird über einen Kondensator CI an die Basis eines Transistors Qi der Amplitudensteuerschaltung angelegt, deren Transistor Q2 dazu dient, diese Erkennungsspannung zu verstärken. Wenn die auf diese Weise verstärkte Erkennungsspannung einen gegebenen Wert übersteigt, wird der Transistor Q 3 leitend, wodurch die der Basis des Transistors Q 4 zugeführte Vorspannung geändert wird. Die Anwendung der oben beschriebenen Maßnahmen stellt eine bessere Steuerung der Amplitude der Unruhspiralfcdcr der Uhr als die Basisvorspannsteuerschaltung sicher, die nur aus dem Kondensator C2 und dem Widerstand R 9 besteht, und ergibt des weiteren den wesentlichen Vorteil, daß der Stromverbrauch gering wird.

Bei der in F i g. 5 gezeigten elektronischen Schaltung kann die maximale Kapazität des Kondensators C2 zu 200 pF gemacht werden. Als Ergebnis kann eine solche maximale Kapazität durch die Kapazität eines Halbleiters erhalten werden. Der Widerstandswert des Widerstandes R 9 muß in der Größenordnung von 1000 MOhm liegen, was in der Praxis mit üblichen diffundierten Widerständen nicht erreicht werden kann. Die Erfindung verwendet eine MOS-R-Tcchnik, um den Widerstand R 9 zu erhalten, dessen Widerstandswert in der Größenordnung von 1000 MOhm liegt.

Unter Bezugnahme auf die I" i g. 6 bis 9 werden eine elektronische Schaltung, die in der Lage ist, die

Unruhspiralfeder anzutreiben und die in einem monolithischen Plättchen auf der Basis der MOS-R-Technik gebildet ist, und ein Verfahren zu deren Herstellung beschrieben.

Im Prinzip verwendet die MOS-R-Technik eine nichllineare Spannungs-Strom-Charakteristik, die zwischen zwei Anschlüssen eines Verarmungs-MOS-Transistors (nachfolgend mit MOST abgekürzt) auftritt, der ein Gate einer P-Kanal-MO'AOS-Anordnung und einen hochohmigen Widerstand aufweist, dessen Widerstandswert in der Größenordnung von 1000 MOhm ist, wobei einer der beiden Anschlüsse ein Drain-Bereich ist und der andere Anschluß ein Source-Bereich ist, der mit einem Substrat eines Halbleitermaterials und einem Gate kurzgeschlossen ist.

Es wird hier ein Verfahren zum Herstellen eines MOST mit einem Schritt des Einsetzens eines hochohmigen Widerstands in ein Siliziumplättchen verwendet, das dem in F i g. 6 gezeigten bipolaren Transistor entspricht.

In F i g. 6 bezeichnen 6 eine Source, 7 ein Gate, 8 ein Drain, 9 eine Oxidschicht und 10 ein N-Substrat.

Um einen MOS-R als hochohmigen Widerstand zu verwenden, muß ein MOST mit einem Gate einer P-Kanal-MO'AOS-Anordnung vorgesehen werden, wie dies beschrieben wird.

In F i g. 7 ist ein MO'AOS-Gate gezeigt, das aus fünf Schichten besteht, die eine Aluminiumelektrode M, eine Schutzoxidschicht O', eine Aluminiumoxidschicht A, eine erste Oxidschicht O und ein Siliziumsubstrat S, von oben gesehen, aufweisen. Das Siliziumsubstrat 5 ist N-leitfähig, und die erste Oxidschicht O ist eine SiO2-Schicht, die thermisch auf dem Siliziumsubstrat S oxidiert ist. Die Dicke dieser thermisch oxidierten Schicht O ist in der Lage, den Widerstandswert des MOS-R zu steuern.

Ein Beispiel der Beziehung zwischen der Dicke der thermisch oxidierten Schicht O und dem Widerstandswert des MOS-R ist in der folgenden Tabelle gezeigt.

Tabelle

Dicke der thermisch	Widerstandswert
oxidierten Schicht	(Klemmenspannung 1,5 V)
OÄ	1 · 106 Ohm
100Ä	5 · lO^Ohm
200 A	2 · 10? Ohm
300 Ä	5 · 10'Ohm
400 A	1,5 · 106 Ohm
500 A	OO

Gemäß der vorstehenden Tabelle betragen der spezifische Widerstand des N-Siliziumsubstrats 5 Ohm · cm, die Dicke der Aluminiumoxidschicht 2000 A, die Dicke der SiO₂-Schutzschicht 1000 A und W/L des MOS-R 1/200, wobei Wdie Breite des Gate 7 und L dessen Länge sind, wie in F i g. 6 gezeigt ist.

Im allgemeinen hat die Dicke der Aluminiumschicht A einen geringen Einfluß auf den Widerstandswert des MOS-R. Es ist bevorzugt, die Aluminiumoxidschicht A bei einer niedrigen Temperatur zu behandeln, da eine Behandlung bei hoher Temperatur dazu führen würde, daß die Aluminiumoxidschicht gehärtet wird, was im Falle einer Ätzbehandlung vermieden werden muß. Die SiOj-Schutzschicht O'wird aus der Dampfphase auf der Aluminiumoxidschicht A niedergeschlagen. Wie oben beschrieben wurde, wird die Aluminiumoxidschicht A einer Behandlung bei niedriger Temperatur ausgesetzt, so daß leicht eine Ätzbehandlung ausgeführt werden kann. Im Gegensatz dazu neigt eine Aluminiumoxidschicht A, die einer Behandlung bei niedriger Temperatür unterzogen wird, dazu, nach den Behandlungen sehr empfindlich zu sein.

Wenn die Aluminiumoxidschicht A durch thermischen Niederschlag von Aluminium-Isopropylat oder Aluminium-Äthylat bei einer Temperatur unter 800°C

κι gebildet wird, besteht z. B. die Gefahr, daß die so gebildete Aluminiumoxidschicht A leicht durch ein Ätzbad beeinflußt wird, das bei der Ätzbehandlung zum Bilden von Kontaktlöchern oder zum Ätzen von Aluminium verwendet wird. Um diesen Nachteil zu

i) vermeiden, wird gemäß der Erfindung die Aluminiumoxidschicht A mit einer S^-Schutzschicht O' bedeckt, die darauf aus der Dampfphase niedergeschlagen wird.

Der P-Kanal-MOST mit dem MO'AOS-Gate, der in der oben beschriebenen Weise aufgebaut ist, ist ein Verarmungs-Transistor. Wie sich aus der obigen Tabelle ergibt, wird, wenn die Dicke der ersten SiO₂-Schicht größer als 500 A ist, der Widerstandswert unendlich groß, so daß der MOST ein Anreicherungs-Transistor, in dem kein Strom fließt, wird. Als Ergebnis kann ein

2^r> MO'AOS-Gate mit einem Widerstandsteil auf der vollständig freigelegten Siliziumfläche und anderen Teilen mit Überschußoxid in einer Dicke von wenigstens 500 A vorgesehen werden, wobei kein Strom in dem MO'AOS fließt. Zusätzlich kann der Gate-Teil des

in MOS-R als Kondensator verwendet werden.

Gemäß der Erfindung wird eine N-Kanal-Halbleiter-Kapazitäts-Kennlinie verwendet, indem die Kapazitäts-Spannungs-Kennlinie (C-V-Kennlinie) berücksichtigt wird. Das bedeutet, daß die N-Kanal-Halbleiterkapazi-

r> tat, die bei der Herstellung des MOST-R eingebracht wird, vom Anreicherungstyp ist, die eine gute C-V-Kennlinie in dem in F i g. 8 gezeigten Betriebsspannungsbereich hat.
Ein Verfahren zur Herstellung der elektronischen Schaltung nach F i g. 5 wird nun beschrieben.

Die wesentlichen Elemente, die in einem monolithischen Plättchen (in einem Siliziumplättchen bei der vorliegenden Ausführungsform) gebildet sind, sind ein bipolarer N PN-Transistors, ein seitlicher bipolarer

« PNP-Transistor, ein MOS-R einer P-Kanal-MO'AOS-Anordnung und ein Kondensator einer N-Kanal-MO'AOS-Anordnung. Die Herstellungsschritte dieser wesentlichen Elemente werden nun unter Bezugnahme auf F i g. 9 beschrieben.

^rio Wie in F i g. 9 (1) gezeigt ist, wird P-Silizium thermisch oxidiert, um eine Oxidschicht zu bilden, und die auf diese Weise gebildete Oxidschicht wird geätzt, um eine gegebene Zahl von Löchern zu bilden. Dann wird eine Donor-Element-Zusammensetzung mit einer kleinen

« thermischen Diffusionskonstante, wie Antimon u. dgl., in das P-Silizium diffundiert. 31 bezeichnet eine N+ -Schicht, die auf diese Weise in das P-Silizium diffundiert ist und üblicherweise als vertiefte Schicht bezeichnet wird. Diese N + -Schicht 31 ist in der Lage, die

wi gesättigte Kollektor-Emitier-Spannung VcesdesNPN-Transistors zu verringern und einen parasitären Transistor im Falle der Verwendung des seitlichen PNP-Transistors zu vermeiden.

Wie in Fig.9(2) gezeigt ist, wird S1O2, das in dem in

μ Fig.9(1) gezeigten Schritt wächst, vollständig entfernt, und dann wächst eine cpitaxiale N-Siliziumschicht 32 auf dem P-Silizium und auf den diffundierten N⁴-Schichten. Die Dicke der cpitaxialcn N-Silizium-

schicht 32 ist größer als etwa 10 Mikron. Es ist notwendig, den spezifischen Widerstand der epitaxialen N-Siliziumschicht 32 1 bis 5 Ohm · cm unter Berücksichtigung der Kennlinie des Transistors und des MOS-R zu machen.

Bei dem in Fig.9(3) gezeigten Schritt wird eine thermische Oxidation ausgeführt, um eine Oxidschicht zu bilden, und dann wird die auf diese Weise erzeugte Oxidschicht geätzt, um eine gegebene Zahl von Löchern 33 zu bilden. Eine Zusammensetzung eines Akzeptorelements, wie Bor u. dgl., wird thermisch in die epitaxiale N-Siliziumschicht 32 diffundiert, bis die thermisch diffundierten Bereiche bis zu der Fläche des Anfangs-P-Siliziumsubstrats reichen. Dieser Schritt ist eine sogenannte Isolationsdiffusion und ist in der Lage, die N-Zonen als Inseln zu isolieren, die von diesen diffundierten Zonen umgeben sind.

Bei dem in Fig.9(4) gezeigten Schritt wird die SiO2-Schicht 35, die durch den in Fig.9(3) gezeigten Schritt gebildet ist, oder eine SiO2-Schicht, die neuerlich gewachsen ist, einem Photoätzvorgang unterworfen, um eine gegebene Zahl von Löchern zu bilden. Durch diese Löcher wird eine Zusammensetzung eines Akzeptorelementes, wie Bor u. dgl., diffundiert, um einen PN-Übergang oder Obergänge 36 in den jeweiligen Inseln zu bilden, bis der PN-Übergang oder die Übergänge 36 bis zu einer gegebenen Tiefe, üblicherweise 2 bis 3 μ, reichen. Diese diffundierten P-Zonen bilden eine Basisschicht des NPN-Transistors, eine Kollektorschicht und eine Emitterschicht eines PNP-Transistors, zwei Anschlüsse des MOS-R und eine untere Elektrode des MOS-C, wobei N-Kanal-C die C-V-Kennlinie verbessert

Bei dem in Fig.9(5) gezeigten Schritt wird ein Photoätzvorgang bei der SiO₂-Schicht 38, die während des in F i g. 9(4) gezeigten Schrittes gebildet ist, oder bei einer neuerlich gewachsenen SiO2-Schicht ausgeführt, um eine gegebene Zahl von Löchern zu bilden. Durch diese Löcher wird thermisch eine Zusammensetzung eines Donorelements diffundiert, um einen PN-Übergang 38 zu bilden, dis der PN-Übergang 38 bis zu einer gegebenen Tiefe, üblicherweise 2 bis 3 μ, reicht. Diese diffundierten N-Zonen bilden eine Emitterschicht und einen Kollektorkontakt des NPN-Transistors, einen Basiskontakt des PNP-Transistors und einen Substratkontakt des MOS-R. Die in den Fig.9(4) und 9(5) gezeigten Schritte dienen insbesondere dazu, die elektrischen Eigenschaften, wie hFE (Stromverstärkung des geerdeten Emitters) u. dgl. des NPN-Transistors zu bestimmen, so daß die thermische Diffusion dieser Schritte mit besonderer Sorgfalt ausgeführt werden muß.

Ein Merkmal der Erfindung besteht darin, die vorstehend beschriebenen Schritte der gleichzeitigen Bildung eines PNP-Transistors, von zwei Anschlüssen des MOS-R und zwei Anschlüssen des MOS-C mit einem NPN-Transistor in dem N-Silizium vorzusehen.

Bei dem in Fig.9(6) erläuterten Schritt wird die SiO₂-Schicht, die durch den in Fig.9(5) gezeigten Schritt gebildet wird, oder eine neuerlich gewachsene SiO₂-Schicht einem Photoätzvorgang unterworfen, um eine gegebene Zahl von Löchern zum Zwecke der Bildung eines MOS-R und MOS-C zu erzeugen. Der Schritt des Bildens der Löcher muß in einer solchen Weise ausgeführt werden, daß restliches SiO₂ nicht mehr vorhanden ist. Zusätzlich ist es bevorzugt, die Löcher an denjenigen Teilen der SK^-Schicht herzustellen, die den Kontaktlöchern entsprechen, um die auszuführenden Herstellungsschritte zu vereinfachen.

Bei dem in Fig.9(7) erläuterten Schritt wird das

Wachstum der ersten SiO₂-Schicht ausgeführt. Die erste

SiO₂-Schicht, deren Dicke etwa 200 Ä beträgt, wächst

ι durch eine Oxidation bei einer Temperatur von 700°C während 20 Minuten.

Bei dem in Fig.9(8) gezeigten Schritt wird die Aluminiumoxidschicht gebildet und auf dieser eine Wärmebehandlung ausgeführt. Zum Beispiel wird ein

ι» organisches Aluminium als Aluminiumoxidquelle verwendet, thermisch zersetzt und aus der Gasphase niedergeschlagen. Zum Beispiel Aluminiumisopropylat oder Aluminiumäthylat wird mit dem Siliziumsubstrat verdampft, das bei einer Temperatur von etwa 420° C

π erhitzt wird, um die Aluminiumoxidschicht mit etwa 2000 A niederzuschlagen, und dann wird die derart niedergeschlagene Aluminiumoxidschicht bei einer Temperatur von 750° C in einer ^-Atmosphäre etwa 30 Minuten lang behandelt.

2» Bei dem in Fig.9(9) dargestellten Schritt wird eine SiO2-Schutzschicht aus der Dampfphase niedergeschlagen. Diese Wärmebehandlung wird üblicherweise aus Sicherheitsgründen bei einer Temperatur in der Größenordnung von 900°C ausgeführt. Wie oben

2^r> beschrieben wurde, wird die bei hoher Temperatur behandelte Aluminiumoxidschicht veranlaßt zu härten, was dazu führt, daß die Ätzbehandlung schwierig ausgeführt werden kann. Als Ergebnis wird die SiO2-Schutzschicht bei einer Temperatur in der Größenordnung von 750°C 30 Minuten lang in einer 02-Atmosphäre behandelt. Die so gebildete SiO₂-Schutzschicht kann die Aluminiumoxidschicht ausreichend dagegen schützen, daß sie durch das Ätzbad beeinflußt wird. Vorzugsweise wird die 3iO₂-Schutz-

i^rj schicht mit einer Dicke in der Größenordnung von 1000 A hergestellt, da die SiO2-Schutzschicht nicht die Aluminiumschicht dagegen schützen kann, daß sie durch das Ätzbad beeinflußt wird, wenn die Dicke der SiO₂-Schutzschicht zu gering ist. Bei dem in Fig.9(10)

gezeigten Schritt wird der Ätzvorgang so ausgeführt, daß Kontaktlöcher gebildet werden, durch die Aluminiumelektroden bei dem nächsten Schritt geführt werden. Beim Stand der Technik sind mehrere Schichten vorgesehen, die mit den Kontaktlöchern gebildet werden, und zwar eine SiO2-Schutzschicht, eine Aluminiumoxidschicht, eine erste SiO₂-Schicht und übereinandergelegte SiOi-Schichten, die bei df.n in den Fig.9(1) bis 9(5) dargestellten Schritten gebildet werden, wobei die SiO₂-Schichten an dem MOS-R-Teil

so nicht vorhanden sind. Als Ergebnis muß die Ätzlösung häufig aufbereitet werden.

Im Gegensatz dazu sind hier Löcher für diejenigen Teile vorgesehen, die den Kontaktlöchern bei dem in F i g. 9(6) dargestellten Schritt zum Bilden des MOS-R und des MOS-C entsprechen. Als Ergebnis sind drei Schichten der Teile entsprechend den Kontaktlöchern vorgesehen, die eine SiO₂-Schutzschicht, eine Aluminiumoxidschicht und eine erste SiO₂-Schicht sind.
Beim Ausführen des Ätzvorganges wird zuerst die

bo SiO₂-Schutzschicht mit einem Deckmittel überzogen, und dann werden die Kontaktlöcher in der SiO₂-Schutzschicht durch eine saure Ammoniumfluoridlösun_t<? gebildet. Dann wird das Deckmittel durch eine H₂SO₄ + H₂O₂-Lösung entfernt. Wenn das Deckmittel entfernt wird, wird gleichzeitig die Aluminiumoxidschicht entfernt, und als Ergebnis bleibt eine SiO₂-Schicht mit einer extrem geringen Dicke in der Größenordnung von 100 bis 200A übrig. Dann wird

eine P-Ätzlösung verwendet, die eine geringe Ätzwirkung auf die SiCVSchicht hat. Die auf der gesamten Fläche verbleibende SiCVSchicht wird dünn, so daß vorzugsweise eine SiO₂-Schicht hergestellt wird, bei der die Kontaktlöcher vorher nicht ausreichend dick gebildet sind.

Bei dem in Fig.9(11) gezeigten Schritt wird Aluminium niedergeschlagen und dann einem Ätzprozeß unterworfen, um Elektroden 41 zu bilden.

Bei der bipolaren Technik bestimmt die Temperatur und die Zeit, die für die Wärmebehandlung oder eine sogenannte Sinterbehandlung notwendig sind, um eine ausreichende Legierung zwischen Aluminium und Silizium zu berücksichtigen, und daher wird die Wärmebehandlung bei 400° C 30 Minuten lang ausgeführt.

Im Gegensatz dazu muß der Gate-Teil des MOS-R ausreichend gesintert werden, andernfalls der Widerstandswert des MOS-R unstabil wird. Versuche haben ausreichend gute Ergebnisse ergeben, wenn der Gate-Teil bei 475° C 90 Minuten lang gesintert wird. Zusätzlich hat eine solche Sinterbehandlung keinen großen Einfluß auf die Eigenschaften des bipolaren Elements.

In Fig.9(11) bezeichnen Sl und 52 Eiektrodenanschlüsse des MOS-R₁ 53 einen Elektrodenanschluß des P-Siliziumsubstrats, 54 einen Elektrodenanschluß der NPN-Transistor-Basis, 55 einen Elektrodenanschluß des NPN-Transistor-Emitters, 56 einen Elektrodenanschluß des NPN-Transistor-Kollektors, 57 einen E.lektrodenanschluß der PNP-Transistor-Basis, 58 einen Elektrodenanschluß des PN P-Transistor-Emitters, 59 einen Elektrodenanschluß des PNP-Transistor-Kollektors und 60 und 61 Elektrodenanschlüsse des MOS-C.

Wie vorstehend festgestellt worden ist, stellt die Verwendung der beschriebenen elektronischen Schal-■> tung eine Verringerung der Kapazität des Kondensators bis zu einer Größenordnung von 200 pF und eine Herstellung eines hochohmigen Widerstandes sicher und ergibt einen wesentlichen Vorteil dadurch, daß eine elektronische Schaltung zur Verwendung in einer

H) elektronischen Uhr mit Unruhspiralfedersteuerung in einem monolithischen Plättchen, d. h. in demselben einzigen Plättchen, gebildet werden kann, die mit dem monolithischen Plättchen gebildete elektronische Uhr ist bezüglich der Massenherstellung, der Zuverlässig· keit, des Raumbedarfes, der Kosten u. dgl. vorteilhafter als eine bekannte elektronische Uhr, die mit einer Mehrzahl von elektronischen Teilen versehen ist. Die erstere Uhr ist in ihrer Funktion auch wesentlich verbessert im Vergleich mit der letzteren Uhr.

Das monolithische Plättchen, in dem die elektronische Schaltung zur Verwendung in einer elektronischen Uhr mit Unruhspiralfedersteuerung gemäß F i g. 5 eingesetzt ist, wie oben beschrieben wurde, kann auch bei einer elektronischen Schaltung zur Verwendung in einer 5 elektronischen Uhr mit Stimmgabelsteuerung angewendet werden. Zusätzlich kann mit der obenerwähnten MOS-R-Technik eine elektronische Schaltung zur Verwendung in einer elektronischen Uhr mit Kristalloszillator hergestellt werden. Das monolithische Plättchen ermöglicht deshalb, alle Typen von elektronischen Uhren zu erhalten.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Elektronische Uhr mit einem elektro-mechanischen Wandler zum Umsetzen elektrischer in ^r> mechanische Energie, mit einem Schwingungskörper, der durch die mechanische Energie bis zu einer gegebenen Amplitude angetrieben wird, mit einem mit dem Schwingungskörper gekoppelten mechanisch-elektrischen Wandler zum Erzeugen eines in elektrischen Rückkopplungssignals mit einer Amplitude, die der Verschiebung des Schwingungskörpers entspricht, und mit einem transistorierten Rückkopplungsverstärker, dessen Eingangsbasis auf das Rückkopplungssignal anspricht und der ein elektri- ι > sches Signal an den elektro-mechanischen Wandler anlegt, wobei die Eingangsbasis eine entsprechend der Amplitude des Schwingungskörpers variable Vorspannung hat, um die Schwingung des Schwingungskörpers zu steuern, gekennzeichnet durch eine das Rückkopplungssignal differenlierende Steuerschaltung (S) die mit dem mechanischelektrischen Wandler (4) verbunden ist und durch das Rückkopplungssignal erregt wird, wobei die Steuerschaltung zur Zuführung des differenzierten 2i Signals mit der Eingangsbasis des Rückkopplungsverstärkers (1) verbunden ist, um diese Basis zu steuern, wobei der Verstärker und die Steuerschaltung in einem monolithischen Plättchen gebildet sind. H)

2. Elektronische Uhr nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung als passives Element ein Widerstandselement, dessen einer Anschluß eine Drainelektrode (8) eines Verarmungs-MOST (Metall-Oxyd-Silizium-Transistor) ist und i> dessen anderer Anschluß eine Verbindung einer Sourceelektrode (6), einer Gateelektrode (7) und deren Substrat (10) ist, und als kapazitives Element ein Element enthält, das aus einem Halbleiterelement des MO-AOS-(Metall-Oxyd-Al₂O3-Silizium- 4» oxyd-)Typs bestellt, wobei ein oberes Metall (M) des Halbleiterelements ein Anschluß und eine untere Siliziumschicht (N) des Elements der andere Anschluß ist.

3. Elektronische Uhr nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung als passives Element ein Widerstandselement, das aus einem Verarmungs-MOST besteht, und als aktive Elemente bipolare Transistoren enthält.

4. Elektronische Uhr nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung mehrere NPN-Transistoren (Ql bis Q3) in Kaskade, wobei der Kollektor jedes Transistors mit der Basis des nachfolgenden Transistors verbunden ist, wobei die Basis des ersten Transistors über einen Kondensator Ί5 (Cl) von dem mechanisch-elektrischen Wandler erregt wird und wobei der Kollektor des letzten Transistors einen Ausgangsanschluß bildet, und der Verstärker mehrere Paare von NPN-Transistoren (Q 4 bis Ql) enthält, wobei der Emitter des ersten bo Transistors (Q4, Q6) jedes Paares mit der Basis des zweiten Transistors (Q 5, Q 7) jedes Paares und die Kollektoren jedes Paares miteinander und mit der Basis des ersten Transistors des nachfolgenden Paares verbunden sind, daß der Ausgangsanschluß b5 der Steuerschaltung über einen Widerstand (R 4) und der mechanisch-elektrische Wandler über einen Kondensator (C2) mit der Basis des ersten Transistors (Q 4) des ersten Paares verbunden sind, und gekennzeichnet durch einen anderen NPN-Transistor (Qi), dessen Basis mit den Kollektoren der Transistoren (Q6, Ql) des letzten Paares verbunden ist, und durch weitere NPN-Transistoren (Q9 bis <?11), bei deren einem (Q9) die Basis mit dem Emitter des anderen Transistors (Q 8) und der Kollektor mit der Basis eines PNP-Transistors (Q 10) verbunden sind und bei deren zweitem (QW) die Basis mit dem Kollektor des PNP-Transistors verbunden ist und der Emitter· Kollektor-Kreis mit dem elektro-mechanischen Wandler zusammengeschaltet sind (F ig. 5).