DE2365519B1

DE2365519B1 - Lagenmesstransformator

Info

Publication number: DE2365519B1
Application number: DE19732365519
Authority: DE
Inventors: Clair L Farrand; Vincent F Foster
Original assignee: Inductosyn Corp
Current assignee: Inductosyn Corp
Priority date: 1972-03-15
Filing date: 1973-01-26
Publication date: 1976-04-01
Also published as: IT959283B; JPS493655A; NO136061C; DE2365519C2; CA987751A; CH564761A5; FR2176326A5; DE2303763A1; AU4360672A; NO136061B; AU469223B2; DE2303763B2; SE391613B; GB1391669A; US3772587A; JPS5147544B2

Description

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Die Erfindung betrifft einen Lagenmeßtransformator mit zwei gegeneinander beweglichen Teilen, die jeweils mindestens eine Wicklung tragen, welche mit einer Wicklung auf dem anderen Teil in induktiver Wechselwirkung steht, wobei mindestens eine Wicklung aus mehreren, in verschiedenen Ebenen übereinander angeordneten Wicklungsabschnitten besteht.

Lagenmeßtransformatoren werden zur Messung der Relatiwerschiebung zweier Teile benutzt, insbesondere zur Messung und Steuerung von Bewegungsabläufen an Werkzeugmaschinen. Dazu sollen sie im Idealfall ein Ausgangssignal liefern, dessen Amplitude eine streng periodische, sinusförmige Funktion der Relativstellung beider Teile zueinander ist. In vielen Fällen liefern sie auch mehrere Ausgangssignale, die jeweils für sich streng sinusförmig sein sollen und zueinander eine genau definierte Phasenlage besitzen sollen. Dadurch wird es möglich, die Relativstellung beider Teile zueinander auch innerhalb der einzelnen Periode elektrisch darzustellen.

In der Praxis sehen die Signale meist nicht so ideal aus. Beispielsweise wird leicht durch die unerwünschte induktive Kopplung bestimmter Leiterteile in den Transformatorwicklungen ein Signalanteil erzeugt, der überhaupt nicht von der Relativstellung der beiden gegeneinander beweglichen Transformatorteile abhängt.

Die gewünschte gegenseitige Phasenlage mehrerer Signale wird oft nicht exakt erzielt, da fertigungstechnisch die entsprechenden Wicklungen auf dem einen Transformatorteil (die »Mehrphasenwicklungen«) nicht genau genug mit der entsprechenden räumlichen Versetzung hergestellt werden können (oder nur mit sehr hohem Aufwand). Kleine lokale Fertigungsunregelmäßigkeiten können das Ausgangssignal in bestimmten Positionen verfälschen und so zu einer zusätzlichen Abweichung von der Sinusform führen (Irregularitäten). Insbesondere bei drehbaren Lagenmeßtransformatoren, die also Winkelstellungen messen, führt auch die nicht völlig parallele Ausrichtung der aneinander ankoppelnden Wicklungen zu Störanteilen im Signal.

Um diese und andere Fehler zu vermeiden, wurde vorgeschlagen und ist bekannt, die betreffende Wicklung (zumeist die Mehrphasenwicklung) in Einzelabschnitte aufzuteilen und in mehreren Schichten übereinander anzuordnen. Dadurch soll der im einen Wicklungsabschnitt entstehende Fehler durch einen entgegengesetzten Fehler in einem anderen Wicklungsabschnitt kompensiert werden.

Nun ist aber der unterste Wicklungsabschnitt in einer solchen Mehrschichtstruktur von der induktiv ankoppelnden Wicklung am anderen Transformatorteil weiter entfernt als der oberste Wicklungsabschnitt in der Mehrschichtstruktur. Dies hat bei bekannten Lagenmeßtransformators zur Folge, daß der unterste Wicklungsabschnitt in der Mehrschichtstruktur schwächer an die entsprechende Wicklung am anderen Transformatorteil ankoppelt als der oberste Wicklungsabschnitt in der Mehrschichtstruktur. Dadurch wird die angestrebte Fehlerkompensation bei bekannten Lagenmeßtransformatoren nicht oder nur mangelhaft erreicht.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Lagenmeßtransformator der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem alle Wicklungsabschnitte einer mehrschichtigen Wicklung mit gleichem Kopplungsverhältnis an die entsprechende Wicklung am anderen Transformatorteil ankoppeln.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Erfindung gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand von Ausführungsbeispielen mit Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 den Schichtaufbau eines Lagenmeßtransformators, an dem die Erfindung zum Einsatz kommen kann,

F i g. 2 progressiv aufgebrochen eine perspektivische Darstellung des Mehrphasenteils des Lagenmeßtransformators,

F i g. 3 schematisch die Leiterbreiten und Zwischenräume für die übereinanderliegenden Wicklungsabschnitte einer erfindungsgemäßen Mehrphasenwicklung unter der Referenzwicklung,

F i g. 4 schematisch die in F i g. 2 bzw. 3 übereinander dargestellten Wicklungsabschnitte nebeneinander, diesmal annähernd maßstäblich,

Fig.5 eine schematische Draufsicht auf die Anschlüsse und Verbindungen der einzelnen Wicklungsabschnitte mit Korrekturwiderständen,

Fig.6 schematisch das mehrschichtige Phasenteil eines drehbaren Lagenmeßtransformators.

In F i g. 1 ist ein Ausführungsbeispiel eines Lagenmeßtransformators gezeigt, an dem die Erfindung

eingesetzt werden kann. Eines der beiden zueinander beweglichen Teile 128 (in der Zeichnung das obere) besitzt eine einfache, kontinuierliche mäanderförmige Referenzwicklung 131. Es wird Referenzteil oder Skala genannt. Die Referenzwicklung ist mittels einer Klebeschicht 130 an der tragenden Unterlage 129 befestigt.

Die »sprossenförmigen« Leiter dieser Referenzwicklung 131 haben einen konstanten Mitte-Mitte-Abstand P und definieren den räumlichen Meßzyklus. Die Referenzwicklung ist in einer Schicht angeordnet; die Breite Wr ihrer aktiven Leiter ist doppelt so groß wie der Zwischenraum Sr zwischen benachbarten Leitern (Wr = 2 Sr).

Sollen bestimmte Harmonische im Koppelsignal unterdrückt werden, so ist für das Verhältnis aus Leiterbreite zu Zwischenraum zwischen benachbarten Leitern ein bestimtmer Wert zu wählen. Da gewöhnlich die dritte Harmonische den größten Beitrag zu Fehlern liefert, wird das Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum nach der Lehre dieses Patents gewöhnlich 2 :1 gewählt. Dadruch wird die dritte Harmonische neutralisiert; selbstverständlich können auch andere Verhältnisse zur Neutralisation anderer Harmonischer gewählt werden.

Das zweite Transformatorteil 134 trägt im dargestellten Ausführungsbeispiel zwei Wicklungen, die zueinander um 90° phasenverschoben sind. Sie werden daher Sinus- und Kosinuswicklung genannt. Aus einem der in der Einleitung genannten Gründe wurde nun die Sinuswicklung in die beiden Wicklungsabschnitte C und B, die Kosinuswicklung in die Wicklungsabschnitte A und D aufgeteilt und übereinander in einer Mehrschichtstruktur angeordnet.

Die genaue Bauweise des Ausführungsbeispieles geht aus den F i g. 1 und 2 hervor. Die Wicklungsabschnitte B und D sind auf den gegenüberliegenden Seiten einer Kunststoffisolierschicht 138 angeordnet. Die Wicklungsabschnitte C und A sind ebenfalls auf den gegenüberliegenden Seiten einer Kunststoff-Isolierschicht angeordnet. Die Schichtung (B, 138, D) ist an die Unterlage 136 durch eine weitere isolierende Haftschicht 137 angeklebt. Auf ähnliche Weise ist die Schichtung (Q 140, A) mit einer isolierenden Haftschicht 139 zwischen den Schichten A und B an die Oberfläche der Schicht Bangeklebt. An die Schicht Cist mit einer isolierenden Haftschicht 141 eine elektrostatische Abschirmung 142 angeklebt.

Das Übereinanderliegen der verschiedenen Wicklungsabschnitte wird besonders aus F i g. 2 deutlich, in der die übereinanderliegenden Schichten teilweise abgenommen sind.

Aus den F i g. 1 und 2 wird deutlich, daß beispielsweise der Wicklungsabschnitt D der Kosinuswicklung von der Referenzwicklung 131 viel weiter entfernt ist, als der zweite Kosinus-Wicklungsabschnitt A. Eine Primärspannung im Kosinus-Wicklungsabschnitt A induziert daher in der Referenzwicklung 131 eine größere Sekundärspannung als der gleichbestromte Wicklungsabschnitt D.

Um diesen Nachteil zu beseitigen, schlägt nun die Erfindung vor, daß die Wicklungsabschnitte ein um so größeres Verhältnis von Leiterbreite zu Zwischenraum besitzen, je näher sie an der Referenzwicklung 131 sind. Durch Ausnutzung des Durchflutungsgesetzes ist es möglich, die Ankopplung der verschiedenen Wicklungsabschnitte einander anzugleichen.

Dabei ist es zweckmäßig, die Kopplung der verschiedenen Wicklungsabschnitte mit Hilfe von Transformationsverhältnissen zu beschreiben, welche gleich dem Verhältnis aus Eingangssignal / in der Primärwicklung (beispielsweise Sinus- oder Kosinus-Wicklung bzw. Referenzwicklung) zum Ausgangssignal V in der Sekundärwicklung (beispielsweise Referenz-Wicklung oder Sinus- oder Kosinus-Wicklung) ist. Entsprechend der vorliegenden Erfindung ist die Kopplung um so geringer und auch das resultierende Transformationsverhältnis um so niedriger, je größer das Verhältnis von Leiterbreite zu Zwischenraum ist.

Ausgehend von gleichen Leiterbreiten kann die erforderliche Veränderung des Verhältnisses von Leiterbreite zu Zwischenraum sowohl experimentell als auch mathematisch bestimmt werden.

Als mathematische Näherung, die man hierzu verwendet, wird anfänglich eine Wicklung betrachtet, die ein Verhältnis von Leiterbreite zu Zwischenraum von 2 :1 hat. Eine Verringerung des Transformations-Verhältnisses erhält man, wenn man den Leiter um den Betrag Δ verbreitert, indem man symmetrisch auf beiden Seiten der Mittellinie A/2 hinzufügt. Dadurch wächst das Verhältnis von Leiterbreite zu Zwischenraum.

Näherungsweise wird nun angenommen, daß im fraglichen Gebiet die Änderung des Transformationsverhältnisses mit der Leiterbreite für das Grundsignal ungefähr linear ist. Deshalb wird die Größe A, die benötigt wird, um die Transformationsverhältnisse TB und TC (repräsentativ für die Ankopplung des Wicklungsabschnittes B bzw. C an die Referenzwicklung) einander anzugleichen, folgendermaßen abgeleitet:

TC =

TB =

KC WC'

KB

WB'

WC [ΚΒΊ _ TB

Wb IKCj ~ TC'

0)

Bei einem konkreten Ausführungsbeispiel nach dem Stande der Technik seien nun etwa die folgenden Werte gemessen:

Gegeben:

TBITC_1n = 1/1,45,

WC =WB = etwa 0,84 mm.

Daher ist

KB ~KC

= 1/(1,45)

Um nun erfindungsgemäß die Transformationsverhältnisse einander anzugleichen, d. h., um TB= TC zu machen, werden die Breiten WCund WB um den Betrag Δ verändert, wobei aus Gleichung (1) wird:

o,84+

0,84-

TB

Tc

= 1.

(2)

Löst man Gleichung (2) nach Δ auf, so erhält man = etwa 0,15 mm.

Dabei sind

TC = Transformationsverhältnis, V/I, repräsentativ für die Ankopplung des Wicklungsabschnittes Can die Referenzwicklung;

TB = Transformationsverhältnis, V/l, repräsentativ für die Ankopplung des Wicklungsabschnittes B an die Referenzwicklung;

WC = Breite eines Leiters im Wicklungsabschnitt C vor der Veränderung, im konkreten Zahlenbeispiel etwa 0,84 mm bei einem Meßzyklus von etwa 2,54 mm;

TB/TCm= gemessener Wert des Verhältnisses von TB zu TC vor Änderung von Δ;

WB = Breite eines Leiters des Wicklungsabschnittes B vor der Veränderung, im konkreten Zahlenbeispiel etwa 0,84 mm bei einem Meßzyklus von etwa 2,54 mm;

KC = Proportionalitätsfaktor für den Wicklungsabschnitt C;

KB = Proportionalitätsfaktor für den Wicklungsabschnitt B;

Δ = Veränderung der Breite von WCund WB.

In F i g. 4 ist die konkrete Ausführung der Leitermuster für das Rechenbeispiel schematisch, aber annähernd maßstäblich gezeigt, während F i g. 3 die Verhältnisse übertreibt.

F i g. 3 ist ein Querschnitt durch die Wicklungsschichten, der entlang der Schnittlinie 12-12 in Fig. 1 vorgenommen wurde. Dabei sind die isolierenden, haftenden Grund- und Abschirmschichten nicht gezeigt.

In F i g. 3 werden Paare typischer aktiver Leiterstükke für jeden Wicklungsabschnitt C, A, B und D gezeigt. Sie sind unterhalb der Referenzwicklung angeordnet, die durch die drei typischen aktiven Leiter R1, R 2 und R angedeutet ist. Die Mitte-Mitte-Abstände aller aktiven Leiter in Fig.3 sind gleich der Teilung P; der Meßzyklus ist gleich 2P.

Die Breite der aktiven Leiterstücke für die Wicklungsabschnitte A, B, C und D sind mit WA, WB, WC und WD bezeichnet. Entsprechend heißen die Breiten der Abstände zwischen aktiven Leiterstücken für die Wicklungsabschnitte A, B, Cund D; SA, SB, SCund SD.

Wenn völlige Gleichstellung aller Wicklungsabschnitte gewünscht ist, müssen die Breiten der aktiven Leiter im Wicklungsabschnitt Cgrößer gemacht werden als die in A; diese wiederum größer als die in B. Diese wären schließlich wiederum größer als jene in D.

Aus fertigungstechnischen Gründen ist jedoch die völlige Gleichstellung der Wicklungsabschnitte in F i g. 3 und 4 nicht verwirklicht. Die Wicklungsabschnitte C und A haben vielmehr dasselbe Verhältnis von Leiterbreite zu Zwischenraum; entsprechend haben die Wicklungsabschnitte B und D gleiches Verhältnis von Leiterbreite zu Zwischenraum, das aber vom Verhältnis für Cund A verschieden ist.

Durch Versuch an einem Exemplar mit gleicher Leiterbreite in allen Wicklungsabschnitten wurde gefunden, daß bei den gegebenen Abstandsverhältnissen die Kopplung des Wicklungsabschnittes C an die Referenzwicklung 131 größenordnungsmäßig etwa l,45mal größer als die Kopplung des Wicklungsabschnittes B an die Referenzwicklung war. Entsprechend war die Kopplung des Wicklungsabschnittes A größenordnungsmäßig l,45mal größer als die Kopplung des Wicklungsabschnitts D. Dies bildete den Ausgangspunkt für die oben beschriebene Rechnung.

Um die Kopplung des Wicklungsabschnittes C erfindungsgemäß gleich der Kopplung des Wicklungsabschnittes B zu machen, und um die Kopplung des Wicklungsabschnittes A gleich der Kopplung des Wicklungsabschnittes D zu machen, sind nun in den Fig.3 und 4 die Transformationsverhältnisse der Wicklungsabschnitte C und A reduziert, indem ihre Verhältnisse von Leiterbreite zu Zwischenraum um den rechnerisch ermittelten Wert vergrößert sind. Dagegen sind die Transformations Verhältnisse der Wicklungsabschnitte B und D vergrößert, indem ihre Verhältnisse von Leiterbreite und Zwischenraum um den rechnerisch ermittelten Wert verkleinert wurden.

Der für Δ berechnete Wert von etwa 0,16 mm wurde also zur nominellen 2 :1-Breite etwa 0,84 mm bei den Wicklungsabschnitten C und A hinzugezählt. Dadurch werden WC und WA gleich etwa 1 mm; die Breiten der Zwischenräume SC und SA werden auf etwa 0,27 mm reduziert. In entsprechender Weise werden vom nominellen Wert etwa 0,84 mm der Breiten WB und WD Δ gleich etwa 0,16 mm abgezogen, so daß sich der Wert etwa 0,68 mm ergibt. Dadurch werden die Breiten der Zwischenräume SB und SD auf etwa 0,57 mm vergrößert. Es ist zu beachten, daß die mittlere Breite von WC und WB gleich etwa 0,84 mm bleibt und daß diejenige von WA und WD ebenfalls etwa 0,84 mm bleibt. Im Mittel haben also die aktiven Leiter der Sinus-Wicklung (BC) und der Kosinus-Wicklung (AD) das Verhältnis 2 :1 zwischen den Breiten von Leiter und Zwischenraum.

Die Effekte der dritten Harmonischen heben sich nun zwar nicht mehr in jedem Leiterstück für sich auf. Da jedoch das mittlere Verhältnis von Leiterbreite zu Zwischenraum für die in Serien geschalteten Wicklungsabschnitte C und B und entsprechend für die Wicklungsabschnitte A und D gleich 2 :1 bleibt, wird eine Vergrößerung in der Ankopplung der dritten Harmonischen auf Grund der Vergrößerung der Verhältnisse von Leiterbreite zu Zwischenraum für die Wicklungsabschnitte C und A durch eine entgegengesetzte Veränderung der Ankopplung der dritten Harmonischen in den Wicklungsabschnitten B bzw. D annähernd wieder aufgehoben.
Der durch die vorliegende Erfindung geschaffene Vorteil wird also nicht durch einen Nachteil auf anderem Gebiet erkauft.

Weil für die Verhältnisse von Leiterbreite zu Zwischenraum nicht vier verschiedene Werte gewählt wurden, haben die Sinus-Wicklungsabschnitte A und C im allgemeinen ein resultierendes Transformationsverhältnis, welches größer ist, als die Transformationsverhältnisse der Kosinus-Wicklungsabschnitte B und D. Wenn zur Fehlerkompensation durchweg gleiche Transformationsverhältnisse erforderlich sind, kann eine weitere Anpassung der Transformationsverhältnisse der Wicklungsabschnitte von F i g. 4 erfolgen.

Diese Anpassung erreicht man, indem man zwischen die äußeren Anschlüsse der Sinus-Wicklung einen konventionellen Widerstand schaltet Auf diese Weise wird der Strom in der Sinus-Wicklung gegenüber dem Strom in der Kosinus-Wicklung reduziert. So wird das größere Transformationsverhältnis der Sinus-Wicklungsabschnitte kompensiert. Wird auf diese Weise ein Widerstand über einer Wicklung eines Lagenmeßtrans-■ formators benutzt, spricht man von »Linien-Balance«.

Wird nur zu einem Wicklungsabschnitt einer Wicklung ein Widerstand parallel geschaltet, läßt sich dadurch eine Restabweichung von der erwünschten

90°-Phasenverschiebung zwischen Sinus- und Kosinus-Wicklung korrigieren.

In Fig.5 sind die zur Anpassung verwendeten Widerstände 96 und 97 angedeutet. Der zwischen den Kosinus-Anschlüssen 32' und 33' geschaltete Widerstand 96 hat den Effekt, daß er den Winkel zwischen der Sinus- und der Kosinuswicklung anpaßt, d. h., daß er die 90°-Phasenverschiebung einstellt. Der zwischen den Kosinus-Anschlüssen 33' und 37' geschaltete Widerstand 97 bewirkt die Stromanpassung in der Kosinus-Wicklung bezüglich der Sinus-Wicklung und ist dementsprechend der Widerstand für die »Linien-Balance«.

Widerstände können prinzipiell zwischen alle Anschlüsse in F i g. 5 geschaltet werden, um je nach Bedarf die relative Kopplung irgendeines Wicklungsabschnitts oder irgendeiner Kombination von Wicklungsabschnitten einzustellen.

Auch bei drehbaren Lagenmeßtransformatoren ist gemäß dieser Erfindung die Anpassung der Transformationsverhältnisse möglich. Dies ist in F i g. 6 angedeutet, die schematisch ein Mehrphasenteil eines solchen Transformators zeigt.

Die durchgezogen dargestellte Linie stellt den Wicklungsabschnitt A' der Kosinus-Wicklung, die gepünkelte Linie den Wicklungsabschnitt B' der Sinus-Wicklung, die grobgestrichelte Linie den Wicklungsabschnitt C'der Sinus-Wicklung und die feingestrichelte Linie den Wicklungsabschnitt D' der Kosinus-Wicklung dar. Die Wicklungsabschnitte A', B', C, D' liegen in verschiedenen Schichten übereinander und haben demzufolge verschiedenen Abstand zur nicht gezeigten Referenzwicklung am anderen Transformatorteil. Demzufolge weisen sie verschiedene Transformationsverhältnisse auf.

Damit auch bei der drehbaren Anordnung von F i g. 6 die Auslöschung der dritten Harmonischen und die Anpassung der Transformationsverhältnisse erfolgt, wird das Verhältnis von Leiterbreite zu Zwischenraum auf eine Weise verändert, die der oben beschriebenen analog ist.

Die Leiterstücke und die Zwischenräume zwischen ihnen wären bei einem idealen drehbaren Transformator keilförmig. Das heißt: Sowohl die Leiterstücke als auch die Zwischenräume zwischen ihnen wachsen mit zunehmendem Abstand vom Zentrum des Musters in die Breite. Es ist jedoch konstruktiv einfacher, die Abstände zwischen den Leiterstücken rechteckig zu machen, während die Leiterstücke selbst keilförmig bleiben, wie dies beispielsweise im US-Patent 27 89 835 gezeigt wird. Die Breite eines rechteckigen Zwischenraums wird dabei gleich der mittleren Breite des entsprechenden keilförmigen Zwischenraumes gemacht. Die mittlere Breite eines keilförmigen Zwischenraums ist die Breite an dem Punkt, der in der Mitte zwischen dem innersten Punkt und dem äußersten Punkt eines radialen Leiters liegt. Das Verhältnis von Leiterbreite zu Zwischenraum wird zweckmäßigerweise an dieser Stelle bestimmt. Auf diese Weise lassen sich die Verhältnisse von Leiterbreite zu Zwischenraum für jeden Wicklungsabschnitt nach Fig.6 leicht in derselben Weise bestimmen, wie es oben in Verbindung mit den F i g. 1 bis 5 beschrieben wurde.

Die bisher behandelten vierschichtigen Ausführungsformen erforderten idealerweise für jeden der vier Wicklungsabschnitte ein anderes Verhältnis von Leiterbreite zu Zwischenraum. Hilfsweise kam die zusätzliche Verwendung von Widerständen in Betracht, um die Fertigung nicht zu kompliziert werden zu lassen.

In vielen Fällen genügt es, die Wicklungsabschnitte nur auf zwei übereinanderliegende Schichten zu verteilen. Dann werden entsprechend ohnehin nur zwei verschiedene Verhältnisse von Leiterbreite zu Zwischenraum erforderlich, damit die Ankopplung aller Wicklungsabschnitte an die Referenzwicklung einander gleich wird.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen 609 514/127

Claims

Patentansprüche:

1. Lagenmeßtransformator mit zwei gegeneinander beweglichen Teilen, die jeweils mindestens eine Wicklung tragen, welche mit einer Wicklung auf dem anderen Teil in induktiver Wechselwirkung steht, wobei mindestens eine Wicklung aus mehreren, in verschiedenen Ebenen übereinander angeordneten Wicklungsabschnitten besteht, da- ro durch gekennzeichnet, daß das Verhältnis aus Leiterbreite (WA, WB, WC, WD) zu Zwischenraum (SA, SB, SC, SD) zwischen benachbarten Leitern in einem bestimmten Wicklungsabschnitt (A, B, C, D) einer mehrschichtigen Wicklung am einen Transformatorteil (134) um so größer ist, je näher dieser Wicklungsabschnitt (A, B, C, D) der induktiv ankoppelnden Wicklung am anderen Transformatorteil (128) ist, wodurch die Verschiedenheit der induktiven Ankopplung von Wicklungsabschnitten (A, B, C, D), die verschieden weit von der induktiv ankoppelnden Wicklung am anderen Teil (128) entfernt sind, aufgehoben wird.

2. Lagenmeßtransformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Mittelwert des Verhältnisses aus Leiterbreite (WA, WB, WC, WD) zu Zwischenraum (SA, SB, SC, SD) zwischen benachbarten Leitern in einer mehrschichtigen Wicklung ungefähr 2 :1 ist.

3. Lagenmeßtransformator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich zur Variation der Leiterbreiten (WA, WB, WC, WD) mindestens ein Widerstand (96, 97) parallel zu mindestens einem Wicklungsabschnitt (A, B, C, D) der mehrschichtigen Wicklung geschaltet ist, wodurch eine zusätzliche Anpassung der induktiven Kopplung und/oder die Kompensation eines Phasenfehlers ermöglicht wird.