DE2303763A1 - Lagenmesstransformator - Google Patents

Description

Diese Erfindung betrifft einen Lagenmeßtransformatormit einem ersten und einem relativ dazu beweglichen zweiten Teil, wobei das erste Teil aus einer ersten kontinuierlichen Wicklung besteht, deren Leiter so angeordnet sind, daß sie einen periodischen
Meßzyklus definieren, wobei das zweite Teil aus einer zweiten Wicklung besteht, die an die erste Wicklung induktiv ankoppelt und zwar mit einer Koppelwelle, die eine Funktion des genannten Meßzyklusses und der relativen Lage des genannten Teils ist. Das zweite Teil tragt typischerweise zwei planare Wicklungen (Mehrphasen-Wicklungen), die relativ zueinander phasenverschoben sind und die induktiv an eine andere ·

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ebene Wicklung gekoppelt sind (Einphasenwicklung). Diese wird vom anderen ersten Teil getragen.

In der Praxis tragen Lagenmeßtransformatoren auf dem Einphasenteil eine einzelne Wicklung, die aus in Serie geschalteten aktiven Leitern in gleichförmigem Abstand besteht, wobei nebeneinanderliegende Leiter den Strom in entgegengesetzter Richtung führen. In der Praxis nennt man bei linearen Anordnungen das Einphasenteil die Skala und bei drehbaren Anordnungen den Rotor.

Das andere, relativ zum ersten bewegliche zweite Teil, genannt das Mehrphasenteil des Lagenmeßtransformators, enthält im allgemeinen zwei mehrphasige Wicklungen. Jede ist dabei in ihrer Lage bezüglich der anderen phasenverschoben und weist so zwei verschiedene räumliche Phasen gegenüber dem anderen Teil auf. Üblicherweise nennt man bei lin.earen Anordnungen das Mehrphasenteil den Schieber und im Falle von drehbaren Anordnungen den Stator.

Die Phasenverschiebung zwischen den mehrphasigen Wicklungen können ein Viertel des Meßzyklusses der Einphasenwicklung betragen. Wenn die mehrphasigen Wicklungen zueinander um einen Viertelzyklus verschoben sind, bezeichnet man sie üblicherweise als die Sinus- und die Kosinus-Wicklungen. Zwar sind Sinus- und Kosinus-Wicklungen üblich, aber es können auch andere Phasenverschiebungen beispielsweise von 120 verwirklicht werden.

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Wenn die Wick'lung auf dem ersten Teil eines Lagenmeßtransf ormators mit einem primären Wechselsignal unter Strom gesetzt wird, wird ein Koppelsignal, manchmal auch Koppelwelle genannt, in jeder Wicklung des anderen Teils des Lagenmeßtransformators induziert, mit der sie in enger Nachbarschaft ist. Für genaue Messungen ist es wünschenswert, daß die Kopplung zwischen den Windungen als Funktion der relativen räumlichen Lage über jeden Meßzyklus genau nach einer Sinusfunktion symmetrisch zu einer Nullinie verläuft. Der Meßzyklus ist doppelt so groß wie der Abstand P zwischen benachbarten Leitern, d.h. der Meßzyklus ist gleich 2P. Die Meßfrequenz, oder genauer die Grundfrequenz, ist der Reziprokwert 1/2P des Meßzyklusses. Bei einem idealen System ist die Kopplung zwischen den Wicklungen eine perfekte Sinusfunktion, welche die Grundfrequenz 1/2P hat.

Man weiß, daß Lagenmeßtransformatoren zu einer Kopplung neigen, die nicht genau sinusförmig ist oder nicht symmetrisch zu einer Nullinie verläuft. Normalerweise enthält die Kopplung Koppelkomponenten, die von höheren Harmonischen der Grundfrequenz, insbesondere von höheren ungeraden Harmonischen herrühren. Unerwünschte Koppelkomponenten resultieren auch aus niedereren Frequenzen als der Grundfrequenz, insbesondere aus einer konstanten Kopplung (Null-Frequenz-Kopplung). Konstante Kopplung ist die Kopplung, die von einem konstanten Feld, welches sich nicht als Funktion der relativen räumlichen Lage verändert (Null-Frequenz) oder von einem variablen Feld mit einer konstanten induktiven Vorspannung (NuLl-Frequenz-Term) herrührt. Bei kon-

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stanter Kopplung spricht man manchmal von der Regelkreiskopplung. Andere Kopplungen zwischen den Wicklungen eines Lagenmeßtransforinators als die bei der Grundfrequenz führen zu unerwünschten Fehlern bei der Lagemessung und müssen deshalb vermieden werden .

Das US-Patent 2 65O 352 beschreibt einen Transformator mit einer kontinuierlichen Wicklung auf einem Teil, die induktiv an eine kontinuierliche Wicklung auf dem anderen Teil gekoppelt ist. Bei Transformatoren dieses Typs ist die Meßgenauigkeit beschränkt, weil die Kopplung - zwischen den zwei Wicklungen als Funktion ihrer relativen räumlichen Lage nicht genau sinusförmig ist. Die mangelnde sinusförmige Kopplung ber.uht zum Teil auf der induktiven konstanten Koppelkomponente (Null-Frequenz-Komponente), die zwischen den Wicklungen auftritt. Eine solche konstante induktive Kopplung führt zu einer Fehlergröße, welche einmal pro Zyklus, d.h. mit der Grundfrequenz auftritt und daher als Grundfrequenzfehler bezeichnet wird.

Im US-Patent 2 799 835 wird eine Anzahl von Methoden beschrieben, um eine genaue sinusförmige Kopplung zwischen den Teilen eines Lagenmeßtransformators zu erhalten. Um die konstante Kopplung zu vermeiden, werden eine oder mehrere Wicklungen in eine Vielzahl vbn Wicklungsabschnitten unterteilt. Die Hälfte der Abschnit-

te jeder Wicklung sind in einer positiven Weise bezüglich der konstanten Kopplung angeschlossen und die andere Hälfte sind in einer negativen Weise bezüglich der konstanten Kopplung ,angeschlossen. Wenn die positiven und negativen Abschnitte elektrisch miteinander ver-

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bunden sind, heben sich die konstanten Koppelkomponenten gegenseitig annähernd auf.

Das US-Patent 2 799 835 beschreibt auch zusätzliche Methoden, um die Wicklungen eines Lagenmeßtransformators besser sinusförmig zu bekommen, besonders im Hinblick auf die unerwünschte Kopplung bei höheren Harmonischen der Grundfrequenz. Bestimmte Breitenverhältnisse von Leiter zu Zwischenraum, die Neigung der aktiven Leiter und die räumliche Anordnung elektrisch miteinander verbundener Gruppen von Wicklungsabschnitten sind Beispiele der benutzten Methoden.

Das US-Patent 2 915 721 beschreibt einen Transformator, bei dem Halbstromrückleiter benutzt werden, um Feldmuster aufzubauen, die dazu beitragen, die konstante Kopplung zwischen den Teilen eines Lagemneßtransformators zu minlmalisieren. Die Halbstromrückleiter sind parallel zu den Endleitern an der Einphasenwicklung eines Lagenmeßtransformators angeordnet.

Beim US-Patent 2 9I5 722 wird die Neutralisation der konstanten Kopplung so erreicht, daß die Hälfte der Wicklungsabschnitte jeder mehrphasigen Wicklung (Sinus- und Kosinus-) bezüglich der konstanten Kopplung entgegengesetzt zur anderen Hälfte angeschlossen wird.

Außer dem Ziel, daß die Kopplung zwischen den
Wicklungen genau sinusförmig sein soll, sollten Zwei-

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phasensysteme möglichst zwei Wicklungen haben, die genau um 90 phasenversetzt zueinander sind, d.h. die genau ein Viertel des Meßzyklusses voneinander entfernt sind. Eine fehlerhafte Phasenversetzung zwischen den Mehrphasenwicklungen führt zu Meßfehlern, welche als außerphasige Fehler der zweiten Harmonischen bezeichnet werden können.

Um eine genauere 90 -Phasenversetzung zwischen den Wicklungen sicherzustellen, verwendet das oben angeführte US-Patent 2 915 722 eine Quadratur-Kompensation, Eine nicht ganz exakte 90 -Phasenversetzung resultiert aus Längenschwankungen, die beispielsweise durch Temperaturveränderungen hervorgerufen werden. Das US-Patent 3 kkl 888 verwendet eine ähnliche Quadratür-Kompensation, in einem Transformator, der eine große Vielzahl von Sinus- und Kosinus-Wicklungsabschnitten hat, die einander gegenüber angeordnet sind.

Obwohl die oben beschriebenen Anordnungen zu Lagenmeßtransformatoren führen, die zu genauen Messungen fähig sind, sind noch weitere Verbesserungen der Genauigkeit und der Herstellungsmethoden wünschenswert.

Ein Problem bei Transformatoren der bekannten Art ist ihre Empfindlichkeit gegenüber fehlerverursachenden Anomalien, die eine mangelnde Glätte der Meßkurven nach sich ziehen und zu Meßungenauigkeiten bei der Messung von einer räumlichen Lage oder Stellung zur anderen führen. Anomalien entstehen zum Beispiel durch die Verbindungen zwischen den Enden benachbarter g.erader

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Skalenteile» welche die kontinuierliche Referenzwicklung eines Transformators bilden. Die Verbindungen zwischen den Enden benachbarter gerader Skalenteile neigen dazu, Anomalien im Kopplungsfeld hervorzurufen. Andere Typen von Anomalien resultieren beispielsweise aus Fehlern oder Unregelmäßigkeiten in den Materialien, aus der Verformung der Leitungs-Hiuster, aus der Nichtgleichförmigkeit des Luftspalts, wie sie beispielsweise bei einer Unebenheit einer bandförmigen Skala vorkommt, und aus den Endanschlüssen und Zuleitungen.

Um Meßfehler zu vermeiden, wurde nach dem Stand der Technik die unerwünschte Kopplung eines Wicklungsabschnitts in einer räumlichen Zone durch die unerwünschte Kopplung eines anderen Wicklungsabschnitts in einer anderen räumlichen Zone kompensiert. Der Grad der Kompensation und daher der Grad der Fehlerunterdrückung hängt davon ab, daß eine nicht variierende Kopplungsbeziehung für die zwei verschiedenen Zonen besteht. Es gibt jedoch eine Reihe von Faktoren, die Verschiedenheiten in der Kopplung von verschiedenen Zonen hervorrufen und daher nachteilige Effekte bei Transformatoren, die auf die Kompensation verschiedener Zonen beruhen, zur Folge haben. Wenn zum Beispiel eine Anomalie zu einer bestimmten Zeit nur an eine der zwei räumlich getrennten Zonen von Wicklungen ankoppelt, wird die Kompensationswirkung gestört.

Die bekannten Transformatoren, die genaue Messungen ermöglichen sollen, haben allgemein einen nicht kontinuierlichen' Aufbau, d.h. sie haben Wicklungen, die aus einer großen Zahl von Wicklungsabschnitten

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gebildet werden. Nicht kontinuierliche Wicklungen sind jedoch problematisch, weil die Feldmuster für die ersten und letzten aktiven Leiter für jeden Wicklungsabschnitt kein Gegenstück haben und daher irregulär sind,- verglichen mit den genau alternierenden Mustern der inneren aktiven Leiter. Diese Unregelmässigkeiten, die den ersten und letzten Leitern jedes Wicklungsabschnitts anhaften, führen insbesondere dann zu Meßfehlern, wenn sie an andere Anomalien ankoppeln, wie die Verbindung zwischen zwei Skalen einer Referenzwicklung. Daher ist die Zahl der Fehler, die auf der unregelmäßigen Anordnung der ersten und der letzten Leiter beruhen, umso größer, je größer die Zahl von Wicklungsabschnitten ist.

Zusätzlich zu dem Problem der Effekte der Endleiterabschnitte werden bei den bekannten Transformatoren Sinus- und Kosinus-Wicklungsabschnitte verwendet, die um größere Abstände als das erwünschte Minimum von einem Viertel des Meßzyklusses getrennt sind. Wenn sich solche Sinus- und Kosinus-Wicklungsabschnitte über eine. Anomalie bewegen, wird der Sinus-Wicklungsabschnitt zu einer anderen Zeit gestört als der Kosinus-Wicklungsabschnitt, wodurch durch die unerwünschte Veränderung im Verhältnis der Sinus- und der Kosinus-Ankopplung ein Fehler entsteht.

Dies ist der Hintergrund der vorliegenden Erfindung. Daraus ergibt sich die Aufgabe, Transformatoren herzustellen, welche in verschiedenen Kombinationen die folgenden Eigenschaften besitzen: Reduzierte Empfindlichkeit gegenüber Anomalien, gleichförmigere

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Meßgenauigkeit, Quadratur- (oder andere Phasen-) Kompensation (Kompensation von Phasenfehlern), Unterdrückung der konstanten Kopplung und Unterdrükkung unerwünschter Harmonischer.

Die Erfindung betrifft einen Lagenmeßtransformator mit zwei relativ zueinander beweglichen Teilen, wobei jedes Teil eine oder mehrere Wicklungen trägt, die induktiv an eine oder mehr Wicklungen der. anderen Teile angekoppelt sind. Die Wicklungen sollen so angeordnet sein, daß die Kopplung zwischen den Wicklungen möglichst genau eine sinusförmige Funktion der relativen räumlichen Lage der beweglichen Teile ist.

Bei einer Ausführung dar vorliegenden Erfindung wird die unerwünschte, fehlererzeugende konstante Kopplung dadurch neutralisiert, daß mindestens eine Wicklung aus zwei kontinuierlichen Wicklungsabschnitten gebildet wird, die übereinander in zwei gegenüberliegenden Schichten angeordnet sind. Die Wicklungsabschnitte sind bezüglich des Grundkopplungssignals elektrisch additiv, sie sind aber so angeordnet, daß sie eine unerwünschte konstante Kopplung aufzuheben vermögen.

Bei einer zweiphasigen Ausführung der vorliegenden Erfindung sind die um 90 versetzten Sinus- und die Kosinuswicklungen jeweils in verschiedenen Schichten übereinander angeordnet und bilden so eine Vielschichtstruktur. Bei. einer Anordnung bestehen sowohl

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tlie Sinus- als auch die Kosinus-Wicklungen aus jeweils nur zwei Wicklungsabschnitten. Diese Wicklungsabschnitte sind kontinuierlich gedruckte Leiter, einander gegenüber auf verschiedenen Schichten angeordnet, wobei die zwei Wicklungsabschnitte jeder Schicht bezüglich des Grundsignals elektrisch additiv sind, dabei aber die unerwünschte konstante Kopplung weitgehend neutralisieren.

Bei einer weiteren vielschichtigen Ausführung sind die vier Wicklungsabschnitte, welche die Sinus- und die Kosinus-Wicklungen bilden^so angeordnet, daß sich eine Quadratur-Kompensation ergibt. Im einzelnen wird durch besondere Herstellungsmethoden sichergestellt, daß die räumliche Lage des einen Sinus-Wicklungsabschnitte.s zum einen Kosinus-Wicklungsabschnitt im wesentlichen identisch ist mit der relativen räumlichen Lage des anderen Sinus-Wicklungsabschnitts zum anderen Kosinus-Wicklungsabschnitt. Das Ergebnis dieser Identität ist, daß die resultierende Kopplung bei der Kosinuswicklung zur Sinuswicklung nahezu exakt um 90 .verschoben ist, selbst wenn die einzelnen Sinus-

und Kosinus-Wicklungsabschnitte nicht genau um 90 versetzt sind.

Bei einer Ausführung sind die vier Wicklungsabschnitte jeweils in verschiedenen Schichten und einander gegenüber so angeordnet, daß sich ein vierschichtiger' Aufbau ergibt. Jeder Wicklungsabschnitt in dieser vierschichtigen Struktur ist ungefähr gleich lang und koppelt daher an denselben räumlichen Bereich. Bei einer anderen Ausführung tauchen die vier Wicklungsab-

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schnitte in zwei Schichten auf, wobei zwei Wicklungsabschnitte an einen räumlichen Bereich und die beiden anderen Wicklungsabschnitte an einen anderen räumlichen Bereich ankoppeln.

Bei einer weiteren Ausführung der Erfindung werden die mehrphasigen Wicklungen gegenüber solchen Anomalien, wie sie aufgrund der Verbindungen zwischen den Enden der geraden Skalaleiter auftauchen, relativ unempfindlich gemacht. Die Unempfindlichkeit dieser Anomalien wird bei einer um 90 verschobenen mehrphasigen Ausführung dadurch erreicht, daß kontinuierliche, übereinanderliegende Sinus- und Kosinus-Wicklungen verwendet werden, so daß sowohl die Sinus- als auch die Kosinus-Wicklungen an die Anomalien möglichst in der gleichen Weise ankoppeln, wodurch das Verhältnis der Sinus- und der Kosinus-Kopplung im wesentlichen durch die Anomalie unverändert bleibt.

Bei einer Ausführung sind die Sinus- und Kosinuswicklungen mit Wicklungsabschnitten auf vier übereinanderliegenden Schichten angeordnet, wobei der räumliche Abstand der aktiven Leiter der Wicklungsabschnitte nicht wesentlich von 90 abweicht.

Die Zeichnungen zeigen Ausführungsbeispiele der Erfindung. Es stellen dar:

Fig. 1 die schematische Darstellung einer einzelnen Wicklung (durchgezogen gezeichnet), die auf einem Teil angeordnet ist. Sie steht in

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induktiver Kopplung mit einer zweiten Wicklung, die auf einem zweiten Teil angeordnet ist, wobei diese zweite Wicklung aus einem ersten Wicklungsabschnitt (gepünktelt gezeichnet) auf einer Schicht und einem zweiten Wicklungsabschnitt (gestrichelt gezeichnet) auf einer zweiten Schicht besteht.

Fig. 2 ein Wechselfeldmuster, das von dem Transformator nach Fig.1 erzeugt wird.

Fig. 3 Wellenformen, die für die Kopplungssignale d«r Anordnung nach Fig. 1 repräsentativ sind.

Fig. k schematisch zwei Anordnungen von um ungefähr 90 verschobenen aktiven Leitern, die auf einer Ebene so zueinander angeordnet sind, daß sie nach weiteren Schritten zwei Leiterschichten für ein mehrschichtiges Transformatorteil gemäß der vorliegenden Erfindung bilden.

Fig. 5 schematisch ein zweites Muster, das mit dem Muster der Fig. k identisch ist, aber auf der Ebene von links nach rechts verschoben ist. Dies ist beim Verständnis der Fig. 6.hilfreich.

Fig. 6 schematisch eine Kombination der übereinandergelegten Muster von Fig. 4 und Fig.5 einschließlich der jetzt hinzugefügten End-

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leiter, so daß vier getrennte Wicklungsabschnitte auf zwei Schichten entstehen.

Fig. 7 schematisch die Wicklungen für ein

Transformatorteil, bei dem die Wicklungen in einem Vierschichtaufbau angeordnet sind und aus den Mustern der Fig.4, 5 und 6 gebildet sind.

Fig. 8 ein Vektordiagramm, welches das Merkmal

der Quadratur-Kompensation erläutert, wie sie in den Wicklungen der Fig. 7 existiert,

Fig. 9 ein weiteres Vektordiagramm zur Erklärung des Merkmals der Quadratur-Kompensation der Wicklungen von Fig. J.

Fig.10 eine Aufsicht auf die vier Schichten, die übereinanderliegend so kombiniert werden, daß sie den Aufbau bxl'den, der schematisch in Fig. 7 dargestellt ist.

Fig.11 eine Aufsicht auf die überexnandergelegten Endanschlüsse, die zur Verwendung bei den Wicklungsabschnitten der Fig.10 geeignet sind.

Fig.12 die vergrößerte Darstellung eines Schnitts durch die aktiven Leiter einer Referenzwicklung und zwar durch vier aktive Leiterpaare hindurch. Jeweils ein Paar gehört zu den vier Wxcklungsabschnxtten der Fig.10. Die vier Paare sind in dem ■

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Vierschichtaufbau angeordnet, der in Fig.7 beschrieben ist.

Fig.13 ein durchbrochenes Transformatorteil in perspektivischer Ansicht von vorne oben, das vier Schichten der Fig.10 enthält.

Fig.l4 eine perspektivische Ansicht, in der der Vxelschichtaufbau des Wicklungsteils aus Fig.13 in seiner Lage gegenüber einem zweiten Wicklungsteil dargestellt ist.

Fig.15 die schematische Darstellung eines Musters von zwei Anordnungen radialer, aktiver Leiter auf einer Schicht, welches zur Konstruktion eines mehrpoligen drehbaren Transformators geeignet ist.

Fig.l6 ein zweites schematisches Muster für drehbare Transformatoren, das im wesentlichen mit dem Muster aus Fig. I5 identisch ist.

Fig.17 eine schematische Darstellung der übereinandergelegten Muster aus Fig.15 und Fig.lö.

Fig.l8 eine vereinfachte Darstellung der übereinandergelegten Muster, die man erhält, wenn man die zwei radialen Anordnungen der Muster nach Fig.17 entlang der Linie kl aufeinanderfaltet, wie es in Fig.20 gezeigt ist.

Fig.19 schematisch vier Schichten von Wicklungsabschnitten, die dadurch gebildet werden,

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daß Endleiterteile zu den Anordnungen der Fig.17 hinzugefügt werden. Diese Anordnungen sind zur leichteren Überschaubarkeit in derselben Weise wie in Fig.10 unterschieden.

Fig.20 die schematische Darstellung der vier Wicklungsabschnitte von Fig.19, die einander gegenüber um ein gemeinsames Zentrum angeordnet sind und so eine Transformatorstruktur in vierschichtiger drehbarer Anordnung bilden.

Fig.21 die Vektordarstellung der Quadratür-Kompensation, wie sie in der Anordnung von Fig.20 existiert.

Fig.22 die schematische Darstellung einer Referenzwicklung unter einem Teil mit zweischichtiger Wicklung, in welcher zwei Muster wie die von Fig.6 nebeneinander angeordnet sind.

Fig.23 die Fehlerkurve für einen Transformator gemäß der vorliegenden Erfindung vom in Fig. 5 dargestellten Typ und eine Fehlerkurve für einen typischen bekannten Wandler. Darunter ist die Meßanordnung des Transformators dargestellt.

Fig.2k die schematische Darstellung eines Wicklungsmusters, wie es als eine Schicht in einem mehrschichtigen drehbaren Trafo in Übereinstimmung mit der vorliegenden Er-

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findung benutzt wird. Es hat einen Zyklus pro Umdrehung.

Fig.25 schematisch ein Muster nach Art der Fig. 24, jedoch um 90 gedreht.

Fig.26 schematisch den Aufbau beim Herstellen eines Vierschichtaufbaus mittels zweier Doppelschichten unter Verwendung der Wicklungen nach Fig.24 und 25·

Fig.27 einen Aufbau nach Fig.26 zur Verdeutlichung eines Verfahrensschrittes zur Erzeugung eines eine Quadratur-Kompensation ermöglichenden Aufbaus.

Fig.28 einen Vierschichtaufbau nach einer Herstellweise nach Fig.26 und 27·

Fig.29 eine Schemadarstellung, der zu entnehmen ist, wie der Mehrschichtenaufbau nach Fig.28 zu kombinieren ist, um einen Viersichtaufbau zu erhalten.

Fig. 1 zeigt einen Lagenmeßtransformatof gemäß der vorliegenden Erfindung, bei dem eine erste Wicklung 2 (Primärwicklung) so angeordnet ist, daß sie induktiv an eine zweite Wicklung 6 ankoppelt. Die Wicklungen 2 und 6 befinden sich jeweils auf relativ zueinander beweglichen Teilen (nicht gezeigt). Die zweite Wicklung 6 besteht aus einem ersten Wicklungsabschnitt 8 (gestrichelt gezeichnet) und einem zweiten Wicklungsabschnätt_#9 (gepünktelt gezeichnet). Der

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erste und der zweite Wicklungsabschnitt 8 und 9 sind üblicherweise jeweils gedruckte Kupferleiter in verschiedenen Schichten, wobei die Schichten auf verschiedenen Seiten einer Isolationsschicht angeordnet sind. Die Details der wirklichen typischen Schichtdicken und Materialien werden später in Verbindung mit den Fig.13 und Ik beschrieben. Die erste Wicklung 2 besteht aus aktiven Leiterstükken, die die Vorziffer 3- haben und als 3-1» 3-2,..., 3-8 bezeichnet werden. Die aktiven Leiterteile 3-sind in Serie geschaltet durch Endleiterstücke, die die Vorziffer k- haben und in Fig.1 als 4-1, 4-2, ..., k-7 bezeichnet sind. Die Endleiter 4- sind abwechselnd entlang der Randlinien angeordnet, die durch gegenüberliegende Enden der aktiven Leiterstücke 3- gebildet werden, so daß nebeneinanderliegende aktive Leiterstücke 3- den Strom in entgegengesetzter Richtung führen. Nebeneinanderliegende aktive Leiterstücke definieren daher entgegengesetzte Pole und der Abstand zwischen zwei Leiterstücken gleicher Stromrichtung ist gleich einem.vollen Meßzyklus .

Ähnlich wie bei der ersten Wicklung 2 ist auch jeder der Wicklungsabschnitte 8 und 9 der zweiten Wicklung 6 aus aktiven Leiterstücken gebildet, die durch Endleiterstücke entlang abwechselnder Randlinien verbunden sind.

Der Wicklungsabschnitt 8 hat die aktiven Leiterstücke mit den Vorziffern 18-. Sie sind mit I8-I, 18-2. ..., 18-6 bezeichnet. Der Wicklungsabschnitt

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hat die aktiven Leiterstücke mit der Vorziffer 19· Sie sind in der Fig.l mit 19-1, 19-2, ..., I9-6 angedeutet.

Die aktiven Leiterstücke l8- auf Wicklung 8 sind in Serie geschaltet durch die Endleiterstücke mit den Vorziffern l6-; die aktiven Leiterstücke I9-auf Wicklungsabschnitt 9 sind durch die Endleiterstücke mit der Vorziffer I7- in Serie geschaltet. Die Endleiterstücke 16-I bis I6-6 und 17-I bis I7-6 sind in Fig. 1 gezeigt.

In der praktischen Ausführung ist eine der Wicklungen 6 oder 2 länger als die andere und zwar um eine Länge, die der Strecke entspricht, über welchen man messen oder fahren will.

Gemäß der vorliegenden Erfindung sind"der erste und der zweite Wicklungsabschnitt der Sekundärwicklung so angeordnet, daß beispielsweise die aktiven Leiterstücke 18-2 und I9-I im wesentlichen den gleichen Relatiyabstand zu den aktiven Leiterstücken 3-der ersten Wicklung 2 haben. Die Wicklungsabschnitte 8 und 9 sind über den Anschluß 11 in Serie geschaltet, so daß beispielsweise die aktiven Leiter 18-2 und 19-1 den Strom beide in derselben Richtung führen. Entsprechend führen in jedem anderen Paar aktiver Leiterstücke (I8-3 und 19-2, l8-4 und 19-3, I8-5 und 19-4, 18-6 und 19-5) beide Leiter den Strom in derselben Richtung. Auf diese Weise hat jeder Leiter im Paar im wesentlichen dieselbe Koppelbeziehung

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zu den aktiven Leiterteilen der ersten Wicklung 2. Die Genauigkeit, mit der die Leiter 19-1 und 19-2 am selben Ort übereinandergelegt sind, ist nicht kritisch. Aber je weiter sie voneinander entfernt sind, desto geringer ist die vereinigte Kopplung, die aus dem Paar folgt.

Während die aktiven Leiterstücke der Wicklungsabschnitte 8 und 9 in Fig.l im allgemeinen so verbunden und räumlich angeordnet sind, daß sie zueinander bezüglich der induzierten Spannung additiv sind, sind die Endleiterstücke 16- und 17- so angeordnet, daß sie in entgegengesetzter Richtung Strom führen. So ist die Stromrichtung des Endleiterstücks 16-1 entgegengesetzt zu der des Endleiterstücks 17-2. Entsprechend sind die Leitungsrichtungen für die Paare 17-1 und l6-2, l6-3 und 17-4 usw. alle einander entgegengesetzt. Der Effekt, der sich einstellt, wenn man die aktiven Leiterstücke so anordnet, daß sie additiv sind, während die Endleiterstücke abwechselnd in entgegengesetzte Richtung leiten, kann anhand der Fig. 2 erkannt werden.

Wenn ein Wechselstromsignal zwischen die Anschlüsse 21 und 22 der Primärwicklung in Fig.l gelegt wird, führen die aktiven Leiterstücke l8- und 19-, wie in Fig. 2 angedeutet, zu den Feldvektoren l8· und 19'ι welche jeden halben Zyklus ihre Richtung wechseln und an den Anschlüssen 23 und 24 der Fig. 1 eine Spannung verursachen. Die Felder, die von den Endleiterteilen herrühren, ändern ebenfalls in jedem halben Zyklus ihre Richtung, so daß netto die Sum-

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me der von den Endleiterteilen erzeugten Felder 16' und 17' in Fig. 2 im Uhrzeigersinn oder gegen den Uhrzeigersinn gerechnet ungefähr Null ergibt.

Das Feldmuster von Fig. 2 wird von den zwei übereinanderliegenden Wicklungsabschnitten 8 und 9» welche die zweite Wicklung 6 von Fig. 1 bilden, hervorgerufen .

Das Feldmuster nach Fig. 2 hilft, die Effekte konstanter Kopplung zwischen den Wicklungen eines Lagenmeßtransformators zu reduzieren oder zu neutralisieren. Die Reduktion der unerwünschten konstanten Kopplung kann beispielsweise im Zusammenhang mit Fig. 3 erklärt werden.

In Fig. 3 stellt die Wellenform 25 die Amplitude der Koppelwelle dar, die zwischen den aktiven Leiterteilen 3 der ersten Wicklung 2 und den aktiven Leiterteilen l8- und 19- der zweiten Wicklung 6 hervorgerufen wird. Wenn die zweite Wicklung 6 und die erste Wicklung 2 relativ zueinander so verschoben werden, daß der aktive Leiterteil 3-2 genau über dem aktiven Leiterteil 18-1 liegt, definiert diese Stellung den Nullpunkt des Meßzyklusses, wo die Kopplung maximal ist. Die maximale Kopplung zwischen den Wicklungen 2 und entspricht dem positiven Spitzenwert der Kurve 25 in Fig." 3 am Nullpunkt. Wenn die Wicklungen der Fig. 1 relativ zueinander so bewegt werden, daß der aktive Leiterteil 3-2 in der Mitte zwischen den aktiven Leitern 18-I und 18-2 ist, sind die Wicklungen definitionsge-

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maß am 90 -Punkt und haben, wie in Fig. 3 angedeutet, keine Kopplung. Wenn das aktive Leiterstück 3-2 zur l80 -Stellung über den aktiven Leitern l8-2 und 19-1 bewegt wird, ergibt sich, wie in Fig.3 angedeutet, ein negatives Maximum. Keine Kopplung existiert wieder am 270 -Punkt, wenn der aktive Leiter 3-2 in der Mitte zwischen den aktiven Leitern 18-2 und I8-3 steht. Schließlich erreicht die Koppelwelle 25 wieder ein positives Maximum am 36O -Punkt, wenn das aktive Leiterstück 3-2 auf gleicher Höhe mit den aktiven Leiterstücken I8-3 und 19-2 ist.

Der Trafo von Fig. 1 ist beispielsweise nützlich bei der Definition von Null-Lagen gleichen Abstands. Die Definition der Null-Lagen mit gleichem Abstand ist beispielsweise erforderlich, um den Abstand der Magnetspuren bei Steuersystemen in mit Platten arbeitenden Magnetaufzeichnungsgeräten zu definieren.

Die Koppelwelle 25 in Fig. 3 ist für die Grundkoppelwelle repräsentativ, die aus der Kopplung zwischen den aktiven Leiterteilen auf der ersten Wicklung 2 und der zweiten Wicklung 6 resultiert. Zusätzlich zur Koppelwelle der Grundfrequenz neigen die Endleiterteile 16- und 17- der zweiten Wicklung 6 jedoch dazu, mit den Endleiterteilen k- der ersten Wicklung 2 zu koppeln. In Fig. 3 ist die Koppelwelle für die Endleiter 16- durch die Koppelwelle 26 (gepünktelt gezeichnet) dargestellt. Entsprechend ist die Koppelwelle für die Endleiter I7- durch die Koppelwelle 27 (gestrichelt gezeichnet) dargestellt. Aus Fig. 3 folgt, daß' die Koppelwelle 26 den durch Linie 52 dargestellten mittleren Wert hat, welcher gegenüber dem Mittelwer-t der Grund-

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Koppelwelle 25, dargestellt durch Linie ^k, verschoben oder vorgespannt ist. In entsprechender Weise ist auch der Mittelwert der Koppelwelle 27» durch Linie 53 dargestellt, bezüglich des Mittelwerts der Grundkoppelwelle 25 vorgespannt.

Die Wellenform 26 beinhaltet eine unerwünschte Koppelkomponente, nämlich die konstante Kopplung, die durch den Abstand zwischen den Linien 52 und dargestellt ist. Entsprechend stellt der Abstand zwischen den Linien 53 und 5k eine konstante Kopplung dar, nämlich die unerwünschte Koppelkomponente der Wellenform 27.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die unerwünschte Koppelkomponente der Koppelwelle 26 der unerwünschten Koppelkomponente der Koppelwelle 27 entgegengesetzt gleich, so daß, algebraisch addiert, diese unerwünschten Koppelkomponenten sioh einander neutralisieren. Im einzelnen ist die Summe der Koppelwellen 26 und 27 mit der Grundkoppelwelle 25 in Phase und hat resultierend keine Vorspannung gegenüber dieser.

Immer wenn eine nicht neutralisierte, unerwünschte Koppelkomponente existiert, führt diese konstante Koppelkomponente zu einem Grundfrequenzfehler. Die in Fig. 1 gezeigte Ausführung der vorliegenden Erfindung neutralisiert diese unerwünschten Koppelkomponenten dadurch, daß zwei Wicklungsabschnitte einander gegenüber in einer Vielschichtkonfiguration angeordnet

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sind. Die konstante Koppelkomponente des einen Wicklungsabschnitts neutralisiert die konstante Koppelkomponente des anderen Wicklungsabschnitts, ohne die Grundkopplung der aktiven Leiterstiicke zu stören.

In Fig. 1 bedecken jeweils zwei aktive Leiterstükke dasselbe räumliche Gebiet; beispielsweise die aktiven Leiterstücke l8-2 und 19-1. Wenn sich zwei aktive Leiter an derselben Stelle befinden, erhält man eine Doppelwicklung. Die Endleiterwicklungen entsprechen jedoch einer einfachen Wicklung, da die Endleiter in Fig. 1 nicht dieselbe räumliche Stelle einnehmen.

Die Fig. k und 7 zeigen schematisch Muster von Anordnungen von aktiven Leitern, wie sie sich in den verschiedenen Herstellungsschritten eines zweiphasigen, vierschichtigen Transformatorteiles ergeben. Dies ist schematisch in Fig. 7 gezeichnet. Das Transformatorteil nach Fig. 7 neutralisiert die konstante Kopplung (oder Vorspannung), wie oben bei der Behandlung von Fig. 1 beschrieben wurde. Das Teil nach Fig. 7 ergibt auch innerhalb von jedem Zyklus eine Quadratur-Kompensation, um sicherzustellen, daß in den mehrphasigen Sinus- (BC) und Kosinus- (AD) Wicklungen Felder hervorgerufen werden, die möglichst genau um ein Viertel des Meßzyklusses verschoben sind, auch wenn die entsprechenden Wicklungsabschnitte, welche die Sinus- und Kosinus-Wicklungen bilden, nicht genau räumlich um 90 versetzt sind.

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In Fig. k ist schematisch eine Anordnung A von aktiven Leitern, im einzelnen Al bis A5 gezeigt. Die Leiter Al bis A5 sollen in gleichem Abstand angeordnet sein, wobei die Entfernung zwischen zwei nebenexnanderlxegenden aktiven Leiterstucken einen halben Meßzyklus definiert .

Fig. k zeigt weiter eine Anordnung B von aktiven Leitern, im einzelnen Bl bis B^· Der Abstand der aktiven Leiter Bl bis B5 ist im wesentlichen identisch mit dem der aktiven Leiter Al bis A5. Sie werden vorzugsweise vorn selben fotografischen Negativ hergestellt Die Leiteranordnungen A und B in Fig. k stellen entweder ein fotografisches Negativ oder isolierte metallische Leiter auf einer gemeinsamen Unterlage aus Metall. Glas oder Plastik dar, so daß die relative Lage der aktiven Leiter A bezüglich der relativen Lage der aktiven Leiter B fixiert ist. Im einzelnen sind die aktiven Leiter B gegenüber den aktiven Leitern A um '.'al" verschobi

beträgt.

verschoben, wobei "al" ungefähr 90 des Meßzyklusses

Auch Fig. 5 stellt ein fotografisches Negativ oder eine Anordnung von Leitern dar, die im wesentlichen mit dem fotografischen Negativ und der Leiteranordnung nach Fig. k identisch ist. Dementsprechend sind die aktiven Leiter C, im einzelnen Cl bis C5, und die aktiven Leiter D, im einzelnen Dl bis D5i jeweils entsprechend den aktiven Leitern Al bis A5 und Bl bis B5 hergestellt, Dementsprechend ist die Verschiebung "a2" der aktiven Leiter D gegenüber den aktiven Leitern C in Fig. 5 im wesentlichen mit der Verschiebung "al" in Fig.4 identisch.

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In Fig. 6 wird eine vielschichtige Struktur gezeigt, bei der die aktiven Leiter, die in der Fig.5 dargestellt oder aus dieser fotografisch entwickelt sind, über die aktiven Leiter, die auf ähnliche Weise von der Fig. 4 abgeleitet wurden, gelegt werden. In der Fig. 6 sind einige der aktiven Leiter von den Fig. 4 und 5 entfernt und Endleiterstücke hinzugefügt, um die aktiven Leiterstücke miteinander zu verbinden. Diese Hinzufügungen und Wegnahmen sind bei gedruckter Schaltungstechnik bekannt.

In Fig. 6 sind vier getrennte Wicklungsabschnitte A, B, C und D abgebildet. Sie leiten ihre Bezeichnungen von den Bezeichnungen der aktiven Leiter von Fig. 4 und Fig. 5» aus denen sie bestehen, her. Die. Versetzung oCl in Fig. 6 zwischen dem Wicklungsabschnitt A und Wicklungsabschnitt C ist im wesentlichen identisch mit der Versetzung c<2 zwischen den Wicklungsabschnitten B und D. Die Identität der Verschiebungen oöl und 0C2 stammt von der Identität der Versetzungen "al" und "a2" in den Fig. 4 und 5. Wenn die Schichten der .Fig. 4 und Fig. 5 übereinandergelegt werden, sind die aktiven'Leiterteile von B und C ungefähr deckungsgleich. Wenn, wie in Fig. 6 gezeigt, zwischen den Windungsabschnitten B und C eine Versetzung "b" existiert, dann ist QCl =oc 2, da

= "al" + "b" undoC2 = ^f!a2" + "b" und "al" + "b" = "a2" + "b" ist.

Den Transformator nach Fig. 7 erhält man durch Umdrehen der Wicklungsabschnitte B und D unterhalb die Wicklungsabschni'tte C und A von Fig. 6, so daß

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aus den zweischichtigen Wicklungsabschnitten der Fig. 6 vierschichtige Wicklungsabschnitte in Fig.7 werden. Während des Zusammenbaus können die Wicklungsabschnitte B und D relativ zu den Wicklungsabschnitten C und A verschoben werden. Die Wicklungsabschnitte C und A bzw. B und D bewegen sich jedoch nicht relativ zueinander. Der Winkelabstand $ zwischen den Wicklungsabschnitten B und C in Fig.7 kann deshalb vom Winkel "b" in Fig. 6 zwischen denselben Abschnitten abweichen. Die Winkel ocl undoc2 variieren jedoch nicht und sind dieselben wie in Fig.6.

Die Anschlüsse 32 und 36 der Wicklungsabschnitte A bzw. D sind elektrisch miteinander verbunden, so daß der Wicklungsabschnitt A und der Wicklungsabschnitt D die vollständige Kosinus-Wicklung bilden, zu der die Eingangsanschlüsse 33 und 37 gehören. Auf entsprechende Weise werden die Anschlüsse 35 und '31 der Wicklungsabschnitte B und C elektrisch miteinander verbunden, wodurch eine vollständige Sinus-Wicklung^; gebildet wird, die die Eingangsanschlüsse 30 und 3^li hat. Sowohl die Sinus-Wicklung, die aus den Wicklungsabschnitten C und B besteht, als auch die Kosinus-Wicklung, die aus den Wicklungsabschnitten A und D besteht, haben jede für sich das Merkmal der Neutralisation der konstanten Kopplung 1 das oben im Zusammenhang mit der Wicklung nach Fig. 1 beschrieben wurde, und zwar aus denselben Gründen aus denen die Wicklung 6 dieses Merkmal hat. Die Sinus- und Kosinus-Wicklungen der Fig. 7 haben auch das Merkmal der Quadratur-Kompensation, welches nun im Zusammenhang mit Fig. 8 näher beschrieben wird.

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Die Vektoren A(i), B(i), C(i), D(i) in Fig.8 stellen jeweils die räumliche Anordnung der aktiven Leiter in Fig. 7 dar, die mit demselben Großbuchstaben bezeichnet sind. Das in Klammern gesetzte "i" stellt einen der Indices 1 bis 5 für die aktiven Leiter der Fig. 7 dar. Für "i" = 2 stellt das Vektordiagramm der Fig. 8 beispielsweise die räumliche Stellung der aktiven Leitern A2, B2, C2, D2 der Fig. 7 dar. Entsprechend stellt für "i" = 3 das Vektordiagramm der Fig. 8 die räumliche Stellung des aktiven Leitern A3, B3, C3 und D3 dar. Wie vorher schon im Zusammenhang mit Fig. 7 angedeutet wurde, ist der Vektor A2 gegenüber dem Vektor C2 um den Winkel «1 versetzt. Auf entsprechende Weise ist der Vektor B2 gegenüber dem Vektor D2 um den Winkel oC2 versetzt. Weiter ist aufgrund der Herstellungsschritte, die im Zusammenhang mit den Fig. h, 5» 6 und 7 diskutiert wurden, der Winkel Λ1 gleich dem Winkel 0C2. Wenn diese Gleichheit eingehalten ist, produziert die elektrische Verbindung der B- und C-Vektoren, z.B. B2 und C2, einen resultierenden Vektor BC2, welcher in der Fig. 8 allgemein als BC(i) angedeutet ist. Entsprechend ergibt der Zusammenschluß der Vektoren A2 und -D2 (-D2 ist die elektrische Umkehrung von D2), die in Fig. 8 allgemein als A(i) und -D(i) bezeichnet werden, einen resultierenden Vektor AD(2), der in Fig. 8 allgemein mit AD(i) bezeichnet wird.

Wenn der Winkel zwischen den Vektoren B und C gleich β ist, schließt der resultierende Vektor BC mit den beiden Vektoren B und C jeweils den Winkel ß/2 ein.

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6o88/lVUO/gn - 28 - 24. Januar 1973

Die Vektoren A und -D sind getrennt durch einen Winkel

0 = Ot 1 - jjl80 - oi. 2)

Da d-1 gleich 06 2 oder allgemein gleich cC ist, ist der Winkel 0 wie folgt gegeben:

0 = 2oC - ß> - I80.

Der Vektor AD ist deshalb gegenüber den beiden Vektoren A und -Dum 0/2 versetzt.

Dabei gilt

0/2 = oC - /3/2 - 90

Wie man leicht sehen kann, ist der Winkel zwischen den resultierenden Vektoren AD und BC gleich

OC - . .0/2 - /3/2.

Setzt man den Wert von 0/2, wie er oben angegeben ist, in diese letzte Gleichung ein, zeigt sich, daß der Winkel zwischen den resultierenden Vektoren AD und BC genau 90 beträgt.

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Natürlich trifft das Vektordiagramm der Fig. 8 für alle Indices 2 bis k zu, obwohl die Fig. 8 anhand eines Beispiels mit dem Index "i" =2 beschrieben wurde. Da allgemein der Bereich, über-welchen die aktiven Leiter an die Referenzwicklung für jeden Wert von "i" ankoppeln, kleiner als ein Meßzyklus ist, ist innerhalb jedem einzelnen Zyklus für Quadratur-Kompensation gesorgt. Diese Quadratur-Kompensation innerhalb von jedem Zyklus ist wichtig, wenn man die Empfindlichkeit der Quadratur-Kompensation gegenüber Anomalien reduzieren will. Da die aktiven Leiter, die zur Kompensation beitragen, an denselben räumlichen Bereich ankoppeln, also nicht an verschiedene, weit voneinander getrennte räumliche Bereiche, ist die Quadratur-Kompensation der Anordnung nach Fig. 7 gegenüber Anomalieeffekten relativ immun.

Der resultierende Vektor AD(2) in Fig.9 ist gegenüber dem resultierenden Vektor BC(2) aus den in Fig.8 erklärten Gründen um genau 90 verschoben. In entsprechender Weise bilden die Vektoren A3, B3, C3 und D3 die resultierenden Vektoren AD3 und BC3, die entsprechend den in Fig. 8 diskutierten Prinzipien um genau 90 auseinanderliegen. Obwohl die resultierenden Vektoren AD2 und AD3 und die resultierenden Vektoren BC2 und BC3 nicht genau gegeneinander ausgerichtet sind, sind offensichtlich die resultierenden Vektoren AD(2,3) und BC(2,3)» die man aus ihnen ableiten kann, um genau 90 zueinander versetzt.

Die vier Wicklungsabschnitte A, B, C und D in Fig.10 entsprechen denen, die in Fig.7 gezeigt wurden. Die vier

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Wicklungsabschnitte in Fig.10 sind getrennt und nicht übereinandergepackt gezeigt, um ihre Details deutlicher zeigen zu können. In Fig. 10 sind die Schichten auf der Seite von oben nach unten in der Reihenfolge C, A, B und D angeordnet, was ihren wachsenden Abstand vom Skalenwicklungsteil des Lagenmeßtransformators (Fig.l4) darstellen soll.

Die Wicklungsabschnitte A bis D in Fig. 10 sind so gebaut, wie es bei der Behandlung der Fig. 4 bis 7 skizziert wurde. Wenn daher die Wicklungsabschnitte B und C miteinander verbunden werden und so die Sinus-Wicklung bilden, und wenn die Wicklungsabschnitte A und D miteinander verbunden werden und so die Kosinus-Wicklung bilden, zeigen diese Sinus- und Kosinus-Wicklungen Quadratur-Kompensation. Die Wicklungsabschnitte B und C und die Wicklungsabschnitte A und D neutralisieren jeweils auch die konstante Kopplung, wie bei der Behandlung der Fig. 1, 2 und 3 oben beschrieben wurde.

Der Wicklungsabschnitt C in Fig. 10 hat eine Vielzahl von aktiven Leiterteilen, für die beispielsweise der aktive Leiter Il8 typisch ist. Die aktiven Leiterteile sind miteinander durch Endleiterteile verbunden, und zwar entlang von Randlinien, die durch gegenüberliegende Enden der aktiven Leiterstücke gebildet sind. Die Endleiterstücke 116 und 117 sind dafür typisch. Der Mitte-zu-Mitte-Abstand der aktiven Leiterstücke, beispielsweise zwischen dem aktiven Leiterstück Il8 und dem aktiven Leiterstück 119» ist gleich der Teilung P und ist für alle Wicklungsabschnitte A bis D in Fig.10

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derselbe. Die Wicklungen haben alle dieselbe Teilung und koppeln daher mit derselben Grundfrequenz an die Referenzwicklung des Lagenmeßtransf ortnators. Die Breite W der aktiven Leiterstücke und die Breite S der Zwischenräume zwischen den aktiven Leiterstücken variiert von Wicklungsabschnitt zu Wicklungsabschnitt .

Die Variation in den Breiten der aktiven Leiterstücke verglichen mit den Breiten der Zwischenräume in Fig.10 geschieht aus zwei Gründen: Erstens wird das Verhältnis aus den Breiten von Leiter und Zwischenraum dazu benutzt, um den Effekt von Harmonischen im Koppelsignal zu reduzieren oder zu neutralisieren. Dies erfolgt in Übereinstimmung mit der Lehre nach Patent Nr. 2 799 835. Da die dritte Harmonische gewöhnlich den größten Beitrag zu Fehlern liefert, wird das Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum gewöhnlich 2 : 1 gewählt. Dadurch wird die dritte Harmonische neutralisiert, obwohl auch andere Verhältnisse für andere Harmonische gewählt werden können.

Zweitens wird das Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum dazu benutzt, um die Kopplung der Wicklungsabschnitte an die Referenzwicklung anzupassen, da die Wicklungsabschnitte verschieden weit von der Referenzwicklung entfernt sind, an die sie ankoppeln. Die verschiedenen Abstände sind in Fig. lh für einen typischen Transformator durch die Dimensionen am linken Rand angegeben. Je weiter ein Wicklungsabschnitt von der Referenzwicklung entfernt ist, desto geringer ist die Ankopplung „dieses Wicklungsabschnitts. Im Zu-

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sammenhang mit dieser Erfindung ist es praktisch, die Kopplung mit Hilfe eines Transformationsverhältnisses zu beschreiben, welches gleich dem Verhältnis aus Eingangssignal I in der Primärwicklung (beispielsweise Sinus- oder Kosinus-Wicklung bzw. Referenzwicklung) zum Ausgangssignal V in der Sekundärwicklung (beispielsweise Referenzwicklung oder Sinusoder Kosinuswicklung) ist. Entsprechend der vorliegenden Erfindung ist die Kopplung umso niedriger und auch das resultierende Transformationsverhältnis umso niedriger, je größer das Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum ist. Unter Benutzung dieses Prinzips haben diejenigen Wicklungsabschnitte, die näher an der Referenzwicklung .sind, ein größeres Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum, um so ihre Kopplung an die Referenzwicklung zu reduzieren. Dies reduziert also ihr Transformationsverhältnis und gleicht dieses Verhältnis mehr dem Transformationsverhältnis von Wicklungsabschnitten an, die weiter entfernt sind.

In Fig. 10 ist die Breite der aktiven Leiterstücke für die Wicklungsabschnitte A, B, C und D mit WA, WB, WC und WD angegeben. Entsprechend heißen die Breiten der Abstände zwischen aktiven Leiterstücken für die Wicklungsabschnitte A, B, C und D: SA, SB, SC und SD. Die Breiten WC und WA der Leiterstücke für die Wicklungsabschnitte C und A sind gleich, ebenso wie die Breiten WB und WD der Leiterstücke für die Wicklungsabschnitte B und D. Die Wicklungsabschnitte C und A sind näher an der Referenzwicklung als die Wicklungsabschnitte B und D, wie es in Fig.l4 gezeigt wird.

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In den Fig. 12, 13 und lk ist die Art gezeigt, in der die Wicklungsabschnitte A bis D der Fig.10 übereinander angeordnet sind und so das vielschichtige Mehrphasenteil 134 bilden. In Fig. I3 werden die Leiterschichten für die Wicklungsabschnitte C, A, B und D, der Seihe nach teilweise von der Unterlage 136 abgehoben, gezeigt.

In Fig. Ik wird das Mehrphasenteil 134 unterhalb . eines Slcalenteils 128 gezeigt. Eine typische Konstruktion des Mehrphasenteils 134 besteht aus den Wicklungsabschnittschichten B und D, die auf entgegengesetzten Seiten einer Kunststoff-Isolierschicht I38 angeordnet sind, und aus den Wicklungsabschnittsschichten C und A, welche auf entgegengesetzten Seiten der Kunststoff-Isolierschicht l40 angeordnet sind. Die Schichtung (B, 138, D) ist an die Unterlage 136 durch eine weitere isolierende und haftende Schicht 137 angeklebt. Auf ähnliche Weise ist die Schichtung (C, l40, A) mit einer haftenden und isolierenden Schicht 139 zwischen den Schichten A und B an die Oberfläche der Schicht B angeklebt. An die Schicht C ist mit einer isolierenden und haftenden Schicht l4l eine elektrostatische Abschirmung 142 (wie in Patent Nr. 3 090 93^Z* beschrieben) angeklebt.

Über dem Mehrphasenteil 134 ist die Skala oder das Referenzwicklungsteil 128 angeordnet. Sie ist auf eine Art konstruiert, die aus dem Stand der Technik her nicht bekannt und herleitbar ist. Das Teil 128 besteht typischerweise aus einer kontinuierlichen Referenzwicklungsschicht 131, die durch die Schicht 130 an die Unterlage 129 angeklebt ist. Die Schicht I3I enthält "ei-

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ne Wicklung des Typs, der oben schematisch als Wicklung 2 in Fig. 1 beschrieben wurde. Die Dicken-Dimensionen einer typischen Mehrschichtstruktur sind am linken Rand der Fig. Ik in Bruchteilen von Zoll angegeben. Diese Dimensionen sind nicht kritisch; die Wahl anderer Dicken resultiert jedoch in anderen Transformationsverhältnissen, die andere Breitenverhältnisse von Leiter zu Zwischenraum zur Kompensation benötigen.

Im Zusammenhang mit Fig. 10 wurde oben diskutiert, daß das Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum der verschiedenen. Wicklungsabschnitte variiert wird, um die Unterschiede in der Ankopplung der Wicklungs— abschnitte an die Referenzwicklung, bedingt durch den unterschiedlichen Abstand, zu kompensieren. Diese Unterschiede werden zweckmäßigerweise als Unterschiede im Transformationsverhältnis gemessen. Sie beruhen hauptsächlich auf den verschiedenen Abständen der Wicklungsabschnitte des Mehrphasenteils 13'l von der kontinuierlichen Referenzwicklung des Teils 128. Die Variationen im Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum werden im Zusammenhang mit Fig. 12 weitererklärt.

Fig. 12 ist ein Querschnitt durch die Wicklungsschichten, der entlang der Schnittlinie 12-12 in Fig. lk vorgenommen wurde. Fig. 12 ist jedoch nur eine vereinfachte schematische Darstellung. Sie zeigt die isolierenden, haftenden Grund- oder Abschirmschichten nicht.

In Fig. 12 werden Paare typischer aktiver Leiterstücke für jeden der Wicklungsabschnitte C, A,'B und D gezeigt, und zwar unterhalb einer Referenzwicklung, die

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durch die drei typischen aktiven Leiter Rl, R2 und R3 angedeutet ist. Die Leiter Rl, R2 und R3 in Fig. Ik gehören zu der Referenzwicklungsschicht I30. In Fig. 12 sind die Mitte-Mitte-Abstände aller aktiven Leiter gleich der Teilung P, der Meßzyklus ist gleich 2P. Die Breite jedes aktiven Leiterstücks des Referenzteils ist gleich WR und die Abstände zwischen nebeneinanderliegenden aktiven Leitern sind jeweils gleich SR. Das Verhältnis von Leiter zu Zwischenraum ist hierbei 2 : 1, um unerwünschte dritte Harmonische aufzuheben. Dieses Verhältnis 2 : 1 erhält man, indem man BR gleich 2SR macht. Kurz gesprochen resultiert die Aufhebung der dritten Harmonischen daraus, daß die Breite von WR gleich I/3 von 2P ist. WR ist also genau eine Periode des dritten harmonischen Meßzyklusses. Der Mittelwert einer Sinuskurve über genau eine Periode ist Null, so daß die mittlere Ankopplung von jedem geraden Leiterstück Rl, R2 und R3 bezüglich der dritten Harmonischen nahezu Null ist. Zur genaueren Diskussion der Prinzipien der harmonischen Aufhebung wird auf das US-Patent 2 "799 835 verwiesen.

Es ist also möglich, das Verhältnis von Leiter zu Zwischenraum für jeden Wicklungsabschnitt A, B, C und D gleich 2 : 1 zu machen, um die ungewünschte Ankopplung der dritten Harmonischen zu neutralisieren. Die andere, günstigere Alternative ist jedoch, die Breitenverhältnisse von Leiter zu Zwischenraum von 2 : 1'abweichen zu lassen, um die Transformationsverhältnisse aller Schichten besser einander anzugleichen.

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Um die Ankopplung an die Referenzwicklung und daher das Transformationsverhältnis des Wicklungsabschnitts" B an das des Wicklungsabschnitts C, mit dem er verbunden ist, anzugleichen, werden die Leiterbreiten in.dem Wicklungsabschnitt C größer gemacht als im Wicklungsabschnitt B. Auf entsprechende Weise werden die Breiten der Leiter im Wicklungsabschnitt. A größer gemacht als die Breiten im Wicklungsabschnitt D. Wenn völlige Gleichstellung aller Wicklungsabschnitte gewünscht wird, werden die Breiten der aktiven Leiter im Wicklungsabschnitt C größer gemacht als die in A; diese wiederum größer als die in B. Diese sind schließlich wiederum größer als jene in D.

Aus fertigungstechnischen Gründen ist jedoch die völlige Gleichstellung in den Wicklungsabschnitten der Fig.10 nicht erreicht. Die Wicklungsabschnitte C und A haben vielmehr dasselbe Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum und entsprechend haben die Wicklungsabschnitte B und D gleiches Breitenv-erhältnis von Leiter zu Zwischenraum, das aber vom Verhältnis für C und A verschieden ist. Im einzelnen wurde für die allgemeinen Dicken und Abstände, die oben im Zusammenhang mit Fig. lk erläutert wurden, herausgefunden, daß eine Breite von 0,0393" (ca. 1 mm) für die Leiter und 0,0107" (ca. 0,27 mm) für die Zwischenräume in den Wicklungsabschnitten C und A zu guten Resultaten führt, wenn in den Wicklungsabschnitten- B und D die Leiterbreiten 0,0273" (ca. 0,69 mm) und die Zwischenräume 0,0227" (ca. 0,57 mm) betragen.

Bei den oben genannten Dimensionen der Fig. 10 und l4 wird die Kopplung des Wicklungsabschnittes C größen-

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ordnungsmäßig etwa 1,^5 mal größer als die Kopplung des Wicklungsabschnitts B an die Referenzwicklung. Entsprechend wird die Kopplung des Wicklungsabschnitts A größenordnungsmäßig 1,^5 mal größer als die Kopplung des Wicklungsabschnittes D. Um die Kopplung des Wicklungsabschnitts C gleich der Kopplung des Wicklungsabschnittes B zu machen und um die Kopplung des Wicklungsabschnitts A gleich der Kopplung des Wicklungsabschnittes D zu machen, werden die Transformationsverhältnisse der Wicklungsabschnitte C und A reduziert, indem ihre Breitenverhältnisse von Leiter zu Zwischenraum vergrößert werden. Dagegen werden die Transformationsverhältnisse der Wicklungsabschnitte B und D vergrößert, indem.ihre Breitenverhältnisse von Leiter zu Zwischenraum verkleinert werden.

Die erforderliche Veränderung des Breitenverhältnisses von Leiter zu Zwischenraum kann sowohl experimentell als auch mathematisch bestimmt werden. Als Näherung der Mathematik, die man verwendet, um die erwünschte Veränderung im Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum zu berechnen, wird anfänglich eine Wicklung betrachtet, die ein Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum von 2 : 1 hat. Eine Verringerung des Transformationsverhältnisses erhält man, wenn man diesen Leiter um den Betrag Λ verbreitert, in dem man symmetrisch auf beiden Seiten der Mittellinie Δ /2 hinzufügt. Dadurch wächst das Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum. Ein Zuwachswert auf beiden Seiten dieses Leiters bedeutet ein Hinzufügen an Punkten, die um ungefähr 120 bezüglich des Grundmeßzyklusses getrennt sind. Die Summe von zwei um 120 verdrehten Vektoren ISt₁ geringer als die Summe aller zu-

- 38 309839/1086.

6088/1 VUO/gn

2k. Januar 1973

sätzlicher Vektoren, die um weniger als 120 zueinander verdreht sind. Die wirkliche Summation über die volle Breite eines Leiters muß mit Hilfe der Integralrechnung durchgeführt werden. Näherungsweise wird angenommen, daß im fraglichen Gebiet die Änderung der Transformation für das Grundsignal ungefähr linear ist. Deshalb wird die Veränderung der Breite /\ die benötigt wird, um die Transformationsverhältnisse TB und TC (repräsentativ für die Ankopplung des Wicklungsabschnitts B bzw. C an die Referenzwicklung) einander anzugleichen, folgendermaßen abgeleitet:

TC =

KC

WC

TB =

KB

WB

wc_[kb~J

Gl. (1)

Gegeben: JTB/Tc]

WC = WB = .0333

Daher ist

KB
KC

1/(1,45)

Um die Transformationsverhältnisse einander anzugleichen, d.h. um TB = TC zu machen, werden die Breiten WC und WB um den Betrag ^ verändert, wobei aus Gleichung (l) wird:

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.0333 + .0333 -

3 E

1/1,45

= TB =1 Gl. (2)

TC

Löst man Gleichung (2) nach /S. auf, so erhält man = 0,006" (ca. 0,15 nun).

Dabei ist

TC = Transformationsverhältnis, V/I

repräsentativ für die Ankopplung des WicklungsabSchnitts C an die Referenzwicklung.

TB = Transformationsverhältnis, V/I repräsentativ für die Ankopplung des Wicklungsabschnittes B an die Referenzwicklung.

WC = Breite (0,0333") (ca. 0,84 mm) eines Leiters im Wicklungsabschnitt C mit dem Meßzyklus 0,1" (ca. 2,54 mm).

TB/TC = gemessener Wert des Verhältnisses von m

TC durch TB vor der Änderung von

WB = Breite (0,0333") (ca. 0,84 mm) eines Leiters des Wicklungsabschnittes B mit dem Meßzyklus 0,1" (ca. 2,54 mm).

KC = Proportionalitätskonstante für den Wicklungsabschnitt C.

- 40 -

30 9 8 397 1086

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KB = Proportionalitätskonstante für den Wick lungsabschnitt B.

= Veränderung der Breite von WC und WB.

In Fig. 10 ist der für A berechnete Wert, 0,006" (ca. 0,l6 mm), zur nominellen 2: 1 - Breite von 0,0333" (ca. 0,84 mm) bei den Wicklungsabschnitten C und A hinzugezählt. Dadurch werden WC und WA gleich 0,0393" (^ca· 1 mm) und die Breiten der Zwischenräume SC und SA werden auf 0,0107" (ca. 0,27 mm) reduziert. In entsprechender Weise werden vom nominellen Wert 0,0333" (ca. 0,84 mm) der Breiten WB und WD 0,006" (ca. 0,l6 mm) abgezogen, so daß sich der Wert 0,0273" (ca. 0,68 mm) ergibt. Dadurch werden die Breiten der Zwischenräume SB und SD auf 0,0227" (ca. 0,57 mm) vergrößert. Es ist zu beachten, daß die mittlere Breite von WC und WB gleich O,O333" (ca. 0,84 mm) ist und daß die von WA und WD ebenfalls 0,0333" (ca. 0,84 mm) ist. Im Mittel haben also die aktiven Leiter der Sinus-Wicklung (WC) und der Kosinus-Wicklung (AD) das Verhältnis 2 :· -1 zwischen den Breiten von Leiter und Zwischenraum.

Die obigen Berechnungen von Δ wurden hauptsächlich durch die Betrachtung der Ankopplung der Wicklüngsabschnitte bei der Grundmeßfrequenz bestimmt. Der Effekt der Ankopplung bei der dritten Harmonischen der Grundmeßfrequenz ist für Δ gleich 0,006" (ca. 0,l6 mm) anders, als bei der fundamentalen räumlichen Frequenz. Nach der Veränderung um 0,006"

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- ki _

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(ca. O,l6 nun) ist das Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum in Fig. 10 nicht mehr genau 2:1 und daher heben sich die Effekte der dritten Harmonischen nicht mehr in jedem Leiterstück für sich auf. Trotz dieses Mangels an völliger Auslöschung der dritten Harmonischen ist das mittlere Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum für die in Serien geschalteten Wicklungsabschnitte C und B und entsprechend für die Wxcklungsabschnitte A und D gleich 2 : 1, wie oben angedeutet wurde. Aus diesem Grund wird ei-' ne Vergrößerung in der Ankopplung der dritten Harmonischen aufgrund der Vergrößerung der Breitenverhältnisse von Leiter zu Zwischenraum der Wicklungsabschnit« te C und A durch .eine entgegengesetzte Veränderung der Ankopplung der dritten Harmonischen in den Wicklungsabschnitten B bzw. D annähernd aufgehoben.

Weil für die Breitenverhältnisse von Leiter zu Zwischenraum nicht vier verschiedene Werte gewählt wurden, um die Transformationsverhaltnxsse für alle vier Wicklungen in Fig. 10 einander anzugleichen, haben die Sinus-Wicklungsabschnitte A und C im allgemeinen ein resultierendes Transformationsverhältnis, welches größer ist, als die Transformationsverhältnisse der Kosinus-Wicklungsabschnitte B und D. Weil das Merkmal der Quadratur-Kompensation der vorliegenden Erfindung im allgemeinen gleiche Transformationsverhältnisse erfordert, wird eine weitere Anpassung der Transformationsverhältnisse der Wxcklungsabschnitte aus Fig. 10 erforderlich. Diese Anpassung erreicht man, indem man in Fig. 7 zwischen die Anschlüsse 34 und 30 der Sinus-Wicklung einen konventionellen Widerstand schaltet (nicht' gezeigt), Auf diese Weise wird der Strom in der Sinus-Wicklung

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verglichen mit dem in der Kosinus-Wicklung reduziert, um das größere Transformationsverhältnis der Sinus-Wicklungsabschnitte zu kompensieren. Die Sinus-Wicklung hat ein größeres Transformationsverhältnis, weil die Sinus-Wicklungsabschnitte C und B im Mittel näher an der Referenzwicklung sind, als die Kosinus-Wicklungsabschnitte A und D, wie aus den Fig. 12 und Ik ersichtlich ist. Wird ein Widerstand über einer Wicklung eines Lagenmeßtransformators benutzt, spricht man von "Linien-Balance".

Die vorliegende Erfindung stellt durch Quadratur-Kompensation sicher, daß die Sinus- und Kosinus-Wicklungen möglichst genau um 90 elektrisch gegeneinander phasenverschoben sind. Die vorliegende Erfindung ist auch dadurch gekennzeichnet, daß die 90 Phasenverschiebung durch einen Widerstand über einem oder mehr Wicklungsabschnitten eingestellt werden kann. Beispielsweise reduziert ein zwischen den Anschlüssen und 33 angeschlossener Widerstand die Kopplung des Wicklungsabschnitts A an die Referenzwicklung. Ein Widerstand zwischen den Anschlüssen 32 und 33 verursacht eine Verkürzung des Vektors A (i), was den resultierenden Vektor AD(i) im Uhrzeigersinn zu drehen versucht. Wenn der Winkel zwischen den resultierenden Vektoren AD(i) und BC(i) größer als 90 ist, was mangelnde Quadratur bedeutet, versucht der Widerstand zwischen den Anschlüssen 32 und 33 in Fig.7 den Phasenfehler zu korrigieren. Entsprechend verursacht bei Winkeln" kleiner als 90° ein Widerstand zwischen den Anschlüssen 37 und 36 ein Drehen des Vektors AD(i) gegen den Uhrzeigersinn, was zu einer Korrektur des Quadratur-Fehlers führt.

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Ein Widerstand zwischen den Anschlüssen 30 und oder zwischen den Anschlüssen 33 und 37 in Pig· 7 verkürzt die resultierenden Vektoren AD(i) und BC(i) in Fig. 8, ohne den Winkel zwischen ihnen zu beeinflussen. Ein Widerstand zwischen den Anschlüssen von irgendeinem Wicklungsabschnitt, d.h. zwischen den Anschlüssen 32 und entweder 33 oder 37» oder zwischen den Anschlüssen 35 und entweder 30 oder 34 führt zu einer Veränderung des Winkels zwischen den resultierenden Vektoren. Daher sind Vorrichtungen vorgesehen, um die "Linien-Balance", das ist die relative Ankopplung der Sinus- und Kosinus-Wicklungen, anzupassen. Ebenso sind Vorrichtungen vorgesehen, um die 90 Phasenverschiebung zwisc
nus-Wicklungen einzustellen,

90 Phasenverschiebung zwischen den Sinus- und Kosi-

Die horizontalen Zuführungsleitungen 91ι 92» 93 und 94 in Fig. 11 entsprechen den horizontalen,entsprechend bezifferten Zuführungsleitungen in Fig.10. Es ist erwähnenswert, daß die Sinus-Wicklungszuführungen 91 und 92 übereinanderliegen und elektrisch so verbunden sind, daß sie den Strom in verschiedener Richtung führen und so jede ungewollte Kopplung dieser Zufuhrungsleitungen neutralisieren. Wie in Fig. 11 gezeigt, sind-die Anschlüsse 32' und 36' zusammengeschaltet, und verbinden so die zwei Kosinus-Wicklungsabschnitte, die in Fig. 10 mit A und D bezeichnet sind. In entsprechender Weise sind die Anschlüsse 31' und 35* zusammengeschaltet und verbinden' so die zwei Sinus-Wicklungsabschnitte, die in Fig.10 mit B xmd C bezeichnet sind. Die Anschlüsse in Fig. sind, abgesehen von den Strichen, gleich beziffert wie die entsprechenden Anschlüsse in Fig. 7·

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In Fig. 1-1 sind auch die zur Anpassung verwendeten Widerstände 96 und 97 angedeutet. Der zwischen den Kosinus-Anschlüssen 3²' und 33' geschaltete Widerstand 96 hat den Effekt, daß er den Winkel zwischen der Sinus- und der Kosinus-Wicklung anpaßt, d.h. daß er die 90 Phasenverschiebung einstellt. -Der zwischen den Kosinus-Anschlüssen 33' und 37' geschaltete Widerstand 97 bewirkt die Stromanpassung in der Kosinus-Wicklung bezüglich der Sinus-Wicklung und ist dementsprechend der Widerstand für die "Linien-Balance". Die Widerstände 96 und 97 wurden zwischen die Kosinus-Anschlüsse geschaltet gezeigt, Widerstände können jedoch zwischen alle Anschlüsse in Fig. 11 geschaltet werden, um die relative Kopplung irgendeines Wicklungsabschnitts oder irgendeiner Kombination von Wicklungsabschnitten einzustellen, wie gerade gewünscht wird.

Die im Zusammenhang mit den Fig. 7 bis l4 diskutierte Ausführung hat Wicklungen, von denen jede aus zwei Wicklungsabschnitten besteht. Diese Wicklungsabschnitte sind aus herstellungstechnischen Gründen durch Umdrehen eines Wicklungsabschnitts gegenüber dem anderen konstruiert. Die Beziehung zwischen den gegeneinander umgedrehten Teilen kann jedoch - wenn gewünscht - ohne wirkliche mechanische Drehung bewerkstelligt werden. Die Endleiterteile beipielsweise können durch bekannte fotografische Methoden entlang jeder Randlinie hinzugefügt werden, ohne irgendeine mechanische Drehung der aktiven Leiterteile.

In den Fig. I5 bis 21 wird ein mehrzyklischer Drehtransformator gezeigt. Dieser Transformator weist auch

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das Merkmal der Neutralisation der konstanten Kopplung, das im Zusammenhang mit den Fig. 1 und 7 oben beschrieben wurde, und das Merkmal der Quadratur-Kompensation, das oben im Zusammenhang mit den Fig.k bis 9 beschrieben wurde, auf. Er weist die Merkmale der Aufhebung der Harmonischen und der Anpassung des Transformationsverhältnisses, die oben im Zusammenhang mit den Fig. 10 bis Ik beschrieben wurden, auf.

Das Muster von Fig. 15 zeigt schematisch eine Anordnung von Leitern oder alternativ dazu, ein fotografisches Negativ, um eine Anordnung von Leitern herzustellen. Das Muster von Fig. 15 j speziell^ enthält eine Anordnung A¹ von radialen Leitern AlO bis A8o. Diese Anordnung ist räumlich gegenüber einer zweiten Anordnung B¹ von radialen Leitern BIO bis B80 fixiert. Das Muster von Fig. 15 für drehbare Anordnungen entspricht dem oben beschriebenen Muster von Fig. k für lineare Anordnungen. Der radiale Abstand der Leiter in der Anordnung A¹ ist im wesentlichen identisch' mit dem radialen Abstand der Leiter in der Anordnung B¹. Die Anordnungen A¹ und B¹ werden vorzugsweise vom selben fotografischen Negativ gemacht, damit sie identisch sind. Die Anordnung B^f wird jedoch um l8o plus einem Viertel des Meßzyklusses der Anordnung A· mechanisch gedreht. Der Meßzyklus ist gleich zweimal dem Winkel zwischen zwei nebeneinanderliegenden Leitern. Die Drehung der Anordnung B¹ bezüglich der Anordnung A¹ läßt sich ererkennen, wenn man die Stellung der Leiter AlO bis BIO beträchtet.

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In Fig. 10 ist ein zweites Muster, das mit dem Muster von Fig. I5 identisch ist, dargestellt. Es besteht aus einer Anordnung C von radialen Leitern ClO und C8o und aus einer An'ordnung D¹ von radialen Leitern DlO bis D80. Das Muster von Fig. l6 sollte möglichst eine genaue Kopie des Musters von Fig. 15 sein, beispielsweise unter Verwendung gleicher fotografischer Methoden und Hilfsmittel hergestellt. Es ist zu beachten, daß das Muster von Fig.l6 gegenüber dem Muster von Fig.15 um eine Achse senkrecht zur Zeichenebene um I80 im Raum gedreht ist. Die Anordnung D¹ sollte möglichst eine fotografische Wiedergabe der Anordnung A¹ sein, und ähnlich sollte die Anordnung C möglichst eine fotografische Wiedergabe der Anordnung B¹ sein, so daß der Leiter DlO dem Leiter AlO entspricht und daß der Leiter ClO dem Leiter BIO entspricht.

In Fig. 17 wird dadurch eine zweischichtige Anordnung gebildet, daß das Muster der Fig. l6" über das Muster der Fig. 15 gelegt wird, so daß die Anordnung C kpnzentrisch über der Anordnung A' ist und daß die Anordnung D¹ konzentrisch über der Anordnung B¹ ist. Die Fig. 17 für drehbare Anordnungen entspricht der oben beschriebenen Fig. 6 für lineare Anordnungen. In den Mustern der Fig.: I7 ist der Winkel zwischen den Leitern B¹ und D¹ mit dem Winkel zwischen den Leitern A-¹ und C identisch. Diese Identität entsteht, wenn die Schritte beim Zusammenbau so ausgeführt werden, wie sie im Zusammenhang mit den Fig. I5, l6 und 17 beschrieben wurden.

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In der Fig. l8 sind nur die Leiter mit den Indices 10 aus Fig. 17 schemätisch gezeigt. Der Winkel ^Ma" zwischen den Leitern BIO und DlO ist gleich dem Winkel "a" zwischen den Leitern AlD und ClO. Wenn die Anordnungen D¹ und B¹ umgefaltet werden und konzentrisch mit den Mustern der Anordnungen C und A· gepackt werden, wie es weiter unten im Zusammenhang mit Fig. 20 beschrieben wird, dann taucht eine etwaige Fehlanordnung der Leiter A¹ und D' in Fig. 18 als Winkel "b" auf.

In den Fig. l8, 20 und 21 sind weitere Details des mehrzyklischen, drehbaren Wandlerteils gezeigt. Wie angedeutet, wird das vierschichtige Muster nach Fig. 20 folgendermaßen gebildet: Es werden die Leiter vom Muster der Fig. 17 benutzt, wobei die Anordnungen D¹ und B¹ entlang der Linie 4l unter die Anordnungen C und A¹ gefaltet werden. Außerdem besitzt das Muster von Fig. 20 Endleiterstücke, für die die Endleiterstücke 62, 63, 64 und 65 typisch sind, die nebeneinanderliegende radiale Leitermuster miteinander verbinden und zwar auf eine Weise, die der bei den in Fig. 6 hinzugefügten Endleitern enspricht. Um die vier getrennten Schichten der Wicklungsabschnitte leichter sehen zu können, zeigt die Fig.19 jeden Wicklungsabschnitt getrennt und zwar in der Anordnung C, A¹, B¹ und D¹, in der die Wicklungsabschnitte von oben nach unten aufeinandergestapelt sind. Es ist zu beachten, daß die Reihenfolge C, A¹, B¹ und D¹ bei der drehbaren Anordnung die gleiche ist wie bei der linearen Anordnung, wie es oben im Zusammenhang mit den Fig. 10 und 14 gezeigt und beschrieben wurde. Da die Fig. 19 und 20 schematisch sind,

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sind die verschiedenen isolierenden und haftenden Schichten, welche die Wicklungsabschnitte voneinander trennen, nicht gezeigt. Sie sind aber selbstverständlich in der gleichen Weise vorhanden, wie oben in Verbindung mit Fig. l4 geschildert wurde.

In Fig. 21 wird ein Vektordiagramm gezeigt, welches das Merkmal der Quadratur-Kompensation bei der drehbaren Anordnung von Fig. 20 zeigt. Dies geschieht analog zur Darstellung in Fig. 8, wo das Merkmal der Quadratur-Kompensation für die lineare Anordnung nach Fig. 7 dargestellt ist. Wie in Fig. 21 erläutert wird, stellt der Vektor A¹ D', die resultierende räumliche Lage der Kosinus-Wieklung dar, die von den Kosinus-Wicklungsabschnitten A¹ und D¹ gebildet wird. Dieser resultierende Vektor A¹D' ist nahezu genau 90 gegenüber dem resultierenden Vektor C¹B¹verschoben, der die räumliche Lage der Sinus-Wicklung darstellt, die von den Sinus-Wicklungsabschnitten C und B¹ gebildet wird. Kurz,der Winkel 0 zwischen den Vektoren C und -B¹ ist gleich (l80 - <*·₂ +/9) "⁰^₁ · DaOC₁ =0C₂ = oCist, ist 0 = - 2OC+ β + l80 und 0/2 = - OC + ^6/2 + 90. Wie aus der Fig. 21 entnommen werden kann, ist der Winkel -zwischen den resultierenden Vektoren A¹D' und C¹B¹ ου - /β/2 + 0/2, was sich als genau 90 herausstellt, wenn man den Wert für 0/2 aus dem vorhergehenden Satz einsetzt.

Die Ausführung nach Fig. 20 besitzt auch das Merkmal, die konstante Kopplung zu neutralisieren, Die Sinus-Wicklungsabschnitte C und B¹ sind näm-

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lieh mit dem Verbindungsdraht k7 zusammengeschaltet, so daß ihre Endleiterstücke den Strom in entgegengesetzter Richtung führen. Entsprechend sind die Kosinus-Wicklungsabschnitte A¹ und D^f durch einen Verbindungsdraht k6 so zusammengeschaltet, daß ihre Endleiterstücke den Strom in entgegengesetzter Richtung führen.

Genaugenommen ist eine Vielzahl von Endleiter- ■ stücken (beispielsweise 62 in den Fig. 19 und 20) am Ende jeden Wicklungsabschnittes einem der Zwischenräume benachbart, die zwischen den nebeneinanderliegenden Endleiterstücken (6k, 68) des anderen Wicklungsabschnitts auf derselben Randlinie liegen.

Damit auch bei der drehbaren Anordnung von Fig. die Auslöschung der Harmonischen und die Anpassung des Transformationsverhältnisses erfolgt, wird das Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum auf eine Weise verändert, die der oben beschriebenen analog ist-. Wie in Fig. 20 sind die Leiterstücke und die Zwischenräume zwischen ihnen bei einem idealen Transformator keilförmig. Wegen dieser Gestalt wachsen sowohl die Leiterstücke■als auch die Zwischenräume zwischen ihnen mit zunehmendem Abstand vom Zentrum des Musters in der Breite. Da es konstruktiv einfacher ist, werden die Abstände zwischen den Leiterstücken jedoch rechteckig gemacht, während die Leiterstücke selbst keilförmig bleiben, wie beispielsweise im o.g. US-Patent 2 789 835 gezeigt wird. Die Breite des rechteckigen Zwischenraums wird gleich der mittleren Breite eines keilförmigen Zwischenraums gemacht. Die mittlere Brei-

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te für einen keilförmigen Zwischenraum ist die Breite an dem Punkt, der in der Mitte zwischen dem innersten Punkt und dem äußersten Punkt eines radialen Leiters liegt. Das Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum wird zweckmäßigerweise an der Stelle bestimmt, die mitten zwischen den inneren und äußeren Enden der radialen Leiter ist. Auf diese Weise lassen sich die Breitenverhältnisse von Leiter zu Zwischenraum für jeden Wicklungsabschnitt nach Fig.19 leicht in derselben Weise anpassen, wie es oben in Verbindung mit den Fig. IO bis lk beschrieben wurde.

Der Wandler nach Fig. 20 enthält nur vier Meßzyklen pro Umdrehung. In Wirklichkeit werden jedoch Wandler mit viel mehr aktiven Leitern verwendet, die eine größere Zahl von Zyklen pro Umdrehung, beispielsweise 360 Meßzyklen oder mehr pro Umdrehung ergeben. In Fig. 22 wird die Kopplungsbeziehung einer zweischichtigen Mehrphasenwicklung 15^ mit einer Referenzwicklung 155 schematisch gezeigt. Die wirklichen Abmessungen sind im typischen Falle ähnlich wie die in. Fig. 10. Die Mehrphasenwicklung 154 enthält eine Sinus-Wicklung und eine Kosinus-Wicklung, die aus den Wicklungsabschnitten B und C bzw. aus den Wicklungsabschnitten A und D gebildet werden. Die Wicklungsabschnitte B und C sind auf derselben oberen Schicht und die Wicklungsabschnitte D und A sind auf derselben unteren Schicht. Dabei sind diese beiden Schichten beispielsweise auf gegenüberliegenden Seiten eines Isolators (nicht gezeigt).

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Die Mehrphasenwicklung 154 wird möglichst ebenso hergestellt, wie es im Zusammenhang mit den Fig. 4, 5 und 6 skizziert wurde. Genauer: Rechts in Fig. 22 wird ein Muster hergestellt, das aus der Anordnung C über der Anordnung A besteht, wie jenes in Fig. 6. Dagegen wird das Muster, das aus der Anordnung D über der Anordnung B besteht, wie jenes in Fig. 6, zunächst umgedreht, so daß B über D liegt, und so links in Fig. 22 hergestellt. Beispielsweise kann die Anordnung von Fig. 22 dadurch hergestellt werden, daß das Muster nach Fig. 6 entlang einer imaginären Linie zwischen den Mustern mit C und A und mit D über B durchgeschnitten wird und daß danach die beiden letzten umgedreht werden und so das Muster B über D bilden. Danach werden die Muster C über A und B über D an eine gemeinsame Grundplatte angeklebt (nicht gezeigt) und bilden so eine Schichtung in der B und C eine Schicht über D und A bilden, wie es von der Legende in Fig. 22 angedeutet ist. Eine falsche Ausrichtung des Musters BD auf das Muster CA des Wicklungsabschnitts in Fig. 22 bezüglich der Referenzwicklung erscheint als Winkel (36O - β). Dies ist beispielsweise zwischen den Leiterstücken B5 und Cl gezeigt. In Fig. 21 ist die Verschiebung^, zwischen den Wicklungsabschnitten A und C identisch mit der Verschiebung 0C₀ zwischen den Wicklungsabschnitten B und D und zwar aus den Gründen, die im Zusammenhang mit Fig. 6 diskutiert wurden. Daher ist die Ausführung der Erfindung nach Fig. 6 auch durch Quadratur-Kompensation ausgezeichnet, die oben im Zusammenhang mit Fig. 7 diskutiert wurde.

Zusätzlich zur Quadratur-Kompensation sind die Sinus- und Kosinus-Wicklungen in der Fig. 22 jede ge-

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trennt aus zwei kontinuierlichen Wicklungsabschnitten aufgebaut, die so angeordnet sind, daß sie die konstante Kopplung neutralisieren. Die Sinus-Wicklung besteht beispielsweise aus den WicklungsabschnittenB und C. Dabei sind die Endleiterteile des Sinus-Abschnitts B, für welche die Endleiterstücke 5& und 57 typisch sind, entlang gegenüberliegender Randlinien so angeordnet, daß sie den Strom in der anderen Richtung führen als die Endleiterstükke des Sinus-Abschnitts C. Für diese sind die Endleiterstücke 58 und 59 - auch auf gegenüberliegenden Randlinien - typisch. Wie man aus der Fig. 22 sieht, ist die Kopplung der Referenzwicklung 155 an die Endleiterstücke 56 und 57i beispielsweise, wie diejenige, welche von der Kurve 26 in Fig. 3 dargestellt wird. Entsprechend ist die Kopplung der Referenzwicklung 155 an die Endleiterstücke 58 und 59i beispielsweise, in Fig. 22 wie diejenige, welche von Kurve 27 in Fig. 3 dargestellt wird. Wie bei der Behandlung von Fig. 3 beschrieben wurde, ist die konstante Kopplung von einem Satz von Endleitern (56 und 37} der konstanten Kopplung des anderen Satzes (58 und 59) entgegengesetzt gleich. Die Kosinus-Wicklung in Fig. 22 ist in ähnlicher Weise durch die Neutralisation der konstanten Kopplung gekennzeichnet.

Außer den bisher schon erwähnten Merkmalen weisen die Mehrphasenwicklungen 15^ nach Fig. 22 auch die Neutralisation der konstanten Kopplung und der Harmonisehen auf und die Anpassung der Kopplung (des Transformationsverhältnisses, wie oben beschrieben). Die vierschichtige Ausführung nach den Fig. 7 und 10 erforderte idealerweise für jeden der vier Wicklungsabschnitte ein anderes Breitenverhältnis von Leiter'zu

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Zwischenraum, um die Kopplung (TransformationsVerhältnisse) völlig gleich zu machen. Dies braucht die zweischichtige Anordnung nach Fig. 22 nicht. Die Forderung nach vier verschiedenen Verhältnissen ergab sich bei der vierschichtigen Ausführung deshalb, weil jeder der vier Wicklungsabschnitte um einen anderen Betrag von Referenzwicklung entfernt ist. Bei der zweischichtigen Ausführung von Fig. 22 sind die Wicklungsabschnxtte D und C in einer Schicht und die Wicklungsabschnxtte B und A in einer zweiten Schicht. Deshalb werden im Idealfall nur zwei Breitenverhältnisse von Leiter zu Zwischenraum benötigt, wenn man die Transformationsverhältnisse aller vier Wicklungsabschnxtte völlig gleich machen will, d.h. wenn man die Kopplung für alle vier Wicklungsabschnxtte an die Referenzwicklung gleich machen will.

Eine Anordnung, die mit den Wicklungsabschnitten nach Fig. 10 gebaut wird, benötigt im allgemeinen einen Widerstand an den Sinus-Anschlüssen 30 und 34 in Fig. 7· Die Anordnung nach Fig. 22 jedoch benötigt im Idealfall keinen Widerstand , um die Transformationsverhältnisse der Sinus- und der Kosinus-Wicklungen gleichzumachen. Gemäß, der vorliegenden Erfindung kann jedoch die Kopplung der Sinus- und Kosinus-Wicklungen an die Referenzwicklung gleichgemacht werden, und/oder die Phasenverschiebung zwischen den Sinus- und Kosinus-Wicklungen kann eingestellt werden, indem einer oder mehr Widerstände an die geeigneten Kontakte angebracht werden, wie oben bei der Behandlung der Ausführung nach Fig. 7 beschrieben wurde.

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Die Wicklungsabschnitte A, B, C und D in Fig. 22 haben Anschlüsse, deren Bezifferung mit einem hin-,zugefügten Strich mit der Bezifferung der Anschlüsse in Fig. 7 übereinstimmt. Die Verbindungen über den Anschlüssen in Fig. 22 sind so angeordnet, daß sie alle unerwünschten Felder, die sonst entstehen könnten, neutralisieren. Betrachtet man speziell den Wicklungsabschnitt A, so ist dort die vertikale Zuführungsleitung 172 oberhalb des Anschlusses 32' genau ein ganzzahliges Vielfaches des Meßzyklusses 2P vom vertikalen Leiter 175 oberhalb des Anschlusses 33' entfernt. Eine etwaige Kopplung, die vom Leiter 172 herrührt, wird durch eine entsprechende Kopplung des Leiters 175 in etwa.neutralisiert, da sie den Strom jeweils in entgegengesetzter Richtung führen.

Wenn man den Abstand zwischen den vertikalen Stükken 172 und 175 nicht gleich einem ganzzahligen Vielfachen von 2P machen will, kann die Neutralisation der Ankopplung von Leiter I72 und 175 durch die Kopplung der Leiter I73 und 174 im Wicklungsabschnitt D erreicht werden.

Außer den vertikalen Leitern 172 bis 175 sind auch die horizontalen Anschlußzuleitungen auf ähnliche Weise angeordnet, um die Neutralisation unerwünschter Kopplung zu bewirken. Beispielsweise ist der Leiter 167, der die vertikale Anschlußzuleitung 173 mit dem Anschluß 165 verbindet, symmetrisch um eine imaginäre Mittellinie gelegt, welche zwischen den Abschnitten BD und AC relativ zur horizontalen Leitung I68 verläuft. Diese verbindet den vertikalen Leiter 175 mit dem An-

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schluß l6k der Kosinus-Wicklung. In ähnlicher Weise sind auch die horizontalen Leitungen I69 und 170, die zu den verbundenen Anschlüssen 166 und zu den Sinus-Anschlüssen 163 führen, symmetrisch auf beiden Seiten dieser Zentrallinie angeordnet.

In Fig. 23 stellt die Kurve 162 den Lagefehler PE eines Lagenmeßtransformators dar, der entsprechend der Ausführung nach Fig. 7 angefertigt ist. Zum Vergleich dazu ist die Kurve 161 repräsentativ für den Lagefehler PE eines typischen bekannten Trafos. Die Kurven l62 und 16I wurden dadurch erhalten, daß Lagemessungen mit einem Schieber (durch Schieber 72 dargestellt) über dieselbe Anomalie hinweg vorgenommen wurden. Diese wird von der Verbindung "Jk zwischen den zwei Referenzwicklungsteilen 76 und 77 gebildet, wenn der Schieber 72 sich von links nach rechts über die Verbindung 7 k entlang der Achse P bewegt. Zu Testzwekken hat eines der Teile 76 und 77 einen größeren Luftspalt zum Schieber 72. Dadurch wurde die Anomalie an der Verbindung ~?h betont. Die Anwesenheit der Anomalie bei dem bekannten Trafo spiegelt sich in zwei Spitzen der Kurve 16I. Die Fehlerkurve l62 für die vorliegende Erfindung ist über alle Gebiete hinweg vergleichsweise glatt.

Die Fig. 2k bis 29 zeigen die schematische Darstellung der Herstellungsschritte, die bei der Herstellung eines Drehtrafos mit einem einzigen Zyklus Anwendung finden. Auch dieser zeigt alle Merkmale der vorliegenden Erfindung.

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ORIGINAL INSPECTED

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In Fig. 2k wird schematisch ein doppeltes Spiralmuster 176 gezeigt. Das Muster in Fig. 2k zeigt einen von vier Wicklungsabschnitten. Diese vier Wicklungsabschnitte entsprechen den vier mit den Buchstaben A",. B, C und D bezeichneten Wicklungsabschnitten in den Beschreibungen der vorhergehenden Ausführungen, von denen aber nicht bei allen die zweipolige, drehbare Ausführung mit einem Zyklus explizit gezeigt wurde. Das Muster in Fig. 2k ist in einer Drehstellung angeordnet, die willkürlich als die Null-Grad-Stellung definiert wird, und die durch die Richtung des Pfeils 179 verkörpert wird.

In Fig. 25 ist ein Muster I80 dargestellt, das identisch mit dem der Fig. 2k ist, dagegen aber im. Uhrzeigersinn um 90 verdreht wurde. Dies wird durch den Pfeil 181 angedeutet. Die Muster nach den Fig. 2k und 25 sind repräsentativ für das Muster auf dem Einphasenteil. Das Zweiphasenteil enthält vier solche Muster, die übereinandergelegt und miteinander verbunden die Sinus- und Kosinus-Wicklungen auf dieselbe Weise bilden, wie es bei der Behandlung der Fig. bis 29 skizziert wurde.

In Fig. 26 wird eine Belichtungsvorrichtung zur fotografischen Herstellung gezeigt. Die Belichtungsvorrichtung besteht aus einer Negativplatte 183 oben und einer Negativplatte l84 unten mit den beiden zweiseitigen Schichtungen Ll und L2. Jede Schichtung enthält beispielsweise eine erste und eine zweite Kupferschicht, jeweils auf verschiedenen Seiten einer Isolationsschicht (nicht gezeigt). Jede Kupferschicht

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ist mit einer fotografischen Abdeckung überzogen, die zur Belichtung mit den Negativen auf den Platten 183 und 184 geeignet ist. Die Platten I83 und l84 tragen jeweils ein Spiralmuster wie das in Fig.2k dargestellte, zur Belichtung jeweils in derselben Richtung ausgerichtet, wie durch den Pfeil 192 angedeutet wird. Im einzelnen wirft die Platte l83i wenn sie geeignet belichtet wird, ein Spiralmuster auf die obere Oberfläche I86 der Schichtung Ll. Die Platte l84 wirft ein Spiralmuster auf die untere Oberfläche 190 der Schichtung L2. Während des in Fig. 26 dargestellten Belichtungsprozesses stehen sich die obere Oberfläche I89 der Schichtung L2 und die untere Oberfläche 187 der Schichtung Ll einander gegenüber und werden nicht belichtet. Danach werden die Schichtungen Ll und L2 miteinander vertauscht, so daß die Schichtung L2 oben und die Schichtung Ll unten angebracht wird. Gleichzeitig werden beide Schichtungen um 90° bezüglich der fotografischen Platten I83 und 184 gedreht. Außerdem werden Vorrichtungen (nicht gezeigt) verwendet,.die sicherstellen, daß die Schichtungen Ll und L2 dieselbe Ausrichtung haben, wie in Fig. 26 gezeigt. Beispielsweise lassen sich zwei oder mehr zurückziehbare Stifte (nicht gezeigt) durch die Schichtungen und die Negativplatten verwenden.·

In Fig. 27 sind die Spiralmuster nach Fig. 2k auf beiden Platten 183 und 184 in derselben Richtung ausgerichtet, wie durch den Pfeil I93 angedeutet wird. Bei der Belichtung wird ein Spiralmuster auf die obere Oberfläche 189 der Schichtung L2 von der Platte übertragen. Ebenso wird auf die untere Oberfläche

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der Schichtung Ll von der Platte 184 ein Spiralmuster übertragen. Während der in Fig. 27 dargestellten Belichtung werden die zuvor belichteten Spiralen auf den inneren Oberflächen 186 und 19O nicht gestört.

In Fig. 28 sind die Schichtungen Ll und L2 mit den Bildern gezeigt, wie sie sich nach den Herstellungsschritten, die in Fig. 27 beschrieben wurden, ergeben. Die Schichtung L2 enthält auf ihrer oberen Oberfläche 189 ein Spiralmuster in der Richtung, die durch den Pfeil 194 angedeutet ist, und eine Spirale auf ihrer unteren-Oberfläche 19O, die durch die Richtung des Pfeils 195 angedeutet ist, 90 gegenüber Pfeil 194 verdreht. In ähnlicher Weise enthält die Schichtung Ll auf ihrer oberen Oberfläche 186 ein Muster, das die vom* Pfeil 197 angedeutete Richtung hat, und auf ihrer unteren Oberfläche ein Muster, das die vom Pfeil 196 angedeutete Richtung hat.

In Fig. 29 sind die Schichtungen L2 und Ll der Fig. 28 um weitere 90 verdreht, wie durch die Drehung der Schichtung Ll in Fig. 29 im Uhrzeigersinn vor Zusammenbau der Schichtungen gezeigt ist. In Fig. 29 wird gezeigt, daß die Spirale, die durch den Pfeil 194 repräsentiert wird, um 18O außer Phase mit der Spirale ist, die durch den Pfeil 197 dargestellt wird. Dagegen sind die Spiralen, die durch die Pfeile 195 und I96 angedeutet sind, in Phase. Die Pfeile 194, 195, 196 und 197 repräsentieren die Wicklungsabschnitte, die oben bei den früheren Beschreibungen mit den. Buchstaben C, A, D, B bezeich-

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net wurden. Die elektrische Umkehr des Wicklungsabschnittes 197 und die Verbindung mit dem Wicklungsabschnitt 19^ ergibt eine Sinus-Wicklung wie die, welche bei der Behandlung des Vektordiagramms in Fig. 21 beschrieben wurde. Auf ähnliche Weise ergibt die Verbindung der Wicklungsabschnitte, die von den Pfeilen 185 und 186 repräsentiert werden, eine Kosinus-Wicklung, wobei diese Sinus- und Kosinus-Wicklungsabschnitte nahezu 90 phasenverschoben sind.

Der Trafo nach den Fig. 2k bis 29 ist nicht nur durch Quadratur-Kompensation gekennzeichnet, sondern auch dadurch, daß die konstante Kopplung neutralisiert wird und zwar auf ähnliche Weise, wie oben in Verbindung mit den anderen Ausführungen der vorliegenden Erfindung erklärt wurde. Im einzelnen besteht die Wicklung 180 in Fig. 25 aus einem ersten Wicklungsabschnitt in Form einer Spirale von Anschluß IA5 zum Verbindungspunkt 146. Der zweite Wicklungsabschnitt läuft vom Anschluß 1^7 zum Verbindungspunkt 1^8. Der Strom in der Spirale 1^5 -l46 fließt im allgemeinen im Uhrzeigersinn, während der Strom in der Spirale 147-1A8 gegen den Uhrzeigersinn fließt. Wenn das Referenzmuster des Wandlers mit dem der Fig. 25 identisch ist, erzeugt das Muster nach Fig. 25 für jeden Wicklungsabschnitt eine konstante Vorspannung, die einander entgegengesetzt gleich sind. Aus denselben Gründen, die bei der Behandlung von Fig. 3 diskutiert wurden, repräsentieren die Kurven konstanter Kopplung 26 und 27 in Fig. 3 die Ankopplung der Wicklungsabschnitte in Fig. 25·

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Der Trafo nach Fig» 24 trägt nicht nur die Kennzeichen, die konstante Kopplung zu neutralisieren
und die Quadratur zu kompensieren, sondern kann auch die Harmonischen neutralisieren und die Transformationsverhältnisse anpassen, wie es bei den anderen
Ausführungen der vorliegenden Erfindung beschrieben wurde. Im einzelnen wird das Breitenverhältnis von
Leiter zu Zwischenraum 2 : 1 gemacht, um so die Aufhebung der dritten Harmonischen zu bewerkstelligen.
Weil die Spiralen, wie diejenigen der Fig. 25, in
vier verschiedenen Schichten angeordnet sind (s.Fig. 29), läßt man das Breitenverhältnis von Leiter zu
Zwischenraum vom nominellen Wert 2 : 1 abweichen, um die Kopplung gleichzumachen.

Die vorliegende Erfindung wurde bisher im Hinblick auf die räumliche Phasenkompensation (Quadratur) in einem zweiphasigen System beschrieben. Die Erfindung läßt sich jedoch gleichermaßen auf Dreiphasensysteme oder Systeme höherer Ordnung anwenden. Beispielsweise enthält ein Dreiphasensystem drei Wicklungen, die um das .elektrische Äquivalent von 120 räumlich gegeneinander versetzt sind. Bei einem N-phasigen System besteht der Wandler aus N-Wicklungen, von denen jede eine räumliche Phase hat. Diese Phase ist jeweils gleich einem anderen ganzzahligen Vielfachen von 360/N Grad. Jede der N Wicklungen wird aus N Wicklungsabschnitten ge-

bildet, also aus einer Gesamtzahl von N -Wicklungsabschnitten gewählt. Jeder Wicklungsabschnitt WS (i,j) wird "dabei durch verschiedene Werte von "i" und "j" gekennzeichnet, wobei "i" und "j" von 1 bis N laufen. Die Wicklungsabschnitte WS (i,j) sind in N Mustern angeord-

um
net, die relativ zueinander ungef ähi-vjöO/N Grad ver-

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schoben sind. Dabei ist jedes Muster durch einen anderen Wert von "i" zwischen 1 und N gekennzeichnet und jedes Muster enthält N im wesentlichen identisch angeordnete Wicklungsabschnitte, die jeweils mit einem anderen Wert von "j" zwischen 1 und N bezeichnet werden. Die Wicklungsabschnitte WS (i,j) sind in der folgenden Weise verbunden, so daß sie die N Wicklungen W (l) ..., W (N) bilden, wobei die räumlichen Phasen nahezu exakt um 36O/N Grad auseinander liegen:

W(I) = WS (1,1), WS (2,2), ...,WS (N,N)

W(2) = WS (1,2), WS (2,3), WS (3,4) ... WS (N-I,N), WS (N,1)

W(N) = WS (1,N), WS (2,1), WS (3,2), ..., WS (N,N-l)

Bei einem Dreiphasen-System ist der Wert von N gleich 3 und die Wicklungen, die gebildet werden, sind W(l), W(2) und W(3)· Diese Wicklungen sind nahezu genau 120 auseinander.

Die Neutralisation der Harmonischen wurde so erklärt, daß das Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum verändert wurde. Alle Ausführungen der vorliegenden Erfindung können jedoch auch andere Methoden zur .Aufhebung der Harmonischen verwenden. Insbesondere die Methode, daß die aktiven Leiterstücke bezüglich der Bewegungsrichtung nicht im Winkel von 90° geneigt sind, kann angewandt werden.

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Außer den im Zusammenhang mit Fig. 22 beschriebenen Methoden, die unerwünschte Kopplung der vertikalen Anschlußleitungen aufzuheben, gibt es auch die Technik, die Zuleitungen ungefähr einen Zyklus breit zu machen. Wenn ein Leiter ein Zyklus breit
ist, führt das dazu, daß die Kopplung der Hälfte
von diesem Leiter die Kopplung der anderen Hälfte
dieses Leiters neutralisiert und so die unerwünschte Kopplung vermeidet.

Bei allen Ausführungen der Erfindung, insbesondere bei den Unterlagen 129 und 136 in den Fig. 13 und lk. sind die Unterlagen, auf welche die Wicklungsabschnitte isoliert montiert sind, typischerweise
aus Kunststoff, Glas oder Metall.

Bei den Ausführungen der vorliegenden Erfindung kann die Kopplung zwischen einem der Wicklungsabschnitte und jeder anderen Wicklung dadurch verändert werden, daß sein Breitenverhaltnis von Leiter zu Zwischenraum verändert wird. Die Kopplungsveränderung durch Serien- oder Parallelwiderstände oder durch die Breitenverhältnisse von Leiter zu Zwischenraum kann bei der vorliegenden Erfindung erstens dazu verwendet werden, die erwünschte 90 Phasenverschiebung oder eine andere Phasenbeziehung zwischen den Wicklungen einzustellen, und/oder zweitens dazu, die Ankopplung einer Wicklung relativ zur anderen Wicklung gleichzumachen oder sonst anzupassen. Die Breiten der aktiven Leiterstücke wurden allgemein
diskutiert. Es können aber auch die Breiten der Zuleitungen, beispielsweise die senkrecht zur Richtung

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der relativen Bewegung, so gewählt werden, daß die Kopplung einer Leitung an die einer anderen Leitung angepaßt wird. Beispielsweise werden solche übereinanderliegende Endleitungen, wie die Leiter 8l und 82 oder 83 oder 84 in Pig. 10, so verbunden, daß sie in einer Mehrschichtstruktur den Strom in entgegengesetzter Richtung führen und sie werden verschieden breit gemacht, um ihre Kopplung gleich zu machen und dabei die Effekte ihrer Kopplung zu neutralisieren.

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Claims (1)

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   ANSPRUCHE

   1 .]Lagenmeßtransformator mit einem ersten und

   \ / einem relativ dazu beweglichen zweiten Teil,

   wobei das erste Teil aus einer ersten kontinuierlichen Wicklung besteht, deren Leiter so angeordnet sind, daß sie einen periodischen Meßzyklus definieren, wobei das zweite Teil aus einer zweiten Wicklung besteht, die an die erste Wicklung induktiv ankoppelt Und zwar mit einer Koppelwelle, die eine Funktion des genannten Meßzyklusses und der relativen Lage des genannten Teils ist, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Wicklung aus einem ersten Wicklungsabschnitt aus einem ersten kontinuierlichen mäanderförmigen Leiter und einem zweiten Wicklungsabschnitt aus einem zweiten kontinuierlichen mäanderförmigen Leiter besteht, der elektrisch in Serie mit dem ersten Wicklungsabschnitt geschaltet ist, wobei in den randseitigen Verbindungsleitern zwischen den aktiven Leiterabschnitten bei einer in der zweiten Wicklung induzierten Spannung ein Strom fließt, der in benachbarten Randleitern entgegengesetzt zueinander verläuft und die Summenspannung der in den Verbindungsleitern induzierten Teilspannungen mindestens näherungsweise gleich Null ist.

   2. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Wicklungsabschnitt aus jeweils im wesent-

   - G₅ -

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   lichen gleichzahligen aktiven Leiterstücken besteht, die senkrecht zur Richtung der Relativbewegung der genannten Teile angeordnet und abwechselnd durch Verbindungsleiter verbunden sind, wobei die Anzahl der Verbindungsleiter in beiden Wicklungsabschnitten gleich ist.

   Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom in benachbarten aktiven Leitern-_s jedes Wicklungsabschnitts in entgegengesetzter Richtung und der Strom in nebeneinanderliegenden aktiven Leitern der Wicklungsabschnitte in gleicher Richtung fließt.

   Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Wicklungsabschnitt und der zweite Wicklungsabschnitt auf entgegengesetzten Seiten einer Isolierschicht übereinander angeordnet sind, wobei die Verbindungsleiter eines Wicklungsabschnitts um einen halben Meßzyklus gegenüber den Verbindungsleitern des anderen Wicklungsabschnitts versetzt sind.

   5· Transformator nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Teil eine zur zweiten Wicklung identische weitere phasenversetzte Wicklung trägt.

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   Transformator nach Anspruch 5» dadurch g e kennz eichnet, daß der erste Wicklung-s ab schnitt der zweiten Wicklung relativ zu den Wicklungsabschnitten der weiteren Wicklung mit einer Verschiebung ot angeordnet ist, und der zweite Wicklungsabschnitt der zweiten Wicklung relativ zum zweiten Wicklungsabschnitt der weiteren Wicklung ebenfalls mit einer Verschiebung QC angeordnet ist und bei der die resultierende Verschiebung der zweiten Wicklung gegenüber der weiteren Wicklung nahezu genau 90 beträgt.

   7· Transformator nach Anspruch 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Wicklungsabschnitte in verschiedenen Schichten angeordnet sind.

   8. Ein Transformator nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Wicklungsabschnitte der zweiten und weiteren Wicklung am nächsten zu der ersten Wicklung angeordnet sind, und daß das Breitenverhältnis von Leiter zu Zwischenraum de,r ersten Wicklungsabschnitte größer ist, als das Breitenverhältnis der aktiven Leiter zum Zwischenraum der zweiten Wicklungsäbschnitte .

   9· Ein Transformator nach Anspruch 8, dadurch g e kennz e ichne t, daß der Mittelwert der Breitenverhältnisse von Leiter zu Zwischenraum

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   in den genannten ersten und zweiten Wicklungsabschnitten für jede zweite und weitere Wicklung ungefähr 2 : 1 ist.

   10. Transformator nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 9» dadurch gekennzeichnet, daß auf dem zweiten Teil N Wicklungen mit jeweils N Wicklungsabschnitten angeordnet sind, die also einer Gesamt-

   2
   zahl von N Wicklungsabschnitten entsprechen, wobei jeder Wicklungsabschnitt WS(i,j) durch verschiedene Werte von "i" und "j" zwischen 1 und N gekennzeichnet ist, und wobei die Wicklungsabsshnitte WS(i,j) in N Mustern angeordnet sind, die relativ zueinander um ungefähr 36O/N Grad verschoben sind, wobei jedes Muster durch einen anderen Wert von i zwischen 1 und N gekennzeichnet ist und wobei jedes Muster aus N im wesentlichen identisch angeordneten Wicklungsabschnitten besteht, die jeweils"mit einem anderen Wert von j zwischen 1 und N bezeichnet sind, daß die genannten Wicklungsabschnitte WS(i,j) verbunden werden und mit den genannten Wicklungen W(l), ... W(N) Meßphasen gebildet werden, die jeweils ziemlich genau 360/N Grad auseinanderliegen entsprechend den folgenden Gleichungen:

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   W₁ = WS (1,1), WS (2,2), ..., WS (N,N)

   W₂ = WS (1,2), WS (2,3), WS (3,^), .·., WS (N-I,N), WS (N,1)

   W_M = WS (1,N), WS (2,1), WS (3,2), ..., WS (N,N-l).

   11. Transformator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß N = 3 gewählt ist, hierdurch ein dreiphasiges System gebildet wird, bei dem die Wicklungen W (l), W (2) und W (3) nahezu genau 120 phasenverschoben sind, und bei dem die drei im wesentlichen identischen Wicklungsabschnittsmuster WS ( 1, 1 ), WS(I,2), WS(I,3)i WS(2,1), WS(2,2), WS(2,3); und WS(3,l), WS(3,2), WS(3,3) auf die folgende Weise miteinander verbunden sind:

   W(I) = WS(I₁I), WS(2,2), WS(3,3) W(2) = WS(1,2), WS(2,3), WS(3,1) W(S) = WS(I,3), WS(2,1), WS(3,2)

   12. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden mäanderförmigen Leiter der beiden Wicklungsabschnitte um eine Teilung versetzt zueinander angeordnet sind.

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   13. Transformator nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennz e ichnet, daß bei den in zwei Schichten angeordneten Wicklungsabschnitten die Verbindungsleiter des einen Abschnitts auf einer Randlinie und die Verbindungsleiter des anderen Abschnitts auf der entgegengesetzten Randlinie liegen.

   lk. Transformator nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 13i dadurch gekennzeic hn e t, daß das zweite Teil Wicklungen in vier Schichten hat, die ein erstes Paar von Wicklungsabschnitten in räumlicher 90 Phasenverschiebung zueinander angeordnet enthalten und ein zweites Paar von Wicklungsabschnitten, die ebenfalls in räumlicher 90 Phasenverschiebung zueinander angeordnet sind, wobei einer der Wicklungsabschnitte des genannten ersten Paars eine räumliche Position in Phase mit der räumlichen Position von einem der Wicklungsabschnitte des genannten zweiten Paars hat und elektrisch in gleichem Sinne angeschlossen ist, wobei der andere Wicklungsabschnitt des genannten ersten Paars eine räumliche Lage besitzt, die um l80° in der Phase bezüglich der räumlichen Lage des anderen Wicklungsabschnitts des genannten zweiten Paares besitzt und elektrisch in entgegengesetzter Richtung angeschlossen ist, wodurch die Quadraturfehler des ersten und des zweiten Wicklungspaars gegenseitig innerhalb von jedem Raumzyklus voneinander subtrahiert werden.

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   15· Transformator nach Anspruch 5» dadurch g e kennz eichne t, daß der erste Wicklungsabschnitt einer ersten Wxcklung relativ zu den Wicklungsabschnxtten einer weiteren · Wicklung mit einem unerwünschten räumlichen Phasenfehler angeordnet ist, der zweite Wicklungsabschnitt der ersten Wicklung relativ zum anderen Wicklungsabschnitt der anderen Wicklung ebenfalls mit dem gleichen unerwünschten räumlichen Fehler aber in der entgegengesetzten Richtung angeordnet ist.

   l6. Transformator nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß die Wicklungsabschnitte in Form einer Spirale angeordnet sind.

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