DE2324600A1

DE2324600A1 - Drehzahlregelung fuer motoren

Info

Publication number: DE2324600A1
Application number: DE2324600A
Authority: DE
Inventors: Lee J Milligan
Original assignee: PERIPHERAL EQUIPMENT CORP
Current assignee: PERIPHERAL EQUIPMENT CORP
Priority date: 1972-05-17
Filing date: 1973-05-16
Publication date: 1973-12-06
Also published as: US3753067A

Description

"Drehzahlregelung ffar iiotoren"

x)ie .Erfindung bezieht sich auf die Drehzahlregelunp; von Elektromotoren, insbesondere auf die wirtschaftliche und kompakt gebaute Serelunr: von unter wechselnder Belastung laufenden Elektromotoren.

Eine genaue Drehzahlrenelung von Elektromotoren ist in zahlreichen gewerblichen und nicht gewerblichen Anwendungsfällen erforderlich, wobei vielfach uch eine möglichst gedrängte und mit möglichst hohen Wirkungsgrad arbeitende Einrichtung benötigt, wird. Beispielsweise für Filmkameras wird eine Drehzahlregelung von über fünf zu Λο' als Voraussetzung für angemessene Qualität der hergestellten Filme verlangt. Weiterhin ist die leichte Transportxerbarkeit von Bedeutung, um der Kamera die erwünschte Handlichkeit im Gebrauch zu verleihen. Es leuchtet ein, daß die aus der Verwendung schwerer oder nach nur kurzzeitiger Leistungsbeanspruchung erschöpfter Batterien gewonnene Transportfähigkeit von zweifelhaftem Wert ist.

Selbst in den Fällen, in denen gedrängte Bauweise nur zweitrangige Hedeutung hat, ist doch die Frage einer genauen Drehzahlregelung mit hohem V/irkungsgrad stets vorherrschend, wie es beispielsweise für die Regelung größerer Elektromotoren zutrifft.

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Die gleichen Bedingungen liegen auch bei Antrieben anderer Art vor, z. B. bei der Steuerung von Werkzeugmaschinen, dem Betrieb von Lüftern mit konstanter Durchflußleistung, von Pumpeinrichtungen zum Fördern von Flüssigkeiten, von Handantrieben für Datenverarbeitungsmaschinen u. dgl. .

Kan hat schon versucht, durch die Verwendung von Wechselstrom-Synchronmotoren eine angemessene Drehzahlregelung su erhalten. Ein Lachteil dieser Hotoren ist aber ihre Abhängigkeit vondsr Ketzfrequenz. Sie sind außerdem groß, in der Anschaffung teuer, und sie haben einen schlechten Wirkungsgrad. Wenn sie durch Überlastung einmal aus dem Tritt gefallen sind, kommen sie von selbst nicht wieder in den Synchronismus.

Ein anderer Vorschlag für die Motorregelung nacht sich den Unterschied zwischen einem. Vergleichssignal (Bezugsgröße für die erwünschte Arbeitsweise des Kotors) und einem Ausgangssignal (Bezugsgröße für die tatsächliche Arbeitsweise des Kotors) zur Erzeugung eines Steuersignals zunutze. Das letztere ist eine charakteristische Analog- oder Digitalrechengröße zurr. Steuern der Kotorregelung über den ganzen Amplitudenbereich. Das Analogsignal hat dabei den Nachteil, daß es aufgrund kleinerer Amplitudenfehler zu unproportionierten Fehlsteuerungen führen kann. Ajialog-Steuersignale neigen deswegen zu Übersteuerungen, die wiederum unerwünschtes Pendeln tun einen Sollwert mit beträchtlichem Leistungsverbrauch zur Folge haben. Digital-Steuersignale lösen Schaltfunktionen für die hotorerregung aus, die mit dem

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wiederholten Wechsel der Steuerimpulse zwischen "ein" und "aus" von störenden und lästigen Geräuschen begleitet sind. Die Sehaltvorgänge rufen außerdem unerwünschte Stromstöße in den' 1 otorwicklungen mit nachteiligen Einflüssen auf den liegelstromlireis hervor-

Eine Aufgabe der Erfindung besteht demgegenüber in einer genauen Drehzahlregelung für Elektromotoren, insbesondere für solche Fälle, in denen gedrängte Bauweise und verzögerter Leistungsabfall verlangt werden. Im Zusammenhang damit steht das Bestreben, die Notwendigkeit starker Energiequellen zu beschränken und dadurch ein erwünschtes Regelungsverhältnis der Motordrehzahl zu erhalten.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung liegt in der Gewährleistung einer iait hohem Wirkungsgrad arbeitenden zuverlässigen Drehzahlregelung für Elektromotoren, wozu die Erzeugung eines unter allen Umständen funktionsfähigen Motor-Vergleiohssignals mit weitgehend unterdrückten Schaltgeräuschen tritt. Eine damit zusammenhängende weitere Aufgabe ist in der Erzeugung eines für die Regelung von Elektromotoren unabhängig von der gewünschten Betriebsdrehzahl geeigneten stabilen und sehr genauenVergleichssignals zu sehen.

Weitere Aufgaben derErfindung sind außerdem darauf gerichtet, in einem zum Erzeugen eines Steuersignals für die Feinregelung

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von Elektromotoren dienenden Ausgangs- und Vergleichssighal-Kontparator Instabilität und disharmonische Funktion zu verhindern.

Zur Lösung der vorstehenden Aufgaben ist gemäß der Erfindung vorgesehen, den Betriebszustand eines,Elektromotors festzustellen und entweder ein direktes Motorantiebssignal oder einen pulsierenden Zusatzwert auf ein Motorvorsignal aufzugeben je nachdem, ob der Motor unter oder mit der gewünschten " Last drehzahl umläuft".

Durch Auslösen eines direkten Antriebssignals bei niedrigerer Drehzahl wird das höchstmögliche Drehmoment erzeugt und der Motor in kürzester Zeit wieder auf seine vorgesehene Drehzahl gebracht. Wenn der Motor mit der vorgesehenen Drehzahl aber unter zunehmender Belastung umläuft, wird mit dem Aufgeben eines pulsierenden Zusatzsignals auf das Motorvorsignal zum Einhalten der Drehzahl nur ein kleiner Teilwert der Leistung geschaltet, so daß die Leistungsanforderungen an den Schalter entsprechend herabgesetzt sind. Das Vorsignal wird ständig auf einem dicht unter der Gegen-EMK des Motors liegenden Niveau aufgegeben. Es gestattet nicht nur das abgestufte Schalten des Kotorantriebssignales, sondern es verhindert auch unerwünschte Stromstöße, die sonst als Folge der Schaltvorgänge in den Motorwicklungen hervorgerufen würden. Es ermöglicht darüber hinaus erfindungsgemäß auch die universelle Anwendung des abgestuften Schaltens auf alle Motorbauarten

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einschließlich Gleichstrommotoren mit Permanentmagneten, die durch Schalten unter voller Spannung entmagnetisiert wurden.

Gemäß einem Teilmerkmal der Erfindung wird die genaue Anzeige der tatsächlichen Motordrehzahl und die Feststellung seines Betriebszustandes unter Verwendung eines am Kotor angebrachten Drehzahlmessers gewährleistet, zu welchem Zweck die Frequenz des Ueßsignals abscihtlich v/eit über die gewünschte f-iotordrehzahl hinausgehend eingestellt und auf den gewünschten Frequenzwert zerlegt wird, um Schwingungseinflüsse vom Motor und vom Drehzahlmesser auszuschalten.

Gemäß einem weiteren Teilmerkmal der Erfindung wird ein genaues Vergleichssignal durch einen stabilen, mit einer einem Hehrfachen der gewünschten Motordrehzahl entsprechenden Frequenz betriebenen kristallgesteuerten Oszillator erzeugt. Auch der von dem Oszillator gelieferte Meßwert v/ird durch einen Teiler auf einen zweckmäßigen Frequenzwert zerlegt.

Gemäß einem weiteren Teilmerkmal der Erfindung wird die Genauigkeit der Vergleichs- und der Ausgangssignale durch die wahlweise Verv/endung von geräuscharmen komplementär-symmetrischen Ketalloxid-Halbleiterelementen verbessert, wobei sich durch die Wahl von Transistor-Logikelementen die Miniaturisierung mit wenig Kosten vereinfacht durchführen läßt.

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Gemäß einem weiteren Teilinerkraal der Erfindung wird der Vergleichs-Oszillator unter Verwendung eines stabilen Hochfrequenzkristalles, gegebenenfalls mit einer veränderlichen Kapazität zum beliebigen Ändern der Vergleichsfrequenz gebildet.

Gemäß weiteren Teilmerkraalen der Erfindung wird, die Arbeitsperiode des Motor-Ausgangssignales auf weniger als ^o % reduziert, um Instabilität in dem für die Vergleichs- und Ausgangssignale verwendeten Komparator zu vermeiden, wenn es aufgrund der Kotorbelastung zu einer Phasenverschiebung zwischen den Signalen von nahezu i8o kommt.

Die Erfindung ist anhand der schematischen Darstellung verschiedener Ausführungsformen in der Zeichnung erläutert. In der Zeichnung sind:

Fig. 1 ein Anordnungsschema einer erfindungsgemäßen

Drehzahlregelungseinrichtung; , Fig. 2 A und 2 B Schaltpläne zur Verdeutlichung der in dem

Anordnungsschema in Fig. 1 verwendeten Einzelteile; Fig. 3 eine Zusammenstellung von Diagrammen zur Verdeutlichung

der Wirkungsweise der Regelungseinrichtung gem. Fig

und

Fig. h- A und k B Schaltpläne von Drehzahl-Begelungseinrichtungen in anderen Ausführungsformeη der Erfindung.

Die in Fig. 1 gezeichnete Regelungseinrichtung 1o für einen Motor enthält eine Motor-Antriebseinheit 3^Q zum Einleiten eines direkten Antriebssignals D-1 in den Motor bis zum Erreichen der vorgesehenen Drehzahl und anschließenden Einleiten eines durch Überlagern einer

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pulsierenden Spannungsreihe T-1 über eine Kotorvorspannung B gebildeten pulsierenden Antriebssignales D-2. Der Motor 2o kann von beliebiger Bauart unter einer Vielzahl von Möglichkeiten und beispielsweise ein Gleichstrommotor mit oder ohne Kollektorbürsten sein.

Das direkte Antriebssignal D-1 wird in seinem Wert durch eine Stromquelle y\ innerhalb der Antriebseinheit 3o bestimmt und ergibt sich nach Schließen eines Motorschalters 32 unter dem Einfluß eines Frequenz- und Phasenkomparator 4o. Solange auf der Eingangsseite des Komparators ^fo eine unter der gewünschten Betriebsdrehzahl liegende Drehzahl des Motors 2o signalisiert v.'ird, bleibt der Schalter 32 geschlossen und damit der Höchstwert des Antriebssignales angelegt.

Mit Erreichen der vorgesehenen Motordrehzahl gibt der Komparator fortlaufend Impulse T-2 ab, wobei die Dauer der Impulse von dem Haß der Phasenverschiebung eines von einem Generator 5° erzeugten Motorsignales gegenüber einem von einem Generator 6o erzeugten vorlaufenden Vergleichssignal abhängt. Die Phasenverschiebung wiederum ist von der Belastung des Motors 2o abhängig. Je höher die Belastung, umso langer fällt die Impulsdauer aus.

Die pulsierenden Signale T-2 auf der Ausgangsseite des Komparators lassen über den Schalter 32 ihrerseits die die Vorspannung B

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überlagernden Impulse T-1 durchtreten. Je langer die Impulsdauer, umso größer ist die dem Motor zugeführte entsprechende zusätzliche Impulsleistung. Selbst im Leerlauf erhält der Motor 2o eine fortlaufende Folge kurzer Impulse, unter deren Einfluß er seine vorgesehene Drehzahl gegen kleinere Verluste durchfieibung, Ventilation u. dgl. aufrechterhält. Die Vorspannung B ist dabei in ihrer Größenbemessung dicht unter der Gegen-EhK des Motors 2o und wird einer Stromquelle 33 entnommen. Die Einstellung der Stromquelle 33 hängt von der gewünschten Motordrehzahl ab, da von dieser auch wieder die Gegen-EMK abhängig ist.

Aufgrund der erfindungsgemäßen Verwendung von stufenweise anschwellenden Impulsen T-1 in Kombination mit einem Vorsignal B zum Erregen des Motors 2o unterliegt das zum Aufrechterhalten der richtigen Motordrehzahl notwendige Zuschalten des Zusatzsignals nicht den sonst anzuwendenden höheren Leistungsanforderungen. Anstelle eines Schaltwechseis zwischen Null und einem Höchstwert gestattet die Verwendung einer im Vergleich zu der Gegen-EMK niedrigeren Vorspannung B zum Erregen des Motors die Durchführung der Sehaltvorgänge innerhalb eines engen Bereiches beispielsweise zwischen 2o und 21 V für einen bestimmten Motortyp, woraus sich Vereinfachungen im Stromkreis und wirtschaftlicherer Leistungsverbrauch ergeben. Weitere Vorteile sind darin zu sehen, daß die Schaltvorgänge keine unerwünschten Stromstöße in den Kot'orv/icklungen hervorrufen und daß das Schaltsystem für alle beliebigen Motorbauarten einschließlich Gleichstrommotoren mit Permanentmagneten, die durch reine Betriebsschaltungen entmagnetisiert und funktionsunfähig wurden, geeignet ist.

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Das liotorsignal, das den Betriebszustand des Kotors feststellt und übermittelt, wird von einem aus zwei Scheiben 71, 72 gebildeten Drehzahlmesser 7o erzeugt. Die erste Scheibe 71 ist feststehend und mit einer einzigen Durchbrechung 71 a in Unifangsnähe ausgebildet, während die andere Scheibe 72 auf der Welle 21 des iiOtors angebracht und mit einer Reihe von di-cht nebeneinander in Unifangsnähe aufgedruckten Strichmarken 72 a versehen ist. Das von einer Lichtquelle 73 ausgehende Licht fällt xiurch die Durchbrechung 71 a in der ersten Scheibe 72 und wird nach dem Schema der aufeinanderfolgenden Strichmarken 72 a auf der rotierenden zweiten Scheibe 72 unterbrochen, wobei es periodisch eine Fotozelle lh belichtet und diese zur Erzeugung einer Sinusspannung S-1 mit einer von der Drehzahl der 1-iotorwell 21 und dem Winkelabstand zwischen den Strichmarken 72 a abhängigen Frequenz anregt. Durch Anbringen einer großen Zahl von Strichmarken 72 a auf der rotierenden Scheibe 72 erhält man eine Spannungskurve S-1 mit im Vergleich zu der Drehzahl des Motors 2o sehr viel höherer Frequenz. Die unvermeidlichen Schwingungen von Motor und Drehzahlmesser in dem Iiotorsignal-Generator 5o können dadurch ausgeglichen werden.

Nach passender Umformung der Drehzahlmesserwelle in eine Rechteckwelle mittels eines Umformers 51 in dem Motorsignal-Generator 5o werden die Schwingungen mittels eines Modulteilers 52 wesentlich vermindert. An die Ausgangsseite des Modulteilers ist ein Stabilisator 53 angeschlossen, um Instabilitäten in dem Phasenkomparator ho zu unterdrücken. Dies wird durchVerkürzen der Soll-Periode des von dem Teiler ausgehenden pulsierenden Signales bewirkt. Infolge-

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dessen fallen die Kanten des an eine Eingangsklemme des Komparators 4o angelegten Motorgeneratorsignales S-Z mit den in entgegengesetzter Richtung von dem Vergleiehssignal-Senerator ausgehenden und an eine andere Eingangsklemme des Komparators angelegten Meßsignales T-3 bei gleichen und um 180 gegeneinander versetzten Frequenzen beider Signale nicht zusammen.

Das Vergleichssignal T-3 des Generators 60 wird von einem kristallgesteuerten Hochfrequenz-Oszilllator 61 erzeugt. Oszillatoren dieser Art sind außerordentlich stabil und genau. Zum Einsteuern des von dem Oszillator 61 ausgehenden Signales in den Frequenzbereich des I-iOtorsignales S-3 dient ein Hodulator 62.

Der Phasenkomparator enthält als Hauptteil einen weiter unten im einzelnen beschriebenen Frequenz-Phasen-Moduldetektor 4-1« Ein Impedanzabgleicher 42 stimmt den Moduldetektor 4-1 auf den Hodulteiler 62 ab, wenn beide Modulatoren mit unterschiedlicher Logik-Struktur ausgelegt sind. Ausgangssei^ig ist der Moduldetektor 4-1 über einen Verstärker und Äusgangssehalter 4-3 an die Motorantriebseinheit 3° angeschlossen.

Ist dievFrequenz des Motorsignales S-2 kleiner als die des Vergleichssignales T-3, liefert der Komparator 4o ein ständiges Ausgangssignal, das den Schalter 32 im Schießzustand hält und dadurch· die volle Einwirkung der" Betriebsspannung D-1 auf den Motor·-2o ermöglicht und auf diese Weise das aufgegebene Drehmoment erhöht.

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Sobald die Hotordrehzahl den vorgesehenen Wert erreicht, nimmt die Ausgangsleistung des !Comparators ^o die Form der Spannungskurve T-2 an. Mit jeder das Motorsignal S-2 führenden nachlaufenden Kante des Vergleichssignales T-3 ist der Komparator in "3in-"Stellung, bis die nachlaufende Kante des Motorsignales S-J ihn auf "aus" schaltet. Hieraus ergibt sich die Kurve T-2, die ihrerseits wieder die Zusatz-Impulskurve T-1 zur Folge hat. Bei einem Motorsignal ß-2 mit gegenüber dem Vergleichssignal T-3 höherer Frequenz liegt auf der Ausgangsseite des Komparators überhaupt nichts vor.

In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung enthielt der Vergleichs-Oszillator 61 einen Kristall mit einer Frequenz von %>o kH, wobei der Modulator eine Teilung von 1,ο2^ (2 ) bewirkte, so daß das Vergleichssignal T-3 bei richtig eingestellter Hotordrehzahl einen Wert von 39o,625 H annahm.

Der Drehzahlmesser wies hierbei eine Scheibe mit 5 000 Strichmarken auf und erzeugte dementsprechend eine Sinuswelle S-I mit einer Frequenz von 2oo kH auf. Der Modulteiler 52 bewirkte damit eine

Teilung von 512 (2 ), so daß sich das Motorsignal auf ebenfalls 39o,625 H belief.

Wesentliche Einzelheiten der Drehzahl-Regelungseinrichtung nach Fig. 1 sind in Fig. 2 A und 2 B dargestellt. Wie aus der Zeichnung in Fig. 2 A hervorgeht, enthält die Motorantriebseinheit 3o vorteil-

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haft einen gegen Kasse isolierten, aus zwei zu einem Darlington-Paar untereinander verbundenen Transistoren Q 1 und Q 2 gebildeten verlustarmen Schalter, der wiederum von einem Transistor Q 3 mit über einen Widerstand E1 geerdetem Kollektor und über einen Widerstand R2 an eine Stromquelle 31 für das direkte Antriebssignal D-1 angeschlossener Basis gesteuert wird. Der Vorspannungsteil B des direkten Antriebssignales D-1 wird von einer regelbaren Quelle VB in der Motor-Vorspannungseinheit 33 geliefert.

Sowohl die direkte Antriebsspannung D-1 als auch die 1-iptor-Vorspannung B sind an eine Erregungsklemme 22 des Motors 2o in einem Verbindungspunkt 3^ angelegt. Da die Spannung D-1 der Stromquelle 31 höher als die Spannung B der V,orspannungs-Stromquelle VB ist, ist die Motor-Vorspannungseinheit 33 mit einer Isolierdiode. D1 versehen, so daß folglich die Vorspannungsstromquelle VB den iuotor 2o ständig mit einer im Vergleich zu seiner Gegen-EMK etwas niedrigeren Spannung B beaufschlagt. Wird der mit der vorgesehenen Betriebsdrehzahl umlaufende Motor anschließend zusätzlich belastet, so erhält man die zum Ausgleich der höheren Belastung erforderliche zusätzliche Erregung daher ohne Drehzahleinbußen durch Umschalten der Darlington-Transistoren Q 1, Q2 auf einen impülsgesteuerten niederohmigen Durchgang von der Stromquelle 31 zu dem Verbindungspunkt 3^i woraus wiederum das zusätzliche pulsierende Signal T-1 entsteht und das Motor-Antriebssignal D-2 gebildet wird.

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Der Betriebszustand des Hotors v/ird von dem Drehzahlmesser 7o angezeigt und das entsprechende kotorsignal von dem Signalgenerator 5° erzeugt. In dem letzteren wird die vom Drehzahlmesser kommende Hochfrequenz-Sinuswelle S-1 im Umformer 51 mittels eines Transistors Q^ mit zugehörigen Kondensatoren C1, C2 und Widerständen R3 bis R6 verstärkt. Die verstärkte Welle wird durch eine Diode D2 in Verbindung mit einem Transistor Q5 und zugehörigen Widerständen R7i RÖ und Kondensator C 3 in eine Rechteckwelle umgeformt. Die Umformer-Transistoren Ok und Q 5 erhalten ihre Spannung von einer regelbaren Stromquelle üblicher Bauart.

Da die Frequenz des Dehzahlmessers zum Ausgleichen von Schwingungen

absichtlich viel höher als die Motordrehzahl angesetzt ist und ihre obere Grenze nur in der Möglichkeit findet, eine große Anzahl einzelner Strichmarken auf die rotierende Scheibe des Drehzahlmessers 7o aufzudrucken, ist die Ausgangsseite des Umformers 51 an einen Modulator 52 angeschlossen. Der letztere ist in dem Ausführungsbeispiel von einem Silizium-Monolith in einem integrierten Digitalkreis 11 nach Art eines komplementär-symmetrischen Metalloxid?- Halbleiters gebildet. Der dargestellte in%rierte Stromkreis 11 trägt die Bezeichnung "CI&CßOE" der RCA Solid State Division, Somervielle, New Yersey, und ist in der RCA-Druckschrift "Digital Integrated Circuits", Silikon-Monolith-Reihe CD^OOE, Akte Nr. W?, gedruckt im August 197o> beschrieben.

Ein solcher integrierter Stromkreis ist als I^f-stufiger binärer Wellenträger-Zähler/Teiler bekannt und in einem doppelten Reihenpaket mit sechzehn Stiften untergebracht. Qeraäß der Darstellung in Fig. 2A ist ein passender Teiler 52 durch Anschließen der Stifte 11

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und δ an Hasse, Stift 1o an den Eingang, Stift 12 an den Ausgang und Stift 16 an die regelbare Stromquelle VR gebildet.

Ausgangsseitig ist der Teiler 52 an den ebenfalls von einem inte^ grierten Stromkreis, beispielsweise einem T-^T-L (Transistor^Transistor-Logik-) Monolith-Multivibrator gebildeten Stabilisator 53 angeschlossen. Ein geeigneter integrierter Stromkreis 12 für den Stabilisator 53 trägt die Bezeichnung "SN7V12I" der Texas Instruments Inc., Dallas, Texas, und ist in der Druckschrift "TTL Integrated Circuits Catalog from Texas Instruments" vom August 19^9 beschrieben.

Ein solcher integrierter Stramkreis-MultivibratQr 12 wird durch Triggern von positiven Eingängen bei einem vorgeschriebenen Span^ nungswert wirksam. Einmal getriggert, ist seine Ausgangsleistung von weiteren Eingängen unabhängig. Er ist in einem doppelten Reihen paket mit vierzehn Stiften untergebracht. Gemäß der Darstellung in Fig. 2A sind die Stifte 3₅ 4 und 7 an Masse, ein Steue^-^Kondensator Ch zwischen die Stifte Io und 11, die Stifte 9 und 14 an die regelbare Stromquelle VE, die Eingänge an Stift 5 und die abgehende Signalwelle S-2 an Stift 6 angeschlossen. Der Eingangsanschluß an Stift fj ist über einen Impedanz-Abgleicher kZ von gleicher Bauart wie der weiter unten beschriebene Abgleicher k?. des Umformers 4q in Fig. 2 B der Zeichnung.

Die pulsierende Ausgangs~Signalwelle S-2 ist unmittelbar mit dem Erequenz-Phasen-^Mpdulkomparator 4i in dem in Fig. 2B im einzelnen dargestellten Frequenz-Phasen^Komparator νβΛμηαβη. In dem Ausführungs-r beispiel ist der Modulator 4Ί von dem integrierten Stromkreis eines monolithischen T-T-L-Phasen-Frequenz^Detektors gebildet_? Ein geeigneter integrierter Stromkreis I3 für den Komparator h-Λ trägt die Bezeichnung "MC4c44P" der Motorola Semiconductur Product Inc., Phoenik, Arizona, und ist in der Druckschrift "MTTL Complex Functions Motorola," vom Oktober 197° beschrieben.

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Der integrierte Stromkreis 13 enthält einen Phasen-Frequenz-Detektor für die Frequenz-Unterscheidung und die Funktion mit geschlossener Phasenschleife. Der Phasen-Frequenz-Detektor ist auf einen vergleichsweise hohen Ausgangswert "eingeschlossen", wenn die negativen Übergänge des Kotorsignals und der Vergleichsspannung sowohl in Frequenz als auch in Phase gleich sind. Bei niedrigerer Frequenz des ankommenden Motorsignales bewegt sich der Ausgang auf einem vergleichsweise niedrigen Wert, der bis zur Frequenzgleichheit des Vergleichs- und des Motorsignales eingehalten wird. Bei Gleichheit beider Frequenzen aber Phasenverschiebung des Motorsignäles gegnüber dem Vergleichssignal bewirken die negativen übergänge beider Signale eine Aufeinanderfolge von Impulsen. Gemäß der Darstellung in Fig. 2B ist der Ausgang an Stift 13 angeschlossen, Stift 7 an Masse, Stift 14 an die regelbare Stromquelle VE, Stift 3 an Motorsignal-Generator 5o und Stift 1 an einen Impedanz-Abgleicher h2. Der letztere ermöglicht einen angemessenen Signalübergang zwischen dem integrierten Stromkreis 13 des Modulators 41 und dem Vergleichssignal-Generator 60.

Der Ausgang des Signalgenerators 60 geht über einen Modulteiler 62, der von einem komplementär-symmetrischen integrierten Ketalloxid-Halbleiterstromkreis l4 der gleichen Art und Anschlußweise wie der integrierte Stromkreis 11 des Modulators 52 in Fig. 2A gebildet ist. Da aus dem komplementär-symmetrischen Metalloxid-Halbleiterstromkreis ein Übergang nach dem Transistor-Transistor-Logik-Stromkreis besteht, findet der Inrpedanzabgleicher kZ (Fig. 2B) Verwendung. In dem Ausführungsbeispiel ist er als geerdeter Emitter-Transistor Q6 mit zugehörigen Widerständen R9, Rio und regelbarer Stromquelle VR dargestellt.

Der integrierte Modulator lh des Toilers 62 ergibt eine sehr weit getriebene Geräuschdämpfung und liefert durch Teilen des Hochfrequenzsignals aus dem Oszillator 61 ein genaues Vergleichssignal innerhalb des vorgesehenen Arbeitsbereiches. Aus Gründen der Stabilität und der Geräuschunterdrückung v/eist der Oszillator 61 ebenfalls komplementärsymmetrische· integrierte Metalloxid-Halbleiterschaltung auf. Eine zweckmäßige Einrichtung 15 trägt die RCA-Bezeichnung "^

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und ist in der oben genannten RCA-Druckschrift aufgeführt. Sie hat die Form eines doppelten Reihenpaketes mit vierzehn Stiften

und schließt ein doppeltes komplementäres Gerätepaar sowie einen Invertor ein. Stift 7 ist an Masse angeschlossen, Stift. 14- an die regelbare Stromquelle VR, Stift 8 und Stift 13 auf der Ausgangsseite unmittelbar an den Modulator 62 und Stift 6 über einen Widerstand R11 an die ausgangsseitigen Stifte 8 und 1J. Zwischen den untereinander verbundenen Ausgangsstiften 8, 1*3 und dem Stift 6 ist außerdem ein von einem Widerstand R12, einem stabilen Hochfrequenz-Kristall X und Kondensatoren C5, C6 und C7 gebildeter frequenzbestimmender Stromkreis angeordnet, wobei der mittlere Kondensator C6 regelbar ausgebildet ist, umdie Frequenz des Oszillators b1 in engeren Grenzen einstellen zu können. Falls ein größerer Segelbereich für die Frequenz erwünscht sein sollte, könnte der Vergleichssignal-Generator 6o (Fig. 1 und 2B) gegen einen entsprechend ausgelegten regelbaren Frequenz-Oszillator ausgetauscht werden.

Nach dem Aufgeben des Vergleichssignales T-3 aus dem Vergleichssignal-Generator 6o und des Motorsignales S-2 aus dem Motorsignal-Generator 5o (Fig. 2A) auf. den Frequenz-Phasen-Modulkomparator Η-Λ besteht bei höherer Vergleichsfrequenz gegenüber der Motorfrequenz ein kontinuierlicher, bei Phasenverschiebung des Motorsignales gegenüber dem Vergleichssignal dagegen ein pulsierender Ausgang. Zwecks ordnungsgemäßer Beeinflussung des Motor-Antriebsschalters (Fig. 2A) enthält der Verstärker- und Ausgangsschalter hj> einen TJmkehrverstärker 43a und ausgangsseitig einen Transistor Q7 mit geerdetem Emitter uid einer über einenWiderstand R13 von einer regelbaren Stromquelle VR vorgespannten Basis. Bei Frequenzgleichheit des Vergleichs- und des Motorsignales und gleichzeitiger Phasenverschiebung des Motorsignales gegenüber dem Vergleichssignal liefert er über einen Widerstand R14 eine Impulsreihe T-2.

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Die Wirkungsweise der Drehzahl-Rageleinrichtung gemäß Fig. 1 bei Phasengleichheit zwischen Motor- und Vergleichssignal aber steigender Belastung des Kotors 2o ist in "dein Diagramm in Fig. 3 veranschaulicht. Die hierin gezeichnete Kechteckwelle T-3 verdeutlicht das von dein Vergleichssignal-Ge-nerator 6o (Fig. 1) erzeugte Vergleichssignal. Der Vergleichswelle T-3 entspricht die mit einer Phasenverschiebung von 9o gezeichnete Motorsignalwelle S-2. Infolge des Stabilisators 33 in dem Motorsignal-Generator 5o (Fig. 1) beträgt die jeweilige Dauer der Impulse S-2 etwas weniger als ^o % der der Vergleichswelle T-3» was einer Arbeitsperipde von knapp 5o % entspricht. Mit dem Erscltinen der negativ gerichteten Kanten in der Vergleichswelle T-3 löst der Frequenz-Phasen-Komparator 4o jeweils einen Spannungsaufbau in der Impulsreihe T-2 aus. Mit dem Erscheinen der negativ gerichteten Kanten in der Welle S-2 wird diese abgangsseitige Spannung in der den Motor-Antriebsschalter beeinflussenden Impulsreihe T-2 aufgehoben. Das auf diese Weise entstehende Signal wird mit Hilfe der eine Vorspannungskomponente B und eine pulsierende Zusatzwelle T-1 einschließenden Welle D-1 an den Motor weitergeleitet.

Kit zunehmender Belastung des Motors 2o bleibt die Impulsdauer des Kotorindikatorsignales zwar unverändert; jedoch tritt eine wachsende Phasenverschiebung ein. Wenn diese den Betrag von 27o erreicht, verlaufen die Motorausgangssignale nach der in Fig. 3 gestrichelt rezeichneten Wellenform S'-2. Das entsprechende Schaltsignal ist durch die Welle.T'-2 mit aus einem Vorspannungsteil B und einer pulsierenden Zusatzwelle T'-1 zusammengesetzter zugehöriger Motorantriebswelle D¹-1 verdeutlicht.

Eine Variante der Drehzahl-Regeleinrichtung 1o gemäß Fig. 1 ist ii: Fi;;,. kA für einen bürstenlosen Gleichstrommotor 2o· mit magnetischer Abtastung der Läuferstellung unter Verwendung von Hall-Generatoren dargestellt. Die Einrichtung 1o ist ausgangsseitig (an dem Knotenpunkt 3^ in Fig. 2A) mit dem Kommutatorkreis 8o eines bürstenlosen Motors

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verbunden. Verschiedene Anschlüsse des Kommutatorkreises 80 sindüber eine Leitung K zu dem bürstenlosen Motor 2ο¹ geführt.

Einzelheiten des Motor-Kommutatorkreises 80 gemäß Fig 4A sind in Fig. 4b dargestellt. Der bürstenlose Motor 2ο'¹ nach Fig. 4-A besitzt einen Permanentmagnet-Läufer und zwei in Fig. ^B mitgestrichelten Umrißlinien angedeutete Hall-Generatoren HI, Η2 mit je 9o Bogenabstand zum Abtasten der Nord- und Südpolstellungen des Läufers. Des leichteren Verständnisses halber sind die Hall-Generatoren zwar in den Schaltplan in Fig. ^B eingezeichnet; es ist aber vorauszusetzen, daß sie sich im Kotor 2ο¹ befinden und über verschiedene Anschlüsse L1 bis L8 der Leitung K mit dem Kornmutatorkreis in Verbindung stehen. Weiterhin enthält der Motor 2o^! vier Ständerwicklungen mit Verbindungsleitungen K1 bis ΚΑ- nach dem Kommutatorkreis 80 in Fig. ^fB über die Leitung K und eine nicht gzeichnete zusätzliche Klemme, an welche eine Erregungsspannung angelegt wird.

Den Wicklungen ist jeweils ein Paar mit einem der Hall-Generatoren verbundener Transistoren zugeordnet. Beispxelsweise gehört zu dem ersten Hall-Generator H1 ein Paar Transistoren Q11, Q12 für die an die Verbindungsleitung K1 angeschlossene erste Motorwicklung und ein weiteres Paar- Transistoren Q13_S Q14· für die an der Verbindungsleitung K2 liegende zweite Motorwicklung. Im Betrieb wirken die Hall-Generatoren als Kommutatoren.. Befindet sich beispxelsweise der zweite Hall-Generator H2 in entsprechender Stellung, so schaltet er einen zugeordneten Transistor 01k derart auf Durchgang, daß von dem Transistor Qt8 ein Erregungssignal auf die nach der vierten Motorwicklung führende Verbindungsleitung K^f gegeben werden kann. Die v/eitere Drehung des Läufers beeinflußt andere V7icklingen nacheinander. Die Transistoren Q11, Q14, Q15 und QI8 können npn-Transistoren mit an Masse yngeschlossenem Emitter sein». Sollten stattdessen pnp-Transistoren erwünscht sein (wobei die Transistoren

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012, Q13, Q16, Q17 und 019 npn-Transistoren sein müßten), wäre die Motorerregung zu erden und die Erregung an den geerdeten gezeichneten Punkt anzuschließen.

Ein für die Schaltung gemäß Fig. ^fA geeigneter Gleichstrommotor 2o' ist beispielsweise in dem im September 19^9 veröffentlichten Bulletin !Au/G der Firma Siemens America Incoporated beschrieben. Ein befriedigender Erregungswert hierfür beträgt 2k V (positiv).

Im normalen Betrieb eines bürstenlosen Gleichstrommotors mLt magnetischer Abtastung der Läuferstellung durch einen Hall-Generator verläuft die Spannung für jede Motorwicklung nach einer Sinuskurve. Beim Einsatz der Eegeleinrichtung gemäß Fig. 1 nach der in Fig. 4A dargestellten V/eise hat die Spannung der Motowicklungen eine sinusartige Grundkompnnente verminderter Amplitude, die durch einen Zusatsinipuls in Form einer "zerhackten" Sinuskurve überlagert wird. Die daraus folgende Erregung läßt sich durch die Kombination einer reinen Sinuskurve verminderter Amplitude und einem pulsierenden Signal mit sinusartiger Hülle darstellen. Ein solches Motorsteuerungssignal ergibt einen besseren Motor-Wirkungsgrad und gestattet wegen der verminderten Leistungsverluste die Verwendung kleiner bemessener Bauteile. AIb weitere Begleiterscheinung ist auch äne Senkung der Betriebstemperatur und eine verbesserte Thermostabilität zu verzeichnen.

Sin bürstenloser Gleichstrommotor mit magnetischer Abtastung der Läuferstellung unter Verwendung von Hall-Generatoren stellt natürlich nur einen Typ unter anderen bürstenlosen Motorbauarten dar. Im Rahmen der Erfindung können auch andere bürstenlose Motoren, beispielsweise solche mit foto-optischer Abtastung der Läuferstellung nach dem in Fig. 1 angedeuteten Schema angeschlossen und in Betrieb genommen werden.

Die vorstehende Beschreibung offenbart in Verbindung nitder Zeichnung die Erfindung zwar unter verschiedenen Gesichtspunkten. Es versteht

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sich aber, daß sie mit allen Einzelheiten nur der. Verdeutlichung dient und mancherlei Abweichungen und Änderungen wie auch der Austausch der beschriebenen Teile gegen'gleichartige andere möglich wäre, ohne damit den Rahmen der Erfindung zu verlassen.

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Claims

Patentansprüche:

1. Einrichtung zum Regeln der Drehzahl von Elektromotoren, gekenndurch die nachstehende Kombination:

a) Mittel zum Erzeugen eines ersten Vergleichssignales als Kennwert für einen erwünschten Zustand des Motors;

b) Mittel zum Erzeugen eines zweiten, Ausgangssignales als Kennwert für den tatsächlichen Zustand des Motors;

c) Mittel zum Vergleichen der Frequenz und Phase des Ausgangs Vergleichesignales und

d) von den vergleichenden Mitteln gesteuerte Mittel zum Aufgeben eines direkten Antriebssignales oder eines pulsierenden Antriebssignales in Abhängigkeit davon, ob die Frequenz des Vergleichssignales größer als oder gleich groß wie die Frequenz des Ausgangssignales ist, auf den Motor, und zum Erzeugen des pulsierenden Antriebssignales mit einer zwischen dem Wert des direkten Antriebssignales und einem niedrigeren, von Null abweichenden Schwellenwert schwankenden Amplitude.

2. Einrichtung zum Regeln der Drehzahl von Elektromotoren, gekennzeichnet durch die nachstehende Kombination:

a) Mittel zum Erzeugen eines ersten, Vergleichssignales als Kennwert für einen erwünschten Zustand des Motors;

b) Mittel zum Erzeugen eines zweiten, Ausgangssignales

als Kennwert für einen tatsächlichen Zustand des Motors;

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c) Mittel zum Vergleichen des Ausgangssignales mit dem Vergleichssignal und

d) von den vergleichenden Mitteln gesteuerte Mittel zum Anlegen eines pulsierenden Antriebssignales "mit zwischen oberen und von Null abweichenden unteren Schwellenwerten wechselnder Amplitude an den Motor.

3>. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der von Null abweichende untere Schwellenwert kleiner als die Gegen-EMK des mit der gewünschten Drehzahl umlaufenden Motors ist.

^f. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Erzeugen des Ausgangssignales einen Drehzahlmesser zum Erzeugen eines Signales mit einer die Umlaufgeschwindigkeit des Motors übersteigenden Frequenz aufweisen und an den Motor angebracht sind.

5« Einrichtung nach Anspruch ^f, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Erzeugen des Ausgangssignales einenTeiler für das Drehzahlmessersignal aufweisen und dadurch dessen schwingungserzeugende Wirkung herabsetzen.

6. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Erzeugen des Vergleichssignales einen regelbaren Frequenz-Oszillator aufweisen.

7. Einrichtung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch Mittel zum Aufteilen der Ausgangsleistung des Oszillators zum Erzeugen eines Vergleichssignales für den Vergleich mit dem Ausgangssignal .

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8. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ihre Bestandteile von komplementär-symmetrischen Metalloxid-Halbleitereleinenten für die Mittel zum Erzeugen des Vergleichssignales und von Transistor-Transistor-Logik-Elementen für die vergleichenden Mittel gebildet sind.

9» Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Erzeugen des Ausgangssignales Mittel zum Vermindern dessen Arbeitsperiode aufweisen.

1o. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die vergleichenden Mittel ausgangsseitig eine Reihe von Impulsen mit der Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal proportionaler jeweiliger Impulsdauer erzeugen.

(Nähme)

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