DE2307514B2 - Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Verstärker für Wechselstromsignale entsprechend dem Gattungsbegriff des Anspruchs 1. Ein Verstärker dieser Art ist aus dem Buch »Transistor Audio Amplifiers« von Jones und Shea, 1968, Seite 49 bekannt.

Bei der bekannten Schaltung wird die am Emitter des Verstärkungstransistors auftretende dynamische Spannung über einen Kondensator rückgekoppelt, der auch als Bootstrap-Kondensator bezeichnet wird. Diese bei Schaltungen mit diskreten Bauelementen befriedigende Lösung stößt jedoch bei ihrer Anwendung in der integrierten Schaltungstechnik auf Schwierigkeiten, da der Bootstrap-Kondensator eine Kapazität benötigt Kondensatoren mit größerer Kapazität können aber praktisch nicht auf dem Halbleiterplätichen der integrierten Schaltung untergebracht werden und bedürfen des Rückgriffs auf ein diskretes Bauelement, was nicht ökonomisch ist und auch der Miniaturisierung im Wege steht

Aufgabe der Erfindung ist somit die Schaffuig eines Verstärkers des eingangs definierten Typs, der bei vergleichbar hoher dynamischer Eingangsimpedanz in seiner Gesamtheit als integrierter Schaltkreis herstellbar ist

Die hierzu vorgeschlagene Lösung ist im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 definiert Vorteilhafte

is Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Ein erfindungsgemäS aufgebauter Verstärker kann in einfacher Weise als integrierter Schaltkreis gestaltet werden, wobei ein Verstärkungstransistor verwendet wird, der auf Grund seines Aufbaus selbst nur eine niedrige Eingangsimpdanz hat Ein solcher Verstärker kann beispielsweise an einen Kristalltonabnehmer angeschaltet werden, der seinerseits eine hohe Ausgangsimpedanz hat, was aus Anpassungsgründen eine hohe Eingangsimpedanz des Verstärkers erfordert

Der Verstärker veist einen dynamischen Eingangswiderstand auf, dessen Größe sich aus den gleichstrommäßigen Vorspannungsbedingungen des Verstärkungstransistors herleitet Auf Grund der besonderen

jo Eigenschaften der erfindungsgemäßen Schaltung läßt sich der dynamische Eingangswiderstand auch hinreichend genau beeinflussen und somit reproduzieren.

Einzelheiten der Erfindung mögen nun anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels mit Bezug auf die

J5 Zeichnungen beschrieben sein. Es zeigt

F i g. 1 ein Schaltdiagramm eines Verstärkers mit hoher Eingangsimpedanz gemäß der Erfindung,

F i g. 2 ein Schaltbild eines bekannten Verstärkers mit hoher Eingangsimpedanz,

Fig.3 ein detailliertes Schaltbild des Verstärkers gemäß der Erfindung mit hoher dynamischer Eingangsimpedanz.

In F i g. 1 ist ein Verstärker 10 dargestellt, der an eine hoch impedante Signalquelle 11 über einen Kondensa tor 12 angeschlossen ist. Diese Signalquelle 11 kann bei einer bevorzugten Ausführungsform der Kristalltonabnehmer eines Schallplattenspielers sein. Jedoch ist die Erfindung für jegliche Art von Signalquelle mit hoher Ausgangsimpedanz verwendbar. Ein Verstärkertransi stör Tl ist mit seiner Basis 20 an den Kondensator 12 angeschlossen, wogegen der Kollektor 21 des Transistors an einer Stromquelle 17 und der Emitter 22 an einem Widerstand R 1 liegt. Zur Abgrenzung gegenüber dem bekannten Stand der Technik wird dieser an Hand der F i g. 2 beschrieben.

Die Signalquelle U mit hoher Ausgangsimpedanz ist mit dem Verstärker 10 über den Kondensator 12 verbunden. An der einen Seite dieses Kondensators, die über die Leitung 18 mit der Basis des Transistors Tl'

verbundefl ist, liegt ein Eingangsimpedanz-Widerstand R Γ, der mit seinem anderen Ende an einen Bootstrap-Kondensator 60 angeschlossen ist. Der Kollektor IV des Kollektors 7*2' ist mit einer positiven Versorgungsspannung an der Klemme 23 über einen Widerstand 117

μ verbunden. Bei der dargestellten Ausführungsform findet ein NPN-Transistor Tl' Verwendung.

Der Emitter 22' dieses Transistors TT ist über einen Widerstand RT mit einer negativen Versorgungsspan-

nung verbunden und gleichzeitig an die andere Seite des Bootstrap-Kondensators 60 angeschlossen. Die Klemme 23 für die positive Versorgungsspannung liegt ferner über einen Widerstand 116 am Verbindungspunkt JV. An diesen Verbindungspunkt JV ist ferner ein Vorspannungswiderstand 61 angeschlossen, der mit einer Leitung 36 an der Klemme 24 für die negative Versorgungsspannung liegt

Bei der Schaltung gemäß F i g. 2 hat der Eingangsimpedanz-Widerstand R V eine geeignete Größenordnung für die Vorspannung des Transistors 72', jedoch ist die Eingangsimpedanz zu klein für die Anpassung an eine Signalquelle 11 mit hoher Ausgangsimpedanz. Auf Grund des angelegten Eingangssignals entwickelt sich am Eingangswiderstand R V und ebenso am Rückkopplungswideritand R2' eine Wechselspannungskomponente. Die am Widerstand R 2' abfallende Wechselspannung wird zum Verbindungspunkt JV über den Bootstrap-Kondensator 60 übertragen. Diese Spannung verkleinert die am Widerstand RV entwickelte Wechselspannungskomponente, so daß der gesamte über diesen Widerstand R V fließende Strom sehr viel kleiner wird und daraus eine durch die Verstärkerschaltung präsentierte Last resultiert, die wesentlich verringert ist. Die Kapazität des Bootstrap-Kondensators 60 muß verhältnismäßig hoch sein. Bei der derzeitigen Technologie bereitet dies jedoch in der praktischen Herstellung Schwierigkeiten, wenn Kondensatoren als integrierte Teile integrierter Schaltungen ausgebildet werden sollen. Es ist wohl möglich, Kondensatoren mit verhältnismäßig hohem Kapazitätswert als diskrete Komponenten an eine integrierte Schaltung anzuschließen, aber hierfür sind zwei zusätzliche Anschlußverbindungen am integrierten Schaltkreis und der Fassung vorzusehen, so daß einmal eine größere Fassung für den integrierten Schaltkreis notwendig ist und zum anderen durch den separat angebrachten Kondensator der Volumenbedarf der Schaltung erheblich vergrößert ist

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung gemäß F i g. 1 ist der Bootstrap-Kondensator 60 gemäß F i g. 2 durch einen als Diode geschalteten Transistor 71 ersetzt. Die Basis 13 dieses Transistors 71 ist mit dem Verbindungspunkt /1 verbunden, an dem auch der Kollektor dieses Transistors liegt. Der Emitter 15 des Transistors 7*1 liegt am Verbindungspunkt/2. Der Eingangsimpedanz-Widerstand R1 liegt mit seinem einen Ende am Koppelkondensator 12 an der Leitung 18 und mit seinem anderen Ende s.r. Verbindungspunkt J1. Die von der Klemme 23 aus angelegte positive Versorgungsspannung wird über einer. Leiter 35 einer Stromquelle 16 zugeführt, die ebenfalls mit ihrem anderen Ende am Verbindungspunkt /1 liegt Eine weitere Stromquelle 17 liegt zwischen der positiven Versorgungsspannung an der Klemme 23 und dem Kollektor 21 des Verstärkertransistors 72. Der Emitter 22 dieses Transistors ist über den Widerstand R 2 und den Widerstand R 3 mit der negativen Versorgungsspannung an der Klemme 24 verbunden, wobei der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden Widerstände R 2 und R 3 den Verbindungspunkt /2 bildet. Ein Stromverstärker 40 ist mit seinem Eingang an den Kollektor 21 des Transistors T2 und mit seinem Ausgang an den Emitter 22 dieses Transistors angeschlossen. Der Ausgang des Stromverstärkers 40 bildet gleichzeitig auch den Ausgang der Verstärkerschaltung an der Klemme 50.

In Fig.3 ist die Schaltung gemäß Fig. 1 detailliert dargestellt, indem der Stromverstärker 40 und die Stromquelle 16 als ausgeführte Schaltung gezeigt wird. Die Stromquelle 17 wird bei der bevorzugten Ausführungsform gemäß F i g. 3 von Transistoren TS und 76 in Verbindung mit dem Transistor 7*2 gebildet, wodurch -j der vorgeschriebene Strom durch den Transistsor T2 geliefert wird. Die Kombination der Transistoren 7*5 und 7*6 wird auch als Stromsteuerung bezeichnet Der Stromverstärker 40 ist nicht unbedingt notwendig, um das Ziel der vorliegenden Erfindung zu erreichen,

ίο jedoch läßt sich die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung verbessern, wie nachfolgend noch erläutert wird.

In gleicher Weise wird auch die Stromquelle 16 nicht benötigt und könnte durch einen sehr großen Wider stand ersetzt werden. Jedoch auch für diesen Fall ergeben sich günstigere Betriebsverhältnisse, wenn eine aktive Stromquelle benutzt wird.

Die Stromquelle 16 besteht aus einem PNP-Lateral-Transistor T3 mit Mehrfar.hkollektor, dessen Emitter 30 über die Leitung 35 mit tier Klemme 23 der positiven Versorgungsspannung verbunden ist Der erste Kollektor 28 liegt am Verbindungspunkt /1 und der zweite Kollektor 29 dieses Transistors T3 ist init der Basis 27 verbunden, die gleichzeitig an den Kollektor 47 des Tiansistors T4 angeschlossen ist Auch der Transistor 7*6 ist als PNP-Lateral-Transistor mit Mehrfachkollektor aufgebaut, wobei der Emitter 34 über den Leiter 35 mit der Klemme 23 der positiven Versorgungsspannung verbunden ist und der erste

jo Kollektor 32 am Kollektor 63 des Transistors T5 sowie an der Basis 37 des Transistors 77 liegt Der zweite Kollektor 33 des Transistors 76 ist mit der Basis 31 des Transistors 7"6 verbunden, die ihrerseits am Kollektor 21 des Transistors 72 liegt Die Basis 46 des Transistors 74 und die Basis 62 des Transistors 75 sind miteinander im Verbindiingspunkt 49 verbunden, an den die Vorspannung von der Klemme 23 der positiven Versorgungsspannung über einen Widerstand 53 und den Leiter 52 angelegt wird. Diese Vorspannung wirkt aurh über den Leiter 51 an der Basis 56 des Transistors 79.

Eine Diode 54 liegt in Durchlaßrichtung zwischen der Klemme 23 der positiven Versorgungsspannung und der Klemme 24 der negativen Versorgungsspannung, wobei

4> ihre Anode an den Verbindungspunkt 49 der Basis 46 des Transistors 74 und der Basis 62 des Transistors 75 angeschlossen ist Die Anode dieser Diode liegt auch an der Basis 56 des Transistors 79, um eine thermische Potentialstabilisierung zu bewirken, wenn ansonsten

so durch Temperatureinflüsse Trifterscheinungen auftreten.

Der Emitter 48 des Transistors 74 und der Emitter 64 das Transistors 75 sind im Verbindungspunkt 41 miteinander verbunden und liegen an einem gemeinsa men Emitterwiderstand 42 der vom Verbindungspunkt 41 zum Leiter 36 und damit zur Klemme 24 der negativen Versorgungsspannung verläuft. Die Transistoren 74 und T* ziehen etwa gleiche verhältnismäßig kleine Ströme. Diese enge Anpassung der Transistoren

to 74 und 75 und entsprechend die gute Anpassung der anderen Komponenten in der integrierten Schaltung ergeben sich auf Grund der technischen, bei der integrierten Schaltkreistechnik verwendeten Herstellungsverfahren.

Der Transistor 74, zusammen mit dem gemeinsamen Emitterwiderstand 42 legen den Versorgungsstrom durch den Transistor 73 der Stromquelle 16 fest. In gleicher Weise wird vom Transistor 75 und dem

gemeinsamen Emitterwiderstand 42 der Versorgungsstrom über den Transistor 7"6 durch den Transistor 7"2 festgelegt. Der vom Transistor TA bezogene Strom wird am Kollektor 28 des Transistors 7*3 umgekehrt und fließt über den als Diode geschalteten Transistor Tl ab. Die beschriebenen Verbindungen stellen insgesamt eine Rückkopplung dar, die bewirkt, daß der Verstärkertransistor Tl den notwendigen Strom über die Basis des Transistors 7*6 führt Bei der bevorzugten Aiuführungsform ist das Verhältnis des Stromes h, der über den Kollektor des als Diode geschalteten Transistors Π fließt, zum Strom /j, der über den Kollektor 21 des Verstärkertransistors T2 fließt, näherungsweise 1.

Die Verwendung der Mehrfachkollektoren der PNP-Lateral-Transistoren 7*3 und TA ist für Stromquellen üblich. Die Kollektoren ziehen etwa gleiche Ströme und durch das Anschalten des einen Kollektors an die Basis wird ein Koiiektorstrom festgelegt, auf Grund dessen der andere Kollektor dazu tendiert, einen gleichen Strombetrag dem Lastkreis zuzuführen.

Der Kollektor 38 des Transistors Tl ist mit der Klemme 23 der positiven Versorgungsspannung über die Leitung 35 verbunden. Der Emitter dieses Transistors liegt an der Basis 43 des Transistors TS. Der Kollektor 44 des Transistors TS ist mit der Klemme 23 der positiven Versorgungsspannung verbunden, wogegen dessen Emitter am Verbindungspunkt des Ausgangswiderstandes 55 mit der Ausgangsklemme 50 liegt. Die Kombination der Transistoren Tl und TS entspricht der einer bekannten Darlington-Schaltung, die ihrerseits eine Stromverstärkung über den Widerstand 55 und den Leiter 59 zum Emitter 22 des Transistors T2 bewirkt. Der Transistor Γ9 liefert einen Vorspannungsstrom für den Transistor TS. Der Kollektor 57 des Transistors 7"9 ist mit dem Emitter 45 des Transistors 7~8 und der Emitter 58 ist über den Leiter 36 mit der Klemme 24 der negativen Versorgungsspannung verbunden.

Nachfolgend wird die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung erläutert:

Es wird davon ausgegangen, daß von der Signalquelle II mit hoher Ausgangsimpedanz ein Wechselstromsignal Vin über den Koppelkondensator 12 und die Leitung 18 an die Basis 20 des Transistors T2 angelegt wird. Dieses Signal steht am Kollektor 21 des Transistors T2 mit umgekehrtem Potential zur Verfügung und erfährt eine erneute Inversion im Transistor T6. so daß es am Kollektor 32 dieses Transistors mit der Polarität des Eingangssignals zur Verfügung steht. Dieses Signal wird in der Darlington-Schaltung aus den Transistoren Tl und TS verstärkt und über den Widerstand 55 zurück zum Emitter 22 des Verstärkertransistors T2 geführt Das am Emitter 22 des Transistors 7*2 erscheinende Signal ist im wesentlichen fast gleich mit dem an die Basis 20 angelegten Eingangssignal. Die Amplitude des zurückgekoppelten Signals ist am Emitter 22 an diejenige an der Basis 20 wirkenden Eingangssignals angepaßt so daß der dynamische Basis-Emitterabfall des Transistors Γ2 vernachlässigt werden kann.

Wenn man davon ausgeht daß der dynamische Spannungsabfall an der Basis-Emitterstrecke des als Diode geschalteten Transistors 7*1 ebenfalls vernachlässigbar ist, ergibt sich, daß die dynamische Spannung (VX) am Eingangsimpedanz-Widerstand RX und der Diode 7"! gleich der dynamischen Spannung (V2) am Widerstand R 2 ist Die Eingangsspannung Vin liegt an der Basis 20 des Transistors Tl und, wie bereits erwähnt, erscheint im wesentlichen auch am Emitter 22, d. h. an den Widerständen R 2 und R 3. Damit ergibt sich für die Spannung am Widerstand R 2 die folgende Gleichung:

Vl

= ( ^R1 ) ■
\R1 + R3J

Vin .

in Die dynamische Eingangsimpedanz kann durch nachfolgende Gleichung ausgedrückt werden:

/An -

' wobei

Viii
i\

Vl Rl

ist.

Mit Il = Vl ergibt sich somit

Vin

I₁ -

Rl

Durch Substitution ergibt sich somit für den dynamischen Eingangswiderstand:

7An = Rl

(Rl + R3\ κ Rl J

Diese Größe Zin ist die dynamische Impedanz, d. h. der ohmsche Wert des Eingangsimpedanz-Widerstan-

r, des RX multipliziert mit dem Faktor 1 + R 3/R 2. Dieser Multiplikator ist auch als Bootstrap-Faktor bekannt und kann sehr groß sein, wobei dies von der Gesamtkonzeption der Schaltung abhängt. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel ergibt sich ein Bootstrap-

4(i Faktor von etwa 25 und eine dynamische Eingangsimpedanz Zin = 750 k Ohm.

Der angestrebte möglichst große Bootstrap-Faktor (1 -ι- R 3/R 2) kann dadurch erreicht werden, daß der Spannungsabfall am Widerstand R 2 genau definiert wird. Die Spannung am Widerstand R 2 ergibt sich aus dem Verhältnis der Emittterflächen der Transistoren 7"1 und 7*2. Zur Festlegung der Spannungen im Ruhebetrieb ist die Emitterfläche des Verstärkungstransistors T2 beim vorliegenden Ausführungsbeispiel etwa

-,ο fünfmal größer als der des als Diode geschalteten Transistors Π gemacht. Durch diesen Unterschied ergibt sich eine Differenz zwischen dem Basis-Emitterspannungsabfall von typischer Weise 42 mV. hin Spannungsabfall in der Größenordnung von 2 mV tritt an der Diode TX auf, so daß 4OmV, was einem Ausgangspotential von 6 V an der Klemme 50 entspricht am Widerstand R 2 übrig bleibt. Diese Ergebnisse lassen sich bei einer positiven Versorgungsspannung für μ12 V erzielen, wobei die nachfolgenden Widerstandswerte Verwendung finden:

Widerstand Wert Widerstand Wert

Al
Rl
A3

30 k Ohm

40 k Ohm

960 k Ohm

42
53

8 k Ohm

10 k Ohm

5 kOhm

Es ist offensichtlich, daß die vorausstehend gegebenen Werte und Parameter nur beispielsweise die Erfindung beschreiben und daß durch Änderung der Parameter die Erfindung als solche und deren Wirkungsweise nicht beeinträchtigt wird. So kann z. B. ein größerer Fehler in der Schaltung wegen des Spannungsabfalls am Eingangsimpedanz-Widerstand M1 as,if Grund des Basisstromes des Transistors Tl auftreten. Um hier Abhilfe zu schaffen, kann ein Widerstand A4 anstelle der Leitung 65 zwischen den Verbindungspunkt /1 und die Basis 13 des Transistors 7*1 eingefügt werden. Bei einer gut angepaßten Stromverstärkung der Transistoren 7Ί und T2 erhält der Widerstand R 4 zweckmäßigerweise folgenden Wert:

/?4 = RHiIi₂

Der Spannungsabfall am Widerstand "4 auf Grund des Basisstromes des Transistors 7*1 wird sehr gut an den Spannungsabfall am Eingangsimpedanz-Widerstand R1 auf Grund Jes Basisstromes des Transistors T2 angepaßt Der Fehler auf Grund letzteren Stromes wird dadurch im wesentlichen ausgeschaltet Ein ganz besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung besteht darin, daß die Vorspannungsbedingungen durch die fundamentalen Charakteristiken der Halbleiter-Grenzschichten sowie durch das Verhältnis der Ströme h, h und das Verhältnis der Emitterbereiche der Transistoren Tl und 7*2 bestimmt wird. Im

to Speziellen brauchen die Werte für die Ströme h und i₃ nicht besonders sorgfältig kontrolliert werden. Da diese Ströme klein sein müssen, um den Spannungsabfall auf Grund des Basisstromes über den Eingangsimpedanz-Widerstand R 1 auf ein Minimum zu verkleinern, ergibt

ι -, sich daraus ein besonderer Vorteil, denn es ist sehr viel einfacher, zwei kleine Ströme für das Einhalten eines bestimmten Stromverhältnisses vorzusehen, als dieses Verhältnis durch einen absolut definierten Strom fesUüiegeii. Außerdem ergibt sich der Vorteil, daß die

:ii Vorspannungsverhältnisse unabhängig von der Versorgungsspannung sind.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

1. Patentansprüche:

   !,Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz zur Verstärkung eines Wechselstromsignals, mit einem Verstärkungstransistor mit einer Bootstrap-Rückkopplung vom Emitter zur Basis, wobei der Verstärkungstransistor mit seiner ersten Hauptelektrode an eine erste Stromquelle angeschlossen ist und an seiner Steuerelektrode mit dem Eingangssignal beaufschlagbar ist, während seine zweite Hauptelektrode über einen Widerstand mit der Klemme für die negative Versorgungsspannung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitterwiderstand des Verstärkungstransistors (T₂) in einen ersten (R₂) und einen zweiten (R₃) Widerstand unterteilt ist, daß der Verbindungspunkt (J₂) zwischen dem ersten (R^ und dem zweiten (Rj) Widerstand mit dem Emitter eines als Diode geschalteten zweiten Transistors (T₁) verbunden ist, dessen Kollektor mit einer zweiten Stromquelle (16) verbunden ist, während seine mit dem Kollektor gekoppelte Basis über den Rückkopplungswiderstand (R,) an die Basis des Verstärkungstransistors (T₂) angeschlossen ist, und daß der Emitterbereich des zweiten Transistors (Ti) eine Fläche hat, deren Größe in einem vorgegebenen Verhältnis zu der Größe der Fläche des Emitterbereichs des Verstärkungstransistors (T₂) ist, so daß eine vorgegebene Spannung an dem ersten Widerstand (R₂) abfällt, wodurch der Arbeitspunkt der Verstärkerschaltung derart festlegbar ist, daß die dynamische Eingangsimpedanz (Zi_n) möglich;,; groß ist
2. 2. Verstärker nach Ansprue 1, gekennzeichnet durch die Anordnung eines Stromverstärkers (40) zwischen dem Kollektor (21) des Verstärkungstransistors (T₂) und dessen Emitter.
3. 3. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Stromverstärker eine Darlington-Schaltung (Tj und T₈) ist, welche einen mit der ersten Stromquelle (17) verbundenen Eingang hat und deren Ausgang über einen Widerstand (55) mit dem Emitter des Verstärkungstransistors (T₂) verbunden ist, wobei eine Vorspannung-Schaltung (T₉, 54) zur Lieferung eines Vorspannungs-Stromes für die Darlington-Schaltung vorgesehen ist, welche zwischen deren Ausgang und das Bezugspotential geschaltet ist.
4. 4. Verstärker nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitterfläche des Verstärkungstransistors (T₂) größer ist als die Emitterfläche des zweiten Transistors (Tt).