DE2260042A1

DE2260042A1 - Stellglied fuer eine stabilisierungsschaltung mit getasteter regelung

Info

Publication number: DE2260042A1
Application number: DE19722260042
Authority: DE
Inventors: Manfred Dipl Ing Kuchenbecker
Original assignee: Zentronik VEB
Current assignee: Zentronik VEB
Priority date: 1972-01-05
Filing date: 1972-12-08
Publication date: 1973-07-19
Also published as: FR2167774A1; FR2167774B3; CS194261B1

Description

Anmelder: VEB Kombinat ZENTRONIK

Stellglied für eine Stabilisierungsschaltung mit getasteter Regelung

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Die Erfindung betrifft ein Stellglied für eine Stabilisierungsschaltung mit getasteter Reglung, insbesondere zur Speisung schneller Magnete in datenverarbeitenden Anlagen.

Die Ansteuerung schneller Magnete stellt bekanntlich für die stabilisierte Speisespannung eine starke Impulsbelastung dar, die ein entsprechend ausgelegte Stabilisierungsschaltung verlangt.

Infolge des hohen Spitzenstromes (ca. 8 A) sind Stabilisierungsschaltungen mit stetiger Regelung unvorteilhaft. Das Stellglied hat als veränderlicher Widerstand den gesamten Leistungsüberschuß der Spannungsquelle aufzunehmen. Der zulässige Impulsspitzenstrom wird durch die
Verlustleistung des Stellgliedes begrenzt. Zur Abführung des WärmeUberschusses ist ein beträchtlicher KUhlungsaufwand erforderlich.

Bekannt sind Stabilisierungssohaltungen mit getasteter
Regelung, wobei das Stellglied ein Leistungstransistor
ist, der in Serie mit einem Widerstand im Laststromkreis liegt und den Serienwiderstand periodisch über einen
bistabilen Trigger ein- und ausschaltet. Die Verlustleistung des Stellgliedes kann dadurch wesentlich kleiner gehalten werden, da in diesem Fall die Grenze der Belastungsfähigkeit durch den maximalen Kollektorstrom gegeben ist. Der Regelmeohanisraus wird durch eine parallel zur Last angeordneten Kondensator bewirkt, deijUber den
Serienwiderstand aufgeladen und über die Last teilweise
wieder entladen wird. Der Ausgangsgleichspannung ist eine Welligkeit überlagert, die durch die Entladezeit des
Kondensators über den Lastwiderstand bis zum Einsatz des bistabilen Triggers gegeben ist.

(Lennartß, Taeger "Transistörsohaltungstechnik
Seite 103 bis 104)

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Nachteilig ist die Verlustleistung im Serienwiderstand und die Welligkeit der Ausgangsgleiohspannung, deren Größe von der Verstärkung und von der Empfindlichkeit des Triggers abhängig ist»

Nachteilig ist, daß die Welligkeit der Ausgangsgleichspannung nur mit großem Aufwand an raumintensiven Bauelementen verringert werden kann.

Nachteilig ist, daß bei höheren Lastströmen der Kondensator relativ große Werte aufweisen muß, wobei zu berücksichtigen ist, daß der Ladestrom während der Einschaltzeit des Stellgliedes Werte annimmt, die ein Vielfaches des Laststromes sind.

Nachteilig ist, daß die Gesamtverluste einer derartigen , getasteten Regelung den Verlusten der stetigen Regelung entsprechen und somit bei größeren Strömen eine Verminderung der in Wärme umgesetzten Verluste nicht er-. reichbar ist.

Eine wirtschaftlichere Möglichkeit zur Stabilisierung der Speisespannung impulsgesteuerter Magnete ist durch die Verwendung eines steuerbaren Halbleiterventils (Thyristor) als Stellglied gegeben. Hierzu ist bekannt, den im Laststromkreis liegenden Serienwiderstand durch e inen/pul sgesteuerten Thyristor in der Art eines Halbleiterstellers periodisch zu überbrücken ("Der Elektroniker", 1971, Heft 4, Seite 181). Diese Lösung ist unbefriedigend, wenn nur ein Austausch zwischen Transistor und Thyristor erfolgt und der verlustbehaftete Serienwiderstand in der Schaltung verbleibt·

Geeigneter ist, die Speisespannung periodisch über den Halbleitersteller an die Last zu schalten und dadurch die vom Verbraucher aufgenommene Leistung zu steuern· Diese Variante hat den Vorteil, zumindest theoretisch ohne Verluste zu arbeiten.

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Ein Halbleitersteller für Gleichstrom, auch- als Gleich-

t stromsteller bezeichnet, besteht im wesentlichen aus einem periodisch betätigten Thyristorschalter, der im Takt einer Pulsfrequenz ein- und ausgeschaltet wird. Zur Senkung der Verluste im Schalter ist insbesondere bei einer Last mit induktiver Blindkomponente eine parallelgeschaltete Freilaufdiode notwendig, die den Stromfluß beim öffnen des Schalters aufnimmt. Im Gegensatz zum Transistor, der durch einen Steuerstrom sperrbar ist, kann ein Thyristor nur gelöscht werden, wenn sein Anodenstrom durch Null getrieben wird. Außerdem muß nach der Stromunterbrechung eine Schonzeit mit negativer Anodenspannung wirksam werden, damit der Thyristor seine Sperrfähigkeit wiedergewinnt, bevor wieder eine positive Anodenspannung anliegt. Diese allgemeine Bedingung ist für einen Wechselstromsteller durch den natürlichen Nüildurchgang des Stromes gegeben. Dagegen erfordert ein Gleichstromsteller eine besondere Schaltung mit Zwangskommutierung, wobei unter Zwangskommutierung Vorgänge zu verstehen sind, bei denen eine Zusatzspannung im Kommutierungskreis künstlich aufgebracht werden muß, weil natürliche Kommutierungsspannungen nicht vorhanden sind. Die erforderliche Zusatzspannung im Kommutierungskreis wird meist mit Kondensatoren aufgebracht, indem zur Unterbrechung des Thyristorstromes einem Löschkondensator ein Stromstoß entnommen wird, der dem fließenden Thyristorstrom kurzzeitig entgegengerichtet ist und diesen Uberkompensiert.

Mehrere Ausführungsbeispiele zur Zwangskommutierung sind in Heumann/Stumpe "Thyristoren" 1969, Seite 154 dargestellt und beschrieben.

Nachteilig ist, daß bei der Zwangskoramutierung eine im Verhältnis zur Freiwerdezeit des Thyristors beispiels-

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weise um den Paktor 1,5 größere Erholungszeit der Löscheinrichtung notwendig ist, um die Löschbereitschaft wiederherzustellen. Die Pulsfrequenz ist deshalb relativ niedrig. Der Gleichstromsteller benötigt mindestens einen Energiespeicher, beispielsweise eine Glättungsdrossel auf der Seite mit dem kleineren Gleichspannungsmittelwerte Diese Glättungsdrossel muß bei relativ niedriger Pulsfrequenz und hohen Spitzenströmen entsprechend groß dimensioniert werden, um einen ausreichend geglätteten Laststrom zu erhalten. Bei einem Verbraucher mit überwiegend induktiver Blindkomponente, beispielsweise Gleich-r Strommaschinen, sind die Voraussetzungen erfüllte Nachteilig ist, daß bei Verbrauchern mit geringerem induktiven oder kapazitiven Blindanteil eine zusätzliche Glättungsdrossel entsprechender Abmessungen in Reihe zur Last geschaltet werden muß. Nachteilig ist weiterhin, daß durch den'Einfluß der Löschspitze der Kondensatorspannung bei kleinen Lastströmen, insbesondere in der Nähe des Leerlaufes, Überschwingerscheinungen auftreten, die in Verbindung mit den Reaktanzen der Schaltkreise zu einer zusätzlichen Beanspruchung der Thyristoren und Dioden führen. Nachteilig sind schließlich noch die Kommutierunrsverluste_ö

Zweck der Erfindung ist mit vertretbarem Aufwand und wirtschaftlichem Einsatz von LC-Gliedern die genannten Nachteile zu vermeiden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde^ einen verlustarmen Gleichstromsteller zu schaffen, der als Stellglied für eine Stabilisierungsschaltung zur Speisung schneller Magnete geeignet ist, indem ohne Zwangskommutierung eine optimale Nutzung der IC-Energiespeicher erreicht und durch eine hohe Pulsfrequer.r auch eine volumenmäßige Verkleinerung der Siebmitte"! ermöglicht werden₀

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Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, indem ein thyristorgesteuerter Aufladekreis des Speicherkondensators den Längszweig und ein thyristorgesteuerter Entladekreis des Speicherkondensators den Querzweig eines Netzwerkes derart gestalten, daß der lade- und der Entladestroni des Speicherkondensators als Last strom nutzbar, der Speicherkondensator nur zur Speicherung einer Energiedifferenz, die proportional

tr

(Ue-Ua).ji_Th1.d

CUt=O

ausgelegt ist.

In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung werden der Aufladekreis durch einen Thyristor, eine Speicherdrossel, den Speicherkondensator und eine Diode; der Entladekreis durch einen zweiten Thyristor, die gpeicherdrossel, den Speicherkondensator und eine zweite Diode gebildet, sowie der Speicherkondensator durch eine dritte Diode überbrückt· In einer Weiterbildung der erfindungsgemäßen Lösung ist die Speicherdrossel derart angezapft, daß eine Hälfte der Speicherdrossel Bestandteil de*»s Aufladekreises und die andere Hälfte der Speicherdrossel Bestandteil des Entladekreises ist.

Im Gegensatz zum bekannten Stand der Technik ermöglicht der erflndungsgemäO ohne Zwangskommutierung unter Verwendung räumlich kleinerer Bauelemente ausgeführte Gleichstromsteller, eine Stabilisierungsschaltung mit einem verlustarmen Stellglied zur Speisung impulsgesteuerter Magnete mit hohen Spitzenströmen zu schaffen, die die geforderten Bedingungen hinsichtlich der zulässigen Helligkeit und Toleranz der Ausgangsgleichspannung erfüllt.

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Die Erfindung soll nachstehend an'zwei Ausführungsbeispielen näher erläutert werden. In der dazugehörigen Zeichnung zeigen;

Fig. 1: Grundschaltung eines der Lösung ähnlichen Prinzips,

Fig. 2: ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Lösung,

Fig. 3: eine Weiterbildung der Lösung nach Fig» 2,

Fig. 4: eine grafische Darstellung des zeitlichen Verlaufs der Thyristorströme und der Spannung des Speicherkondensators nach Fig. 2 und 3_S

Fig. 5: eine grafische Darstellung des zeitlichen Verlaufs der Anoden- Katodenspannungen, der Thyristoren und der Spannung des Speicherkondensators nach Fig. 3.

Bekanntlich kann ein Thyristor, wenn er einmal gezündet ist, nur durch Unterbrechung des Last Stromkreises oder zumindest durch Unterschreiten des Haltestromes gelöscht werden.

Gegenstand der Erfindung ist im Prinzip ein Gleichstromsteller, dessen Löschung nicht durch Zwangskommutierung, also durch Erzeugung einer Zusatzspannung, sondern durch geschaltete Blindelemente entsprechender Anordnung und Dimensionierung erfolgt. Auf einem ähnlichen Verfahren beruht die bekannte Lastkommutierung, wobei diese.aber voraussetzt, daß an der Last eine Wechselspannung entsteht. Damit ist die Lastkommutierung für die vorgenannte Anwendung, die eine gut geglättete Ausgangsgleichspa»- nung Ua voraussetzt, ungeeignet.

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In Fig. 1 ist eine Grundschaltung eines der Lösung ähnlichen Prinzips dargestellt. Der Gleichstromsteller, bestehend aus Thyristor Th1, der Speicherdrossel L und dem Speicherkondensator C, liegt an der Eingangsgleichspannung Ue. Wird der Thyristor Th1 gezündet, fließt über die Speicherdrossel L ein Strom iy, der bei idealen Bauelementen folgenden Verlauf nimmt:

(1) i_L = Io . sincOt

Der Momentanwert der Speicherkondensatorspannung u~ folgt der Gleichung (2):

(2) u_c = Ue · (1 - costot)

Wobei U3 die Kreisfrequenz des aus der Speicherdrossel L und dem Speicherkondensator C gebildeten Schwingkreises ist. Bei i/0 .t = ft = 180 wird der Momentanwert des Stromes i_T\zu Null, der Thyristor Th1 verlischt und die Speicherkondensatorspannung u_p kann sich über die Last entladen. Damit entsteht am Ausgang des Gleichstromstellers eine stark pulsierende Au3gangsgleichspannung Ua', deren Mittelwert in bekannter Weise durch die Pulsfrequenz des Thyristors Th1 verändert werden kann. Zur Siebung der pulsierenden Ausgangsgleichspannung Ua¹ ist zusätzlich eine Siebdrossel Ls und ein Siebkondensator Cs erforderlich. Am Ausgang des Siebgliedes ist die geglättete Ausgangsgleichspannung Ua verfügbar. Mit dieser Grundschaltung ist zwar ein natürliches Löschen des Thyristors Th1 ohne Zwangskommutierung erzielbar, jedoch ist die Lösung noch unbefriedigend. Die gesamte an den Ausgang des Gleichstromstellers zu übertragende Energie wird nach jedem Zünden des Thyristors Th1 zunächst in der Speicherdrossel L und Speicherkondensator C zwischengespeichert. Diese Bauelemente nüssen

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deshalb der .zu übertragenden Energie entsprechend
dimensioniert werden.

Zur- ausreichenden Glättung der Ausgangsgleichspannung Ua muß die Siebdrossel Ls wesentlich größer als die Speicherdrossel L sein und damit relativ große Abmessungen aufweisen. Die Siebdrossel Ls bildet mit dem Siebkondensator Gs außerdem ein Verzögerungsglied, dessen Zeitkonstante eine Regelung durch Schwingungseinsatz bei höherer Verstärkung erschwert.

Diese Nachteile werden erfindungsgemäß dadurch beseitigt, indem die Energieübertragung derart gesteuert in zwei Schritten erfolgt, daß in der Speicherdrossel L
und Speicherkondensator C nur eine Energiedifferenz Wd zwis'chenzuspeichern ist.

In Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Lösung dargestellt, wobei die bekannte Anordnung des Siebkondensators Cs am Ausgang der Schaltung nicht zum unmittelbaren Gegenstand der Erfindung -s«- rechnet« Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung soll ' der zeitlich gesteuerte Ablauf in zwei Schritten verfolgt werden: *

I.Schritt: Beim Zünden des Thyristors Th1 fließt über

Th1, über die Speicherdrossel L, den Speicherkondensator C und über die Diode D1 ein
Strom i_Tn-| zum Ausgang, dessen Verlauf die Gleichung (3) beschreibt:

Ue ₌ Ua

(3) i_Th1 = _CJ7 I - . sinurt

Der Verlauf der Spannung u„ über dem Speicherkondensator C ist:

(4) Up = (Ue - Ua) . (1 - coswt)

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- ίο -

Der Verlauf des Thyristorstromes i_T, , und der Speicherkondensatorspannung Uq in der Zeit ti ist in Fig. 4 dargestellt.

Am Ende dieses ersten Schrittes, also nach Ablauf der Zeit ti , ist bereits die Energie V/1 zum Ausgang übertragen worden: ct-

(5) W1 = Ua^i_Th1 d(iot)

Wobei nach Gleichung (4) im Speicherkondensator C selbst nur die Energiedifferenz V/d zwischengespeichert ist:

nc

Wd = (Ue - Ua)J i_TV| . d(O>t)

Analog ist auch die Speicherdrossel L entsprechend der Energiedifferenz IVd zu dimensionieren, die im wesentlichen darauf zurückzuführen ist, daß sowohl der Ladestrom als auch der Entladestrom des Speicherkondensators C als Ausgangsstrom genutzt werden. Folglich können beide Bauelemente wesentlich kleiner ausgeführt werden, wodurch insbesondere bei der Speicherdrossel L eine Masse- und Volumeneinsparung eintritt.

2.Schritt: Die im Speicherkondensator C gespeicherte

Energie (Gleichung 6) wird durch Zünden des Thyristors Th2 über den aus der Diode D2, dem Speicherkondensator C, der Speicherdro33el L und dem Thyristor Th2 gebildeten Entladekreis auf den Siebkondensator Cs umgeladen.

Nach Ablauf der Zeit ti , die dem I.Schritt entspricht, und der Zündung das Thyristors Th2, die den 2.Schritt einleitet, liegt die Pulspause tp1 (Fig. 4). Der Strom i_Th? durch den Thyristor Th2 verläuft zunächst nach Gleichung (7):

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- 11 -~

2Ue₌ 3Ua

und die Spannung u„ über dem Speicherkondensator C nach Gleichung (8)

(8) . u_c = Ua + (2 Ue - 5 Ua)«cosCOt'

bis die Speicherkondensatorspannung Up nach Ablauf der Zeit t2 zu Hull wird. Aus Gleichung (8) ist zu erkennen, daß die 3oeicherkondensatorspannung U_n bei CO t = 7Γ = 18G nur dann liull werden kann, wenn die Bedingung:

(9) Ue ^ 2 Ua

erfüllt ist.

Diese Bedingung bildet damit eine Voraussetzung zur Funktion der Schaltung.

Die Speicherkondensatorspannung u„ kann nicht negativ werden, da parallel zum Speicherkondensator C eine entsprechend gepolte Diode D3 angeordnet ist. Der Strom- und Spannungsverlauf ist in Fig. 4 dargestellt, wobei zu erkennen ist, daß nach Ablauf der Zeit t2, während der Zeitdauer t3 durch den Thyristor Th2 ein Strom irpup fließt, dessen Ursache der Abbau des gespeicherten magnetischen Feldes der Speicherdrossel L ist und der zu Beginn der Zeitdauer t3 den Anfangswert I aufweist. Der Verlauf des Momentanwertes dieses Stromes ίφ,_? läßt sich aus der Differentialgleichung:

(10) i.iiSfez ₌__Ua

dt

bestimmen:

Ua i_Th2 - I(t3 = 0) - £- . t

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Nach Fig. 4 wird nach Ablauf der Zeitdauer t3 der Strom i_Th2 Null und der Thyristor Th2 verlischt. Damit ist auch der 2.Schritt beendet und nach Ablauf der Pulspause tp2 ist der ursprüngliche Zustand wieder erreicht. Durch ein erneutes Zünden des Thyristors Th1 wird wieder der I.Schritt eingeleitet, der in Fig. 4 durch den Strornverlauf imu^ in der Zeitdauer ti angedeutet ist.

Die aus Fig. 4 ersichtlichen Pulspausen tp1;tp2 sind sehr klein und liegen in der Größenordnung der Freiwerdezeit der Thyristoren Th1;Th2.

Nach dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Lösung sind die Thyristoren Th1 und Th2 in Reihe angeordnet. Wird der Thyristor Th1 gezündet, muß verhindert werden, daß für den Thyristor Th2 der zulässige Wert des Differentialquotienten der Ausgangsspannung Ua nach der Zeit t:

(12) ' äHa

dt -

überschritten wird. Die gleiche Bedingung gilt für den Thyristor Th1, wenn der Thyristor Th2 gezündet wird.

In einer in Fig. 5 dargestellten Weiterbildung der erfindungsgemäßen Lösung wird diese Einschränkung umgangen, indem die Speicherdrossel L in Reihe zwischen den Thyristoren Th1;Th2 angeordnet ist und der Speicherkondensator C an die Mittelanzapfung der Speicherdrossel L geschaltet ist, wobei die Funktion des Lösungsprinzips im wesentlichen beibehalten wird. Abweichend ist der Verlauf der Spannungen *^;-«hi >^u?h2 ^üiDer Thyristoren Th1 ,'

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Der Verlauf der Anoden- Katodenspannung u^-j des Thyristoren Th1 ist nach Fig. 5 folgender: Zum Zeitpunkt ti = O ist u_Th1 = Ue. Wird Th1 zu Beginn des I.Schrittes gezündet, ist während der Zeitdauer ti die Anoden-Katodenspannung u_Tll1 = O. Nach Löschen des Thyristors Th1 wird u™. ^ während der Pulspause tp1 negativ. Zum Zeitpunkt t2 = 0 steigt u^-j während der Zeitdauer (t2 + t3) des 2.Schrittes über den Wert der Eingangsgleichspannung Ue an und sinkt während der Pulspause tp2 auf Ue ab. Der Verlauf der Anoden-Katodenspannung IW^ des Thyristors Th2 ist nach Fig; 5 folgender: Zum Zeitpunkt ti = O ist UmI₁O negativ und erreicht während der Zeitdauer ti fast den doppelten Wert der Eingangsgleichspannung Ue, fällt zu Beginn der Pulspause tp1 auf einen Viert unterhalb U_e ab und sinkt nach dem Zünden von Th2 auf Null. Während der Zeitdauer des 2.Schrittes (t2 + t3) bleibt Umup = °> wird nach Ablauf von t3 negativ und behält diesen Wert während der Pulspause tp2 bei. Dieses zweite Lösungsbeispiel hat insbesondere den Vorteil, daß jeweils während der Zeiten ti bzw. t2 die Anoden—Kato-

2"~ 2" denspannung u„.| bzw. u,^? des Thyristors Th1 bzw. Th2 negativ wird und diese Zeiten als Freiwerdezeiten genutzt werden können.

Dadurch können die Pulspausen tp1 und tp2 zu Null gemacht werden. Infolge der sehr kleinen, g^gen Null gehenden Pulspausen, sind relativ hohe Pulsfrequenzen in der Größenordnung von 10 kHz erreichbar. Der Aufwand an Siebmitteln Ls ; Cs zur Glättung der Ausgangsgleichspannung Ua kann somit niedrig gehalten werden. Dieser Vorteil wirkt sich insbesondere im Volumen und Masse der Bauelemente aus und erlaubt eine kompakte Bauweise mit kleinem Raumbedarf.

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Claims

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Patentansprüche:

Stellglied für eine otabilisierungsschaltung mit getasteter Regelung zur Speisung schneller Magnete, das als Gleichstromsteller mit Thyristoren ausgebildet ist und als Energiespeicher LC-Blindelemente vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß ein thyristorgesteuerter Aufladekreis des Speicherkondensators C den Längszv/eig und ein thyristorgesteuerter Sntladekreis des Speicherkondensators C den Querzweig eines Netzwerkes derart gestalten, daß der Lade- und der Entladestrom des Speicherkondensators C als Laststrom nutzbar und der Spgiülierkoridensator C nur zur Speicherung einer Energiedifferenz Wd ausgelegt ist.

Stellglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet} daß der Aufladekreis durch einen Thyristor Th1, die Speicherdrossel L, den Speicherkondensator C und eine Diode D1; der Entladekreis durch einen Thyristor Th2, die Speicherdrossel L, den Speicherkondensator C und eine Diode D2 gebildet sind.

Stellglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dai? die Snergiedifferenz V/d proportinal

₁₁₁₁ d(u> ty ist.

Wf-O

Stellglied nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicherdrossel derart angezapft ist, daß eine Halfte der Speicherdrossel L Bestandteil des Aufladekreises und die andere Hälfte der Speicherdrossel L Bestandteil des Entladekreises ist.

5. Stellglied nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Seeicherkondensator C durch eine Diode D3 überbrückt ist.

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