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Schaltungsanordnung zum Übertragen von Telecommand- und Telemetriesignalen
in Codemultiplex-Übertragungsanlagen Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
zum Übertragen von Telecommand- und Telemetriesignalen von einer Bodenstation zu
dem für Nachrichtenübertragungen als Relaisstation dienenden Transponder eines Satelliten
und umgekehrt in Codemultiplex-Übertragungsanlagen, bei der für die Signalübertragung
die für den Nachrichtenaustausch vorgesehenen Übertragungsbänder ausgenutzt werden
und bei der zur Kennzeichnung der Telecommandsignale ein sich periodisch wiederholender
erster Binärcode und für die Telemetriesignale ein zweiter Binärcode benutzt werden,
wobei im Transponder ein zum SummensignaL zuaddierter Träger durch die Telemetriesignale
phasenumgetastet wird.
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In Codemultiplex-Ubertragungsanlagen erfolgt der gleichzeitige Nachrichtenaustausch
zwischen mehreren Sende- und Empfangsstationen gemeinsam in dem'begrenzten Frequenzband
einer Relaisstation, die beispielsweise der Transponder eines Satelliten ist, und
die das empfangene Summensignal aller Sendestation verstärkt und in einem anderen
Frequenzband wieder aussendet. Das von den Sendestationen erzeugte hochfrequente
Signal ist durch Phasenumtastung mit zwei unterschiedlichen Modulationsarten beaufschlagt.
Durch die erste Modulation wird dem Träger ein Adresscode überlagert. Diese Modulation
erlaubt den VieLf'achzugriff vieler Sendestationen im gleichen Frequenzbereich zum
Übertragungsweg und stellt die codierte Adresse der gewünschten Empfangsstation
dar, so dass bei jeder Empfangsstation der Empfang des für sie bestimmten Trägers
durch Korrelation mit dem empfangsseitig erzeugten und mit dem EmpfangssignaL synchronisierten
gLeichen Adresscode mögLich ist. Durch die'zweite Modulation wird die zu iibertragede
codierte Nachricht dem Adresscode überlagert.
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Für die Steuerung des Transponders eines Satelliten werde zwischen
einer Bo(len9tation und dem SateLLiten Telecomrnand-und Telemetriesignale ausgetauscht.
Da für diese Signale eine hohe Störsicherheit notwendig ist, erfolgt der Austausch
der SteuersignaLe im CodemultipLex-Verfahren. I)ie
hohe Störsicherheit
dieses Verfahrens ist darin begründet, dass bei der Korrelation des empfangenen,
durch den Code gespreizten Trägersignals mit der Eigenadresse ein Gewinn entsteht,
der gleich dem Quotienten aus der Spreizbandbreite und der Nachrichtenbandbreite
ist. Dieses Steuersystem besteht aus einem Codemodulator in der sendenden Bodenstation
und einem Codedemodulator im Satelliten. Es wird im Satelliten ein Teil der Leistung
des ankommenden Summensignals mit dem für das Telecommandsignal vorgesehenen Code
multipliziert. Es mus dabei der im Transponder zugesetzte Code mit dem empfangenen
synchronisiert sein. Dazu werden die beiden Codes in einem Korrelations- und Synchronisiernetzwerk
(Delay-Lock-Loop) miteinander verglichen und der Codegenerator im Transponder auf
Synchronlauf eingeregelt.
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Die Anforderungen an diese Regelschleife sind sehr hoch. Es entstehen
besonders bei .-er r Fi iterung des Empfangssignals grosse Unsicherheiten, da das
Signal durch den Dopplereffekt der Aufwärtsstrecke und die Frcuenzschwankungen des
Umsetzoszillators Frequenzabiagen bis zu einigen kHz erhalten haben kann, so dass
neben der phasenregelung auch eine Frequenzgrobregelung notwendig ist um das Fangen
der Synchronisierschleife überhaupt zu ermöglichen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Übertragung der TeLecommand-
und Telemetriesignale auch bei niedrigem Störabstand mit einer Bitrate von mindestens
100 Bit/s
sicherzustellen und die bei Frequenzablagen entstehenden
Synchronisationsschwierigkeiten im Satelliten zu umgehen.
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Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass im Transponder das im ersten
Übertragungsband empfangene, aus Nachrichten- und Telecommandsignalen bestehende
Summensignal mit dem ersten Binärcode demoduliert wird und gleichzeitig zu dem im
anderen Übertragungsband abzustrahlenden Summensignal der einem Träger aufmodulierte
zweite Binärcode zuaddiert wird, wobei der periodische Anfangszeitpunkt des zweiten
Binärcode Illit dem Anfangszeitpunkt des für die Demodulation benutzten ersten Codes
im Transponder exakt übereinstimmt, und dass sich die Bodenstation zunächst auf
den Takt und die Phase des ersten und des zweiten Codes unabhängig voneinander synchronisiert
und anschliessend den ersten Code mit dem Codetakt des zweiten Codes einem Träger
autmoduliert, abstrahlt und so lange zeitlich verschiebt bis im Empfänger der Bodenstation
der Anfangszeitpunkt des zweiten Codes mit dem Anfangszeitpunkt des vom Satelliten
zurückempfangenen ersten Codesübereinstimmt.
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In der technischen Weiterbildtlng des ErfindungsgedankenS sind für
die zeitliche Verschiebung des in der Bodenstation erzeugten ersten Codes sowohl
eine auf den Phasenvergleich zwischen den in der Hodenstation empfangsseitig erzeugten
beiden
Codes ansprechende Grobregelschleife aLs auch eine auf einen Phasenvergleich der
Steuertakte der beiden Codes ansprechende getaktete Feinregelschleife vorgesehen.
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Es ist die minimale Abtastperiode der Regeltastung gleich der doppelten
Laufzeit der Signale zwischen der Bodenstation und dem Satelliten. Es beaufschlagt
das verstärkte Abtastsignal der Feinregelschleife den spannungsregelbaren Steueroszillator
des sendeseitigen Codegenerators sowohl über einen Integrator aLs auch unmittelbar.
Es kann der erste Code aus dem zweiten Code durch eine vorgegebene zeitLiche Verschiebung
ableitbar sein, wobei die Synchronisationseinrichtungen der Bodenstation für die
Synchronisierung beider Codes ausnutzbar sind. Es kann aber auch der zweite Code
durch eine mod-2-Addition zweier Codes ableitbar sein.
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Hierdurch werden die Vorteile erreicht, dass die C«<le- und Frequenzregelschleifen
in die Bodenstation verLegt werden und daher im Satelliten entfallen. Es wird nämlich
das gespreizte TelecommandsignaL am Horden so ausgesendet, d(1> im Transponder
genau ph.1senrichtig mit dem dort erzeugten Code zusammenpasst. Es wird das gesendete
Telecommandsignal nach seiner Umsetzung im Transponder wieder in der Hodenstation
empfangen, wobti die genaue PhasenLage des freilaufenden Codegenerators zu der des
gespreizten SignaLs- im Transponder in der Uodcnstatin erkennbar ist. hierfür wird
der zweite Code, der mit dem im Transponder erzeugten ersten
Code
phasenstarr verbunden ist, in das Nachrichtenband eingekoppelt. Es lässt sich nun
die Phasenbeziehung am Boden durch Vergleich der beiden empfangenen Signale Cl und
C2 ermitteln, weil beide Signale auf der Strecke zwischen dem Satelliten und der
Bodenstation die gleichen Änderungen erfahren haben. Es sind zwar Abweichungen erst
nach der Laufzeit erkennbar und es wirkt sich die daran anschliessende Änderung
des Sendesignals im Satelliten wiederum erst nach der Laufzeit aus, es wird jedoch
diese grosse Totzeit durch die Art der Tastung der Regelung und durch eine über
die doppelte Laufzeit wirksame Tstabilität überwunden.
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Die Erfindung wird an Schaltbildern erklärt.
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Fig.l zeigt das Blockschaltbild der Codereregelung.
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In Fig.2 sind EinzeLheiten des Aufbaues der Codegrobregelschleife
dargestellt.
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Fig.3 zeigt die getastet arbeitende Feinregelschleif<'.
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Bei der in Fig.l dargesteLlten Code-Regeleinrichtung werden Steuerdaten
an den Eingang TC der für den Signalaustausch vorgesehenen Bodenstation BSTa angeliefert.
Diese Telecommand-Steuerdaten, die eine niedrige Bitrate-aufweisen,
werden
im Modulator lMl mit dem im Generator ICI erzeugten Spreizcode C1 modulo 2 zusammenaddiert.
Es stimmt dabei jeweils eine Periode des Codes Cl mit der Dauer eines Bit des Signals
TC überein. Nit dem erhaltenen Signal wird im Modulator 1M2 eine Frequenz ZFI in
ihrer Phase umgetastet.
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Nach der Umsetzung der Frequenz ZFl im Modulator 1M3 in die Trägerfrequenz
RFl wird das Signal ausgesendet. Es wird nach der Laufzeit Tl im Transponder Tp
des Satelliten empfangen.
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Das empfangene Summensignal wird nach seiner Umsetzung auf die satelliteneigene
Frequenz ZF2 auf die beiden Zweige Zl, Z2 aufgeteilt. Der Zweig Zl bildet mit dem
dargestellten Laufzeitglied Ta den Nachrichtenübertragungsweg. Im Zweig Z2 wird
im Modulator 2M2 dem Summensignal der im Generator 2C1 erzeugte Code C1 zur Beseitigung
der Spreizung des Signals TC zugesetzt. Es findet jedoch die Demodulation nur dann
statt, wenn der empfangene und der im Generator 2C1 erzeugte Code genau synchronisier
f.: sind. Ist diese Synchronisation vorhanden, so kann der TC-Takt direkt dem Codegenerator
2C1 ent- -nommen werden. Das codemodulierte Telecommandsignal ist am Ausgang des
multiplikativen Mischers 2M2 entnehmbar und kann einem nicht dargestellten Phasendemodulator
zugeführt werden.
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Phasenstarr mit dem Codegenerator 201 ist ein Generator für den Code
C2 gekoppelt. Es können an sich die beiden Codes Cl und C2 durch eine vorgegebene
gegenseitige zeitliche Vcrschiebung voneinander ableitbar sein. Bei der in Fig.1
dargestellten
Anordnung besteht der Codegenerator für den Code C2
aus den Generatoren 2C21 und 2C22, die die beiden Referenzcodes C21 und C22 erzeugen.
Der aus diesen beiden Codes durch Multiplikation gebildete Code C2 wird für die
hier beschriebene Synchronisierung zur Bodenstation zurückgesendet. Er wird vorzugsweise
zur Übertragung der Telemetriedaten TM des Satelliten mit ausgenutzt. Nach der Phasenumtastung
eines Zwischenträgers FM im Modulator 2M5 und gegebenenfalls nach einer weiteren
Umsetzung auf eine Zwischenfrequenz ZF2 wird der gespreizte TM-Kanal in den Nachrichtenweg
eingekoppelt. Das Laufzeitausgleichsglied Ta im Nachrichtenweg Zl gleicht Unterschiede
zwischen den Wegen 21 und Z2 bis auf einen kleinen Bruchteil eines Codelementes
aus. Nach der Umsetzung in das Übertragungsband RF2 wird das Summensignal vom Satelliten
abgestrahlt und nach der Laufzeit T2 in der Bodenstation BSta empfangen und im Modulator
3M1 auf die Zwischenfrequenz ZF3 umgesetzt.
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Auf der Empfangsseite der Bodenstation sind zwei voneinander unabhängige
Korreiationsnetzwerke 3KCl, 3KC2 für den Code C1 und für den aus den Codes C21,
C22 gebildeten Code C2 vorgesehen. Das Korrelationsnetzwerk 3KCI wird durch den
Codegenerator 3C1 und das Korrelationsnetzwerk 3KC2 durch den Codegenerator 3C2
gesteuert. Die Ausgangsspannungen der Korrelationsnetzwerke, die im Falle der Phasengleichheit
des erzeugten Codes mit deiii Empfangssignal 0 sind, werden jeweils
über
einen Tiefpass TP einem spannungsregelbaren Oszillator VCO zugefiihrt, der den Steuertakt
für den zugeordneten Codegenerator liefert, Diese Regel schleifen bewirken die getrennte
Synchronisation der beiden Codegeneratoren mit dem Empfangssignal, also auf den
Takt und die Phase des empfangenen ersten und zweiten Codes.
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Die über den Satelliten verlaufende Regelschleife selbst enthält eine
Grobregelschleife St, die dann anspricht, wenn die beiden empfangenen Code um mehr
als ein Bit auseinandergelaufen sind, und eine getastete Taktphasen- und Taktfrequenz-Regelschleife
Reg, die beide den Takt des Sendecodegenerators ICI so regeln, dass er auf der Empfangsseite
mit dem vom Satelliten kommenden Codetakt C2 exakt in Frequenz und Phase übereinstimmt.
Kleinere Laufzeitunterschiede sind dabei durch in die Code- bzw. Taktleitungen eingeschaltete
Laufzeitglieder 61 ausgleichbar.
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Für die Durchführung einer Anfangssynchronisation sendet die Bodenstation
BSTa ihr Codesignal Cl mit beliebiger Phasenlage ab und versucht nach der Laufzeit
AT = TI + Ta + T2 auf das eigene vom Satelliten zurück gesendete Signal zu synchronisieren.
Hierzu muss sie maximal Ql.fpn Bit absuchen, wobei fpn die Taktfrequenz des Codes
C1 ist. Die ausnutzbare Suchrate ist dabei desto kleiner, je schlechter der Störabstand
ist. Gleichzeitig versucht die Bodenstation auf den TM-
Spreizcode
C2 des Satelliten zu synchronisieren. Ist in beiden Korrelationsnetzwerken die Synchronisation
erfolgt, so wird im Code-Vergleicher CVl die Phasenverschiebung der beiden Codes
gemessen und durch ein Stellsignal über die Leitung St der Sendecodegenerator ICI
um diese Differenz bis auf ein Bit genau weitergeschaltet.
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Die Schaltungseinzelheiten dieser Codegrobregelung sind in Fig.2 dargestellt.
Die einzelnen Stufen der Codegeneratoren 3C1 und 3C2 sind über Konjunktionsschåltungen
G1, G2 so miteinander verknüpft, dass an ihrem Ausgang jeweils zu Beginn einer Codeperiode
ein Impuls erscheint. Diese Impulse werden jedoch so lange unterdrückt bis an beiden
Eingängen der Schaltung G3 das Synchronisierzeichen der beiden Korrelationsnetzwerke
3KC1, 3KC2 anliegt. Es setzt dann der Ausgangsimpuls der Schaltung G1, der den Beginn
einer Codeperiode C1 markiert, das Flip-Flop FF. Das jetzt an dessen Ausgang anstehende
SignaL sperrt die beiden Codegeneratoren 1C1 und 3C1 so lange bis der Ausgang der
Schaltung G2 das Flip-Flop FF wieder in seine Ausgangslage zurücksetzt, so dass
beide Generatoren Cl weiterlaufen. Während der Sperrzeit werden in den Sendefluss
Füllbit eingeblendet um den Bitfluss nicht zu unterbrechen.
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Zugleich mit dem Flip-Flop FF wird ein monostabiler Multivibrator
MF angestomsen, der die Synchronisierschleife des Codes
C1 für
eine die doppelte Laufzeit um mindestens eine Periodendauer übersteigende Zeitspanne
abschaltet um einen Einfluss von Störsignalen zu unterbinden. Allerdings können
nach der Wiedereinschaltung nach Verstreichen dieser Zeitspanne der empfangene und
der zugesetzte Code wegen des Dopplereffektes und infolge von Instabilitäten der
Taktgeneratoren etwas auseinander gelaufen sein. Das Korrelationsnetzwerk für C1
kann aber schnell wieder synchronisieren, da die Abweichung meist noch innerhalb
des Regelbereichs liegt.
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Durch diese Grobregelung sind die Codes C1 und C2 annähernd aufeinander
synchronisiert. Die in Fig.1 mit Reg bezeichnete Feinregeleinrichtung hat die Aufgabe,
die Taktfrequenz und die Phase des TC-Signals sendeseitig so nachzuregeln, dass
sie in der Bodenstation phasengenau mit dem empfangenen TM-Signal übereinstimmt.
Da jedoch eine stetige Regelung wegen der Laufzeit tT bedingten Totzeit des Systems
nicht durchführbar ist, ist eine getaktete'Regelung vorgesehen, deren Schaltungseinzelheiten
in Fig.3 besonders dargestellt sind.
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Die Takte der beiden Codes C1, C2, die aus dem Empfangssignal in je
einer Phasen-Synchronisierschleife PLLI, PLL2, die über die Korrelationsnetzwerke
3KCl, 3KC2 (Fig. 1) verlaufen, nach Frequenz und Phase zurückgewonnen sind, werden
einem Vergleicher V zugeführt, dessen Ausgangssignal der jeweiligen
Phasendifferenz
der beiden Steuertakte entspricht. Das durch das Filter TP Von höheren Frequenzanteilen
gereinigte Signal wird durch den Schalter Sa abgetastet. Die Abtastperiode ist mindestens
gleich der Laufzeit AT des Signales. Grösse und Vorzeichen des Abtastwertes sind
ein Mass für die Phasendifferenz der.beiden Signale im Abtastzeitpunkt. Nach dem
Durchlaufen des Verstärkers V2 wird mit diesem Wert während der Abtastzeit der spannungsregelbare
Steuertaktgenerator VCO des Code generators lC1 angesteuert und dadurch während
dieser Zeit dessen Frequenz derart verändert, dass die Phasendifferenz ausgeglichen
ist.
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Liegt eine Frequenzabweichung vor, so würde jedoch trotz Phasenkorrektur
der nächste Abtastwert wieder das gleiche Vorzeichen haben wie der vorhergehende
Wert. Es müssen daher neben der Phase auch kleine Frequenzdifferenzen ausgeregelt
werden. Dazu werden die Abtastwerte über das Integrierglied I und einen Verstärker
Vi zugeführt, so dass zwischen zwei Abtastwerten am Eingang des spannungsregelbaren
Takt-Oszillators VCO die konstante Ausgangsspannung des Integriergliedes anliegt.
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Nach dem Erreichen der Anfangssynchronisation können die Codes CI,
C2 für die Übertragung der Telecommand- und Telemetriesignale zur Verbesserung des
Störabstandes auf grössere Codelängen umgeschaltet werden.