DE2138612C3

DE2138612C3 - Schaltungsanordnung zur Messung der Geschwindigkeitsänderung oder sich rasch ändernder Momentanwerte der Geschwindigkeit rotierend oder gradlinig bewegter Körper

Info

Publication number: DE2138612C3
Application number: DE2138612A
Authority: DE
Inventors: Gerhard Guenter 7301 Berkheim Gassmann
Original assignee: Deutsche ITT Industries GmbH
Current assignee: TDK Micronas GmbH
Priority date: 1971-08-02
Filing date: 1971-08-02
Publication date: 1980-06-19
Also published as: DE2138612B2; ZA725085B; FR2148122B1; BR7205193D0; DE2138612A1; IT963614B; GB1384729A; FR2148122A1; SE379428B; ES405405A1; US3808560A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Messung der Geschwindigkeitsänderung oder sich rasch ändernder Momentanwerte der Geschwindigkeit rotierend oder gradlinig bewegter Körper mittels der bei dieser Bewegung durch optische oder magnetische Abtastung eines Rasters hervorgerufenen Wechselspannungen, die von zwei Abtastern abgegeben werden, wobei die Abtaster derart gegeneinander versetzt sind, daß die abgegebenen Spannungen eine Phasenverschiebung von 90° aufweisen und wobei die abgegebenen Spannungen von einer durch einen Hochfrequenzgenerator zugeführten Trägerfrequenzspannung überlagert sind und wobei ein phasendrehendes Netzwerk derart angeordnet ist, daß die einseitenbandmodulierte Trägerfrequenzspannung ein Maß für die Geschwindigkeitsänderung ist. v,

Geschwindigkeitsänderungen geradlinig oder rotierend bewegter Körper werden im allgemeinen durch Kraftaufnehmer registriert, weil Geschwindigkeitsänderungen zwangsläufig Brems- bzw. Beschleunigungskräfte verursachen. Diese bekannten Verfahren haben jedoch den Nachteil, daß die Geschwindigkeitsänderung einer elektrischen Größe, z. B. einer elektrischen Spannung, also einem Analogsignal entspricht. In vielen Fällen ist dagegen eine digitale Darstellung der Meßgröße erwünscht. Um dieses Ziel zu erreichen, ist es e>5 bereits bekannt, durch optische oder magnetische Abtastung eines Rasters Wechselspannungen zu erzeugen, die in ihrer Frequenz der Augenblicksgeschwindigkeit entsprechen. Geschwindigkeitsänderungen werden dann als Frequenzänderungen registriert Dieses prinzipiell zufriedenstellende Prinzip hat jedoch praktisch dort seine Grenze, wo die Anwendung eines sehr feinen Rasters aus Umweltgriinden (Schmutz, Wasser und dergleichen) nicht möglich ist Wird das Raster jedoch sehr grob, z. B. in Form einer Zahnscheibe mit Zahnabständen von einigen Millimetern, realisiert, so ist eine sehr schnelle Messung der Geschwindigkeitsänderung nicht möglich, weil das Meßergebnis jeweils von dem zeitlichen Abstand zweier aufeinanderfolgender Impulse abhängt Bei den Positioniersteuerungen oder ähnlichen Anwendungen, z. B. Antiblockiereinrichtungen für Bremsen, besteht jedoch die Forderung, daß Geschwindigkeitsänderungen in einer Zeit erfaßt werden, die merklich kurzer ist als die Dauer der durch die Abtastung erzeugten Impulsperioden. Eine Verringerung des Impulsabstandes ist in diesen Fällen mit Rücksicht auf die rauhen Umweltbedingungen nicht möglich.

Unabhängig von dem dargestellten Problem ist es aus der US-PS 35 82 781 bereits bekannt, zwei Abtaster, z. B. Fotozellen oder Magnetköpfe, zur Abtastung des Rasters zu verwenden und diese beiden Abtaster so gegeneinander zu versetzen, daß die abgegebenen Impulsspannungen oder Sinusspannungen eine Phasenverschiebung von 90° aufweisen. Den Impulsspannungen wird eine hochfrequente Spannung überlagert, ein überlagertes Signal wird direkt in einen Mischer gegeben, das andere überlagerte Signal wird über einen Phasenschieber gleichfalls dem Mischer zugeführt. Der Phasenschieber muß hierbei so ausgeführt sein, daß er über einen durch die minimale und maximale Umdrehungsgeschwindigkeit des Rasters bestimmten Frequenzbereich eine konstante Phasenverschiebung um 90° sicherstellt. Dies läßt sich jedoch mit sehr hohem elektronischen Aufwand nur ungefähr erreichen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die aufgeführcen Nachteile zu vermeiden und trotz der relativ groben Rasterung eine kostengünstige Meßeinrichtung zu schaffen, die Geschwindigkeitsänderungen erfaßt, die zeitlich weit innerhalb des Zeitbereiches zweier aufeinanderfolgender Abtastimpulse liegt, wobei nach wie vor die Bedingung erfüllt sein soll, daß das abgegebene Meßsignal ein digitales Signal ist.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das phasendrehende Netzwerk direkt einem Ausgang des Hochfrequenzgenerators nachgeschaltet ist, so daß der abgegebenen Spannung eines Abtasters die um 90° phasenverschobene Trägerfrequenzspannung überlagert wird. Das phasendrehende Netzwerk kann nun elektronisch einfach ausgeführt werden, da nur die hochfrequente Spannung konstanter Frequenz des Hochfrequenzgenerators um 90° phasenverschoben werden muß. Man erhält so eine einfache, kostengünstige Meßeinrichtung.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Schaltungsanordnung wird dadurch erreicht, daß die modulierten Signale additiv miteinander verknüpft werden und die Frequenz bzw. die Periodendauer des durch die Addition gewonnenen Signals die Geschwindigkeit des bewegten Körpers darstellt.

Eine Ausführung der Erfindung wird anhand der Zeichnungen im folgenden erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zur Gewinnung eines drehzahlabhängigen Signals,

Fig. 2 eine Schaltungsanordnung zur Aufbereitung und Darstellung des drehzahlabhängigen Signals,

Fig.3a das Ausgangssignal eines magnetischen Abtasters,

F i g. 3b das drehzahlabhängige Signal.

Durch die Einseitenbandmodulation einer hohen Trägerfrequenz Ω mit den von den Abtastern abgegebenen Wechselspannungen der Frequenz ω entsteht eine Spannung mit der Frequenz

Ω\ = Ω — <aoderß2 = Ω + ω.

Diese Frequenz hat viele Perioden innerhalb einer Periode der von den Abtastern abgegebenen Wechselspannungen. Bei der bekannten Einseitenbandmodulation einer Trägerfrequenz mittels eines NF-Signals, z. B. eines Sprachsignals, werden Zeitverzögerungen dadurch hervorgerufen, daß ein Teil des NF-Signals mit Hilfe eines komplizierten Filters in einem möglichst großen Frequenzbereich um 90° phasenverschoben wird. Diese Aufgabe ist nie exakt lösbar, weil sie lediglich für einen bestimmten Frequenzbereich angenähert werden kann. Im Gegensatz dazu ist bei der vorliegenden Anwendung die 90° -Bedingung der beiden niederfrequenten Wechselspannungen dadurch gegeben, daß zwei Abtaster verwendet werden, die räumlich so angeordnet sind, daß die abgegebenen Wechselspannungen zwangsläufig immer und damit auch bei allen, auch extrem niedrigen Frequenzen um 90° phasenverschoben bleiben. Im Gegensatz zu den bekannten Schaltungen zur Einseitenbandmodulation findet hier somit keine Zeitverzögerung Anwendung, so daß grundsätzlich nur Augenblickswerte verarbeitet werden und somit die Augenblicksfrequenz

Ω, = Ω — ω

trägheitslos der Änderung von ω folgt. Da jedoch Ωι eine wesentlich höhere Auflösung hat (wesentlich mehr Perioden) als ω, ist es auf diese Weise gelungen, Abweichungen der Wechselspannungen von der Sinusform durch Änderungen von ω zu ermitteln und damit Augenblickswerte zu ermitteln, die weit innerhalb einer Periode der von den Abtastern abgegebenen Wechselspannungen liegen.

In Fig. 1 ist 1 eine Zahnscheibe, die auf der gleichen Achse angeordnet ist wie das rotierende Maschinenteil, dessen Drehgeschwindigkeit überwacht werden soll. 2 und 3 sind in diesem Beispiel zwei Geber, die bei konstanter Drehung der Scheibe 1 infolge der vorbeigleitenden Zähne Sinusspannungen abgeben. Zur Erreichung dieses Zieles können die Zähne entsprechend geformt sein oder der Abstand der Geber wird unter Inkaufnahme einer entsprechenden Verringerung der Ausgangsamplitude soweit von der Zahnscheibe entfernt, daß die Ausgangsspannungen mit sehr guter Näherung sinusförmig sind. Die beiden von dem Geber 2 und Geber 3 abgehenden Sinusspannungen werden den multiplikativen Mischern 4 und 5 zugeführt. 6 ist ein Hochfrequenzgenerator, dessen konstante Frequenz als Trägerfrequenz dient. Die von ihm abgegebene Wechselspannung wird einem Mischer 5 direkt und dem anderen Mischer 4 über ein phasendrehendes Netzwerk 7, welches das Hochfrequen :-;gn;u um 90° phasenverschiebt, zugeführt. Die Ausgangsspannungen dieser beiden Mischer werden in der Additionsschaltung 8 zu einer Summenspannung addiert. Diese Summenspannung hat die Frequenz

Ω, = Ω - ο.

Eventuell auftretende geringfügige Reste der Frequenz Ω und der Frequenz Ω+ ω können dadurch beseitigt werden, daß man das Summensignal mit · einem Begrenzer 9 begrenzt. Das so gewonnene digitale Signal mit der Frequenz

Ω, = Ω - ω

kann, wie Fig.2 zeigt, über eine beliebig lange Übertragungsstrecke übertragen werden. Am Ende der Übertragungsstrecke 10 kann das Signal in einem Verstärker 11 verstärkt werden, anschließend erneut in

ίο einem Begrenzer 12 begrenzt werden. Durch diese Begrenzung wird es von Rausch- und Störspannungen, die auf der Übertragungsstsecke entstanden sind, befreit. Zur endgültigen Auswertung kann das Digitalsignal mit einem Diskriminator 13 in ein Analogsignal zurückverwandelt werden. Dieses Analogsignal hat den großen Vorteil, daß es im Vergleich zu einem über eine Übertragungsstrecke übertragenen Analogsignal wesentlich störunempfindlicher ist und Schwankungen der Umlaufgeschwindigkeit bereits innerhalb einer Periode der von den Gebern 2 und 3 abgegebenen Spannungen ausgewertet werden können.

Nachfolgend sei die an sich bei Einseitenbandmodulation bekannte Bildung der Frequenz

Ω, -

— ω

hergeleitet. Es gilt

Li = U ■ siruot

Ausgangssignal des Gebers 2
f/> = U ■ cosiut

Ausgangssignal des Gebers 3

Ausgangssignal des Hochfrequenzgenerators 6

Ausgangssignal des phasendrehenden Netzwerkes7

Mit L/ist die maximale Amplitude der Geberspannungen 2, 3, mit Uu die maximale Amplitude der Wechselspannung des Hochfrequenzsignals bezeichnet. An den Ausgängen der Mischer 4 und 5 liegen dann die modulierten Signale ίΛ« und ίΛ« an, die zu dem Summensignal (Λ/4 + U\n zusammengefaßt werden.

U_U4 = U-Uu- sin .'-'/ ■ sin nt

COS(.'_> - r.i) I - COSl-'.' U\i5 = U ■ Uu · COS Ut ■ COS int

U\u + Ums = -, " [2COSl.'.' - ..,) (]

= U ■ U_n ■ cos!.'.' - α,) ι

= U ■ Un ■ cos .'-', t

Da

cos ω t

mit einem separaten Geber und nicht, wie sonst bei Einseitenbandmodulation, durch Phasenschiebung der Spannung

U\ = U ■ sin ω f
mit Hilfe einer eine Zeitverzögerung bewirkenden

90°-Phasenverschiebung gebildet wird, kann man auch sehr schnelle Abweichungen der Umlauffrequenz dadurch erfassen, daß man ω nicht als Konstante, sondern als eine Funktion der Zeit

ω = ω (t)

auffaßt. Nimmt man z. B. den Extremfall an, daß der betreffende rotierende Körper völlig trägheitslos von einer bestimmten Umlaufgeschwindigkeit auf Null abgestoppt wird, so bedeutet dies, daß nach dem Abstoppen

U] = U- sin φ,

ist, wobei φι ein beliebiger Winkel sein kann. In diesem Fall ist

ι
Setzt man diesen Wert in die Summenspannung

Um* + Ums = U · cos (Ω — ω) t
ein, so erhält man

Uma + Ums = U■ Uh + cos(ß t + φ,).

Aus diesem Beispiel ist erkennbar, daß für den Fall, daß ω von einem konstanten Wert schlagartig auf den Wert''₍' springt, genauso trägheitslos die Frequenz der

Summenspannung umspringt. Selbstverständlich ist in der Praxis eine schlagartige Abbremsung auf Null unmöglich. Mit diesem Beispiel soll lediglich gezeigt werden, daß die Frequenz der Summenspannung weit innerhalb einer Periode von ω auf den jeweiligen Augenblickswert sich einstellt, so daß die gestellt Aufgabe, Änderungen der Momentanwerte der Umlauf geschwindigkeit weit innerhalb einer Periode der durcl Abtastung entstehenden Wechselspannungen meßtech nisch in digitaler Darstellung zu erfassen, erfüllt ist.

Man kann die obige mathematische Beziehung aucl anders deuten: Der Phasenwinkel der Summenspan nung ist trägheitslos identisch mit dem Phasenwinke von U], also der Wechselspannung einer der beidei Geber, auch wenn φι eine beliebige Funktion der Zeit

φ, = φ, (t)

ist.

F i g. 3 zeigt die zeitliche Darstellung für diese Beispiel. In F i g. 3a ist U] über die Zeit aufgetragen. Zu Zeit fi sei die rotierende Scheibe schlagartig auf NuI abgebremst. Das Maximum der Sinusspannung ist U, dl· Amplitude nach der Zeit U ist

U ■ singj|.

In F i g. 3b ist die Summenspannung
Uma +

20 dargestellt. Vom Zeitpunkt U ist die Frequenz diese Summenspannung schlagartig um den Betrag ω höhe als vorher.

Aus F i g. 3b geht hervor, daß /i die Differenzfrequen; (Ω - ω) vor dem Zeitpunkt t\ ist, während zur Zeit t\ di< Frequenz ω Null wird und die Differenzfrequenz

f₂ = Ω - 0 = Ω
ist, d. h. die Trägerfrequenz des Generators 6 ist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Messung der Geschwindigkeitsänderung oder sich rasch ändernder Momentanwerte der Geschwindigkeit rotierend oder gradlinig bewegter Körper mittels der bei dieser Bewegung durch optische oder magnetische Abtastung eines Rasters hervorgerufenen Wechselspannungen, die von zwei Abtastern abgegeben werden, wobei die Abtaster derart gegeneinander versetzt sind, daß die abgegebenen Spannungen eine Phasenverschiebung von 90° aufweisen und wobei die abgegebenen Spannungen von einer durch einen Hochfrequenzgenerator zugeführten Trägerfrequenzspannung überlagert sind und wobei ein phasendreiiendes Netzwerk derart angeordnet ist, dal3 die einseitenbandmodulierte Trägerfrequenzspannung ein MaB für die Geschwindigkeitsänderung ist, dadurch gekennzeichnet, daß das phasendrehende Netzwerk (7) direkt einem Ausgang des Hochfrequenzgenerators (6) nachgeschaltet ist, so daß der abgegebenen Spannung eines Abtasters (4) die um 90° phasenverschobene Trägerfrequenzspannung überlagert wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die modulierten Signale (Um*, Um) additiv miteinander verknüpft werden und die Frequenz bzw. die Periodendauer des durch die Addition gewonnenen Signals (Um + ίΛβ) die Geschwindigkeit des bewegten Körpers darstellt.