DE2051891C3

DE2051891C3 - Schaltungsanordnung zum Unterdrücken von Störungen in einem Empfänger elektrischer Signale

Info

Publication number: DE2051891C3
Application number: DE19702051891
Authority: DE
Inventors: Gerard Eindhoven Hepp (Niederlande)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1969-11-01
Filing date: 1970-10-22
Publication date: 1979-02-22
Also published as: NL6916498A; CA933599A; BE758331A; DE2051891B2; FR2066932B1; GB1312935A; DE2051891A1; FR2066932A1; JPS4942403B1; ES385066A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruches. Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der Zeitschrift »Alta Frequenz;!«, Jahrgang XXXVI, Nr. 8, August 1967, Seiten 726 bis 731, bekannt. Sobald ein Störimpuls im empfangenen Signal erscheint, wird die Torschaltung gesperrt, wodurch vermieden wird, daß der Störimpuls in das Ausgangssignal gerät. Der Speicherkondensator bewirkt dabei, daß anstelle des Störirnpulses das Ausgangssignal auf einem Pegel gehalten wird, der dem Signalpegel gerade vor dem Auftreten des Störinipulses entspricht.

Obschon auf diese Weise eine ausgezeichnete Unterdrückung der Störungen erhalten wird, stellt es sich heraus, daß bei einer Vielzahl von Störungen eine spürbare Verzerrung des Signals auftritt. Dies ist eine Felge der Tatsache, daß bei jeder Störung ein Teil des Signals weggeschnitten wird, und zwar ein positiver Teil, wenn die Störung mit einer positiv verlaufenden Flanke des Signals zusammenfällt und ein negativer Teil, wenn die Störung mit einer negativ verlaufenden Flanke des Signals zusammenfällt

Aus der US-PS 21 51 145 ist außerdem eine Störunterdrückungsschaltung bekannt, bei der die Signalverstärkung während einer Störung auf Null herabgesetzt wird. Dadurch entstehen »Löcher« im Signal, die dadurch kompensiert werden sollen, daß eine vorgegebene Zeit nach Beginn der Störung die Signalverstärkung kurzzeitig verdoppelt wird, ist der zeitliche Abstand zwischen den Löchern im Signal und der durch die VerstSrkungsverdopplung entstehenden Impulse aber zu groß, dann machen sich sowohl die Löcher als die Kompensationsimpulse als Störungen bemerkbar. Ist der zeitliche Abstand hingegen zu klein, dann wird bei länger andauernden Störungen die Verstärkung bereits während der Störung verdoppelt, so daß die Störung noch hervorgehoben wird. Außerdem wird nach aller Wahrscheinlichkeit die Amplitude des Nutzsignals während der Verstärkungsverdopplung abweichen von der Amplitude zu Beginn der Störung. Deshalb differieren auch die Größen der Signallöcher und der Kompensationsimpulse.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Störunterdrückungsschaltung zu schaffen, bei der die Verzerrungen des Signals beim Auftreten einer Störung vermindert werden.

Ausgehend von einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Hauptanspruches angegebenen Maßnahmen gelöst.

Der Erfindung liegt die Tatsache zugrunde, daß, nachdem infolge einer Störung ein Teil des Signals weggeschnitten ist, ein gleich großer entgegengesetzter Teil dem Signal wieder zugefügt wird. Der Fehler, der dann noch übrigbleibt, hat nur Komponenten in den höheren Frequenzen, die meistens kaum spürbar sind, während in den niedrigeren gut wahrnehmbaren Frequenzkomponenten des Signals der Einfluß der Unterdrückung des Signals völlig ausgeschaltet ist.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

F i g. 2 und 3 eine Anzahl Spannungsformen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1,

F i g. 4 eine geänderte Einzelheit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1.

F i g. 1 zeigt einen Empfänger mit einer an eine Antenne angeschlossenen Abstimmeinheit 1, einem Zwischenfrequenzverstärker 2 und einem Signaldemodulalor3. Diese Teile können von üblicher Konstruktion sein. Das Signal des Signaldemodulators 3 wird danach über einen Emitterfolger 4 einem als Tortransistor geschalteten MOS-Feldcffekttransistor 5 zugeführt. An die Senke dieses Transistors ist ein Speicherkondensator 6 angeschlossen und das Ausgangssignal Vi des Speicherkondensators wird über einen Widerstand R\ einem zur Entzerrung dienenden Kondensator C zugeführt.

An den Zwischenfrequenzverstärker 2 ist ein Störungsdetektor 7 angeschlossen, der die Störungsimpulse aus dem empfangenen Signal selektiert. Die Art und Weise, wie Storimpulse aus dem Signil selektiert werden können, bildet keinen Teil der vorliegenden Erfindung; dieses läßt sich beispielsweise nach einem der im Patent 20 52 098 beschriebenen Verfahren verwirklichen.

Die vom Störungsdetektor 7 selektierten Siörimpulse triggern ein°n ersten als monostabilen Multivibrator geschalteten Impulsformer 8. Dieser monostabile Multivibrator hat eine Zeitkonstante Γ (beispielsweise 30 με), so daß, wenn ein Störinipuls erscheint, ein negativer Impuls mit der Zeitdauer /"(vergleiche F i g. 2. Kurve M) erzeugt wird. Dieser Impuls wird der Torelektrode des Feldeffekttransistors 5 zugeführt und sperrt diesen Transistor, wodurch vermieden wird, daß dei im Signal vorhandene Störimpuls weitergeleitet wird.

Die impulse des Impulsformers 8 werden zugleich einem zweiten ebenfalls als monostabilen Multivibrator geschalteten Impulsformer 9 zugeführt, der von den Rückflanken der Impulse des Impulsformers 8 getriggert wird. Der zweite Impulsformer hat eine Zeitkonstante τ (beispielsweise 3 μ5), so daß durch diesen Impulsformer ein negativer Impuls mit der Zeitdauer τ geformt wird, sobald der Impuls des ersten Impulsformers beendet wird (vergleiche Fig.2, Kurve III). Die Impulse des zweiten Impulsfonners werden der Torelektrode eines zweiten als Tortransistor geschalteten MOS-Feldeffekttransistor 10 zugeführt, der mit dem Speicherkondensator 6 in Reihe geschaltet ist.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise der bisher beschriebenen Schaltungsanordnung wird auf die in F i g. 2 dargestellten Kurven verwiesen.

Fig. 2, Kurve I, zeigt ein sinusförmiges Signal i mit einigen Störimpulsen d. Dieses Signal erscheint an der Eingangselektrode (Quelle) des Feldeffekttransistors 5. Fig. 2, Kurve H, zeigt die Ausgangsimpulse des ersten Impulsformers 8, die der Torelektrode des Transistors 5 zugeführt werden und diesen Transistor während des Auftretens der Storimpulse c/sperren. Fig. 2, Kurve III, zeigt die Ausgangsimpulse des zweiten Impulsformers 9, die der Torelektrode des Transistors 10 zugeführt werden. Dieser Transistor ist normalerweise leitend und wird durch die Impulse mit der Zeitdauer r gesperrt. F i g. 2, Kurve IV, zeigt das Signal Vi der Ausgangselektrode (Senke) des Transistors 5. Solanpe keine Störungen auftreten, entspricht dieses Signal dem Signal an der Eingangselektrode dieses Transistors, da der Transistor 5 dann leitend ist. Sobald jedoch ein Störimpuls auftritt und der Transistor 5 folglich gesperrt wird, wird das Signal an der Ausgangseiektrode dieses Transistors auf dem Wert, den es gerade vor dem Auftreten der Störung hatte, festgehalten, und zwar infolge des an diese Elektrode angeschlossenen und über den leitenden Transistor 10 geerdeten Speicherkondensators 6.

Am Ende der Sperrzeit Tdes Transistors 5 tritt an der Ausgangselektrode dieses Transistors ein Spannungssprung AE auf, der dem Unterschied in der Signalspannung nach und vor dieser Sperrzeit entspricht. In demselben Augenblick wird jedoch der Tortransistor 10 gesperrt, so daß die Ladung des Speicherkondensators 6 und damit die Spannung an diesem Kondensator konstant bleibt. Das hat zur Folge, daß der Spannungssprung A F zugleich auch an dtm Abgriff zwischen dem Transistor 10 und diesem Kondensator vorhanden ist.

Nach Beendigung der Sperrzeil τ des Transistors 10 wird der Speicherkondensator 6 wieder an Erdpotential gelegt. An dem erwähnten Abgriff sind daher Signale mit einer Zeitdauer τ verfügbar, die zu Beginn den Wert AEhaben (vergleiche F i g. 2, Kurve V).

Diese Impulse werden über einen Koppelkondensator 11 der Basiselektrode eines als Emitterfolger geschalteten Transistors 12 mit dem Basisapannungsteiler 13—14 und dem Emitterwiderstand 15 zugeführt. Die Ausgangsimpulse dieses Emitterfolgers werden über einen weiteren Koppel-Kondensator 16 und einen Widerstand Ri dem Deemphasiskondensator C zugeführt. Das am Kondensator auftretende Signal wird über einen Koppelkondensator 17 entnommen.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung ist in F i g. 3 der Ausgleichsprozeß detaillierter dargestellt.

Vorausgesetzt wird, daß das gewünschte Signal gemäß der rechten Kurve A BEIF verläuft. Während des Auftretens einer Störung verläuft die Ausgangsspannung V] des Tortransistors gemäß ABDEF. Wenn dieses Signal ohne weitere Ausgleichsmaßnahmen über den Widerstand R\ dem Deemphasiskondensator C zugeführt wird, wird die Spannung an diesem Kondensator den in Fig. 3 durch die Kurve ABGH dargestellten Verlauf aufweisen. Deutlich ersichtlich ist, daß der Deemphasiskondensator einen langen Auslaufvorgang (der Unterschied zwischen den Kurven EF und GH) verursacht, welche Erscheinung einen starken Störungseffekt hat.

Wie beschrieben wurde, wird die Ausgleichsspannung Vj, die aus Impulsen mit der Zeitdauer τ und einer Amplitude, die dem Spannungssprung AE im Signal V proportional ist, besteht, über den Widerstand /?2 dem Deemphasiskondensator Czugeführt. Dadurch wird der Mangel an Ladung dieses Kondensators während der Periode r nachgefüllt. Durch eine richtige Wahl des Widerstandes /?2 wird die Ladung des Kondensators gerade um so viel geändert, daß die Spannung an diesem Kondensator am Ende der Periode τ der gewünschten Signalspannung entspricht. Die Kondensatorspannung verläuft dann gemäß der Kurve ABGIF, und die obengenannte Ausiauferscheinung ist völlig vermieden.

Da die Ausgleichsimpulse V₂ dem Spannungssprung AE in der Signalspannung Vi proportional gemacht worden sind und da dieser Spannungssprung der Neigung der Kurve des gewünschten Signals proportional ist, wird der beschriebene Ausgleich bei allen Neigungen der Kurve des gewünschten Signals erhalten. Es läßt sich darlegen, daß wenn die Amplitude der Ausgleichsimpulse den Wert ΒΔ Ε aufweist, der richtige Ausgleich erhalten wird, wenn

R₂ ~ B 7

t,,)- II/t

beträgt, wobei

T die Unterdrückungsperiode des Transistors 5, r die Unterdrückungsperiode des Transistors 10 und Tj die Deemphasiszeitkonstante =

,. R, R₂

R₁ - R₂

darstellt.

Werte, die in der Praxis ein gutes Resultat ergaben, sind beispielsweise

T = 3ö μ$ τ = 3 μ$

T₁₁ ··-- 50 μβ
B = 1

Unter Berücksichtigung dieser Werte ergibt sich für die Widerstünde etwa R\ = AR₂.

Wie aus Fi g. 3 hervorgeht, ist durch den beschriebe- ?n Ausgleich zwar die lange Auslauferscheinu.ig . ;rmieden, aber es besteht noch immer ein Unterschied zwischen dem Zeitintegral des nun erhaltenen Signalverlaufs ABGIFuna dem Zeitintegral des gewünschten Signalverlaufs ABElF. Dieser Unterschied, der zu einer wahrnehmbaren Störung im wiedergegebenen Signal führt, kann auf einfache Weise dadurch ausgeglichen werden, daß die Ausgangsspannung nicht am Deemphasiskondensator sondern an einer Anzapfung von R₂ abgegriffen wird (vergleiche die Einzelheit nach F i g. 4). Durch diese Maßnahme wird dem Ausgangssignal noch ein zusätzlicher Ausgleichsimpuls zugefügt, der die Spannungszeitfläche des Signals vergrößert, während das Fehlen einer Auslauferscheinung beibehalten wird. Das Ausgangssignal verläuft dann gemäß der Kurve ABCKLlF in Fig. 3. Durch die richtige Wahl der Anzapfung des Widerstandes R₂ läßt sich erreichen, daß die am korrekten Spannungsverlauf fehlende Spannungszeitfläche BlGB durch einen Impuls GKLl mit gleichgroßer Spannungszeitfiäche GKLIG ausgeglichen wird. Der nun noch restliche Fehler enthält nur Komponenten in den höheren Frequenzen, die kaum wahrnehmbar sind.

Die richtige Stelle der Anzapfung am Widerstand E₂ läßt sich mit Hilfe folgender Gleichung finden:

und /^(,denjenigen unter der Arvapfuig darstellt. Füi das obengenannte Zahlenbeispicl ergibt sich

R₁₁,
4- R₂₁,

- 0,2 .

2ßr

R₁ + R₂,,

T '

wobei R₂j denjenigen Teil von R₂ über der Anzapfung Die beiden Gleichungen sind ζ. B. erfüllt für R; =24 kH R2.1—i k£i und R₂i,= 5kii. Für den DeemphaMskon densator Cwirü dann mit Hilfe der Gleichung

der Wert ermitteh. der für das obengenannte Zahlenbeispiel 10 nF beträgt.

Es sei bemerkt, daß die Koppelkondensatoren 11 und 16 und der Basisspannungsteiler 13—14 fortgelassen werden können. Zu- Gleichstromcinstellung des Transistors 12 muil dann der Emitterwiderstand 15 an eine gegenüber Massepotential negative Speisespannung oder die Basiselektrode des Transistors 10 an eine positive Gleichspannung angeschlossen werden. Der Basisgleichstrom des Transistors 12 fließt dann durcr den normalerweise leitenden Tortransistor 10.

Impulse, deren Phase derjenigen der Impulse, die det Torelektrode des Transistors 5 zugeführt werden entgegengesetzt ist, werden dem Impulsformer f entnommen und über einen kleinen, vorzugsweise einstellbaren Kondensator 18 der Senke des Transistor! 5 zugeführt. Auf diese Weise werden die Impulse kompensiert, die über die Zwischenelektrodenkapazitäl zwischen der Torelektrode und der Senke de; Transistors 5 an die Senke gelangen. Auf entsprechende Weise dient ein kleiner einstellbarer Kondensator 19 zwischen dem zweiten Impulsformer 9 und der Senke des Transistors 10 zur Neutralisierung der Zwischenelektrodenkapazität zwischen der Torelektrode und der Senke des Transistors 10.

Hierzu 3 Bhiu Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Unterdrücken von Störungen in einem Empfänger elektrischer Signale mit einem Signaldemodulator, dessen Ausgangssignal einem Speicherkondensator über eine Torschaltung zugeführt wird, und mit einem Störungsdetektor, der einen ersten Impulsformer steuert, dessen Ausgangsimpulse beim Auftreten einer Störung die Torschaltung sperren, gekennzeichnet durch einen zweiten Impulsformer (9), der durch den ersten Impulsformer (8) gestartet wird, sobald der Impuls des ersten Impulsformers (8) beendet ist, durch einer, Amplitudenmodulator, der die Amplitude der Ausgangsimpulse des zweiten Impulsformers in Abhängigkeit von dem beim Entsperren der Torschaltung(5) in deren Ausgangsspannung auftretenden Poteniialsprung(ΔE)moduliert und dereinen durch die Ausgangsimpulse des zweiten Impulsformers gesperrten und mit dem Speicherkondensator (6) in Reihe geschalteten elektronischen Schalter (10) aufweist, und durch Mittel (Ri, R2) zum Überlagern der Ausgangsspannung (Vi) der Torschaltung (5) und der Ausgangsimpulse (V2) des Amplitudenmodulators.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung (Vi) der ersten Torschaltung (5) über eine erste Impedanz (R\) einem Deemphasiskondensator (C) zugeführt m wird und daß die Ausgangsimpulse (Vj) des Amplitudenmodulators über eine zweite Impedanz dem Deemphasiskondensator (ΐ?,)zugeführt werden.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Impedanzen (Äi, R2) r> einen Wert aufweisen, bei dem die Spannung am Deemphasiskondensator (C) am Ende der Impulse des Amplitudenmodulators mit der Signalspannung übereinstimmt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch »0 gekennzeichnet, daß zur Verringerung des Restfehlers in der Spannung am Deemphasiskondensator (C) das wiederzugebende Signal einer Matrixschaltung entnommen wird, der die Spannung des Deemphasiskondensators und die Ausgangsimpulse 4^r> (V₂) des Amplitudenmodulators zugeführt werden.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Matrixschaltung durch die zweite Impedanz (R2) gebildet wird und eine Anzapfung zum Entnehmen des wiederzugebenden >o Signals enthält (Fig. 4).