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Anordnung zur Drehzahlmessung Die Erfindung bezieht sich auf eine
Anordnung zur Drehzahlmessung und eignet sich insbesondere bei Verwendung induktiver
Geber mit geringer Geberspannung.
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Es ist bekannt, insbesondere Drehzahlmesser für Autos in zwei verschiedenen
Ausführungsformen herzustellen.
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Bei einer fräher sehr häufig angewendeten Methode wird die Drehzahl
der Kurbelwelle bzw. eines sich proportional zu der Drehzahl der Kurbelwelle drehenden
Teiles direkt durch mechanischen Eingriff übertragen und einem Instrument zugeführt,
das im Aufbau einem Tachometer ähnelt, jedoch eine andere Skaleneinteilung aufweist.
Eine solche Anordnung ist, da ja eine mechanische Verbindung zwischen dem Drehzahlmesser
und dem Motor besteht, die üblicherweise über eine biegsame Welle ausgefhrt ist,
aufwendig und einem natürlichen Verschweiß ausüesetzt; außerdem muM in diesem Falle,
wie schon erwähnt, die Möglichkeit vorgesehen sein, beispielsweise beim Getriebe,
von außen weitere Zahnräder mit drehenden
Teilen in Eingriff zu
bringen, um die mechanische Drehung zu übertragen.
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Eine zweite bekannte Möglichkeit zum Anschluß und zur Ausbildung von
Drehzahlmessern insbesondere bei Autos besteht darin, daß sogenannte elektronische
Drehzahlmesser verwendet werden, denen eine Spannungsfolge zugeführt werden muß,
deren Prequenz bzw. deren Periodizität proportional zu der Drehzahl der Maschine
ist. Üblicherweise wird hierzu die Unterbrecheranordnung, die für die Zündspulen
notwendig ist, herangezogen.
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Der Nachteil dieser letzteren Anordnung muß insbesondere darin gesehen
werden, daß die Zündfunkenfolge bzw. die vom Unterbrecher gelieferten Spannungsimpulse
immer proportional mit der Drehzahl der Kurbelwelle verlaufen müssen und daB insbesondere
Störimpulse, Doppelzündungen oder zusätzliche, auf die Induktivität der Zündspulen
zurückzuführende Impulse das Anzeigeergebnis verfälschen können.
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Die vorliegende Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, die Nachteile
der bekannten Anordnung zu vermeiden und insbesondere eine Anordnung zur Drehzahlmessung
vorzusehen, die die Vorteile beider Systeme vereint, ohre die Nachteile in Kauf
nehmen zu müssen.
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Die Erfindung verwendet zu diesem Zweck ein induktives Geberteil,
das direkt von einem sich drehenden Zahnrad entsprechend seiner Zähnezahl beaufschlagt
wird, das also irgendwie in der Nähe des Motors bzw. des Getriebes angebracht ist,
das jedoch die in ihm induzierten Impulse über eine normale elektrische
Verbindungsleitung
zu dem Armaturenbrett leitet, wo ein elektronischer Drehzahlmesser entsprechend
der Erfindung von hoher Präzision eine genaue Anzeige vornehmen kann. Solche induktiven
Geber, obwohl von hoher Genauigkeit, insbesondere wenn sie entsprechend einer weiteren
Ausbildung nach der Erfindung aufgebaut sind, weisen jedoch den Nachteil auf, daß
die in ihnen induzierte Spannung drehzahlabhängig ist und insbesondere bei kleinen
Drehzahlen so schwach ist, daß die üblicherweise verwendeten Halbleiterbauelemente
in Präzisionsdrehzahlmessern elektronischer Bauart bei nur geringen Drehzahlen nicht
mehr bzw. doch fehlerhaft anzeigen können.
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Es ist also eine spezielle Aufgabe der Erfindung, im Zusammenhang
mit einem induktiven Geber eine präzise Drehzahlmessung zu ermöglichen.
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Die Erfindung geht dabei aus von einer Anordnung zur Drehzahlmessung,
insbesondere bei iiduktiven Gebern mit geringer Geberspannung und besteht zur Lösung
der oben erwähnten Aufgabe darin, daß einem ersten Schalttransistor über eine Vorspannungsquelle
eine solche Vorspannung an seine Basis zuleitbar ist, daß eine unter der Schwellenspannung
des Transistors liegende Geberspannung zur Durchschaltung ausreichend ist.
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Der Vorteil der Erfindung liegt also darin, daß einerseits eine genaue
Messung direkt an den sich drehenden Teilen vorgenommen werden kann, deren Drehzahl
durch den Drehzahlmesser tatsächlich angezeigt werden soll, daß andererseits aber
die umständliche mechanische Verbindung über biegsame Wellen oder dergl. zum Armaturenbrett
vermieden werden kann.
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Die Erfindung überwindet dabei auch die Schwierigkeit, die sich aus
der Anwendung eines induktiven Gebers dadurch ergibt, daß dieser nur eine geringe
Geberspannung liefert.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung besteht die Vorspannungsquelle
aus der Parallelschaltung eines Kondensators mit einem Widerstand und ist 80 angeordnet,
daß sie in Reihe mit dem Gebergenerator an der Steuerelektrode, d.h.
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der Basis des ersten Schalttransistors, liegt. Aufgeladen wird die
Vorspannungsquelle durch die sich ergebende Spannungsverteilung aufgrund des dem
Kondensator parallel geschalteten Widerstandes und der Basieschwellenspannung des
Transistors, der mit seinem Emitteranschluß direkt an Masse liegt.
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Der Geberteil ist dabei so aufgebaut, daß er aufgrund seiner geringen
Abmessungen leicht an eine solche Stelle des IIotors eingeschraubt bzw. sonst wie
eingebaut werden kann, wo sich ein Zahnrad mit einer Drehzahl der Kurbelwelle entsprechenden
oder dazu proportionalen Drehzahl umdreht und wobei die einzelnen Zähne des Zahnrades
in einer solchen Entfernung an dem Drehzahlgeber vorbeistreichen, daß in diesem
eine induktive Spannung entsteht. Der induktive Geber ist dabei so aufgebaut, daß
auf einem Permanentmagneten eine Spulenanordnung angebracht ist und diese Anordnung
so mit einer Motorabschiußwand in Verbindung gebracht ist, daß durch die vorbeistreichenden
Zähne eines sich proportional zur Kurbelwellendrehzahl drehenden Zahnrades das Magnetfeld
periodisch verändert wird, 80 daß in der Spulenanordnung Spannungsimpulse induzierbar
sind.
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Im folgenden wird anhand der Figuren Aufbau und Wirkungsweise eines
Ausführungsbeispiels der Erfindung näher erläutert.
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Dabei zeigt die Fig. 1 den Schaltungsaufbau eines Drehzahlmessers
nach der Erfindung, Pig, 2 schematisch eine Darstellung der Spannungsverhältnisse
in der Schaltung und Fig. 3 eine mögliche Ausführungsform eines induktiven Geberteils,
wie er bei der erfindungsgemäßen Anordnung zur Drehzahlmessung verwendet wird.
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In Fig. 1 ist mit Ti ein erster Schalttransistor bezeichnet, der mit
seinen Emitteranschluß direkt an tasse und mit seinem Kollektor über einen Widerstand
R2 an dem positiven Pol einer Spannungsquelle liegt.
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Die Spannung ist dadurch stabilisiert, daß parallel zu der Schaltungsanordnung
eine Zehnerdiode ZD geschaltet ist, die hinter einem Widerstand R liegt und bei
Schtarlrungen der Speisespannungen bzw. des Bordnetzes, falls die erfindungsgefäße
Anordnung zur Drehzahlmessung in einem Auto verwendet wird, auch in weiten Grenzen
eine konstante Speisespannung far die Schaltung aufrechterhält.
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Im Pasiskreis des ersten Schalttransistors T1 ist zunächst einmal
die Reihenschaltung eines induktiven Gebers G mit der
Parallelschaltung
eines Widerstandes R1 mit einem Kondensator C1 vorgesehen; dabei liegen die zusammengefaßten
Anschlüsse von Widerstand R1 und Kondensator C1 an dem positiven Pol und der andere
Anschluß des Generators G ist mit der Basis des Transistors T1 verbunden. Antiparallel
zu der Balsemitterstrecke des Transistors T1 ist dann noch eine Diode D1 angeordnet.
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Der Emitter des Transistors T1 ist direkt mit Masse, sein Kollektor
über einen Widerstand R2 mit dem positiven Pol der Spannungsquelle verbunden. Nachgeschaltet
ist dem ersten Transistor T1 über einen, mit dessen Kollektor verbundenem Kondensator
C2 ein weiterer Transistor T2, dessen Basis an den anderen Anschluß des Kondensators
C2 und dessen Emitter direkt mit Nasse verbunden ist. Parallel zu der Basisemitterstrecke
des zweiten Transistors T2 ist die irallelschaltung eines Widerstandes R4 mit einem
temperaturabhängigen NTC-Widerstand in Reihe mit einem weiteren Widerstand R3 gegen
Masse geschaltet. Im Kollektorkreis des zweiten Transistors befindet sich in Reihe
mit weiteren, nicht bezeichneten Wider ständen das Meßinstrument, üblicherweise
ein Drehipulmeßinstrument, dem noch ein Kondensator und eine Diode parallel geschaltet
sind.
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Die Wirkungsweise der Anordnung ist folgende. Dabei wird ausgegangen
von der Annahme, daß die Geberspannung Ug zunächst 0 sei. Dann stellt sich an dem,
aus der Basisemitterstrecke des Transistors T1 und dem Widerstand R1 mit parallelgeschaltetem
C1 gebildeten Spannungsteiler eine Spannungsverteilung ein, die sich dadurch ergibt,
daß über der Basisetnitterstrecke die Schwellenspannung dieses Transistors von etwa
0,7 V abfällt,
der Rest liegt über dem Kondensator Cl. Zum besseren
Verständnis sollen im folgenden gleich als beispielhaft geltende Absolutwerte der
Spannungsverteilung, auch im Hinblick auf die Darstellung der Fig. 2 angegeben werden,
obwohl die Schaltung selbstverständlich durch entsprechende Dimensionierung auch
für andere Spannungen, insbesondere bei Verwendung eines PNP-Transistors anstelle
des verwendeten NPN-Transistors auch für umgekehrte Spannungsverhältnisse anwendbar
ist. Es sei also angenommen, daß die Speisespannung, d.h. die über der Zehnerdiode
ZD abfallende Spannung 6,8 V beträgt. Dann liegt über dem Kondensator C1 eine Restspannung
von 6,1 V, die sich aus der Differenz der Versorgungsspannung und der Basisemitterspannung
des Transistors T1 ergibt. Der Transistor T1 ist in diesem Falle also durchgeschaltet
und eieht einen sich aus der Dimensionierung der übrigen Schaltkreise ergebenden
Strom.
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Tritt nun an G eine Spannung von nur 0,1 V auf, dann genügt das, um
den Transistor T1 sicher auszusteuern, d.h. tritt an dem induktiven Geber eine Spannungsamplitude
von 0,1 V entsprechend dem eingeklammerten Vorzeichen auf, dann addiert sich diese
Spannung zu der an dem Kondensator C1 anliegenden Spannung von 6,1 V zu 6,2, wodurch
die Basis des Transistors unter die Schwellenspannung gedrückt wird. Die Folge ist,
daß der Transistor sperrt.
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Dieser Übergang in den Sperrzustand ist das eigentliche, an die weiterführende
Schaltung gelangende Signal, auf welches Jedoch weiter unten noch ausführlicher
eingegangen wird. Der Transistor T1 verbleibt somit zunächst im Sperrzustand bis
die Geberspannung so weit abgesunken bzw. ihr
Vorzeichen gewechselt
hat, daß der Transistor T1 wieder leitend werden kann. In diesem Fall würde das
bedeuten, daß die Geberspannung der Kondensatorspannung Uc entgegengerichtet ist.
Schon aus dieser Erläuterung geht hervor, daß selbst eine Geberspannung von nur
0,1 V in der Lage ist, den Transistor T1 sicher umzuschalten und den Drehzahlmesser
zu betreiben. Die Wirkungsweise der Anordnung ist jedoch komplizierter, insbesondere,
wenn die Geberspannung, was bei hohen Drehzahlen zu erwarten ist, stärker ansteigt,
da dann auch die Kondensatorspannung C1 nicht mehr konstant bleibt bzw. bleiben
kann.
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Im folgenden soll die Wirkungsweise insbesondere auch anhand der Abbildung
2 erläutert werden, wobei vorausgesetzt ist, daß die Geberspannung Ug im wesentlichen
sinusförmig verläuft.
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Erhöht sich jetzt die Geberspannung Ug in entgegengesetzter Richtung,
d.h. entgegen der am Kondensator Cl anliegenden Spannung Uc, dann wird der Transistor
T1 dann einen Basisstrom zu ziehen beginnen, wenn seine Schwellenspannung erreicht
bzw. überschritten wird. Gleichzeitig ergibt sich dadurch eine so starke Belastung
der Geberspannungsquelle, daß die Geberspannung Ug nicht den in Fig. 2 theoretisch
angedeuteten gestrichelten Verlauf annehmen kann, sondern praktisch waagerecht nur
wenig über der Transistorscha/ellenspannung UBE verläuft. Infolge der Nichtliniarität
der ganzen Anordnung wird jedoch, je nachdem wie groß die Geberspannung eigentlich
theoretisch sein sollte, ein Strom von der Basis dss Transistors T1 aufgenommen,
der, da die andere Seite des Gebers G mit dem Kondensator C1 verbunden ist, zu einer
Aufladung des Kondensators führt. Dadurch verschiebt sich der
nicht
mit der Speisespannung verbundende Anschluß des Kondensators Cl weiter in Richtung
auf negative Werte, wie auch aus Pig. 2 genommen werden kann. Transistor T1 ist
dabei durchgeschaltet und der Kondensator C1 wird aufgeladen. Mit anderen Worten
ausgedrückt, treibt der induktive Geber bei durchgeschaltetem Transistor Ti einen
Ladestrom durch den Kondensator Ci der gleichzeitig, da die Diode D 1 zunächst noch
in Sperrichtung gepolt ist, der Basisstrom des Transistors T1 ist.
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Nimmt die, der Kondensatorspannung Uc entgegengeschaltete Geberspannung
Ug mit fortschreitender Zeitachse schließlich wieder ab, dann wird bei t1 ein Punkt
erreicht, wo die Basisemitterspannung des Transistors T1 unterschritten wird und
dieser Transistor sperrt. Dadurch kan jetzt die Spannung an dem Punkt I in Fig.
1 ungehindert in Richtung auf negative Werte anwachsen, da Transistor T1 gesperrt
ist und die Diode D1 noch immer in Sperrichtung liegt. In diesem Moment (t1 in Fig.
2) werden jedoch zwei verschiedene Einflüsse sichtbar.
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Durch den, dem Kondensator C1 parallel geschalteten Widerstand R1
wird nämlich einmal die Kondensatorspannung Uo allmählich abgebaut, so daß sich
dadurch auch der Fußpunkt der Geberspannung Ug verschiebt. Tatsächlich ist jedoch
d Anstieg der Geberspannung wesentlich stärker als die allmähliche Abnahme der Kondensatorspannung
Uc, wie aucu aus Fig. 2 ersichtlich (siehe Teilstrecke "Entladung C1 durch R1"),
so daß Punkt @ in Fig. 1 weiten negativ wird. Bei entsprechend hober Gebersparnung
(hoben Drchzahlen) kann somit der Punkt 1 ohne weiteres negativer als der Hasseanschluß
0 der Schaltung werde@, Wird dann in dienem Falle der durch die Diode D1 gesetzte
Grenzwert, der der Diodenschwellenspannung entspricht,
überschritten,
dann beginnt die Diode D1 zu leiten und zieht einen Strom, der an dem Kondensator
C1 als Entladestrom wirksam wird. Während dieser Zeit wird also der Kondensator
sowohl über den widerstand als auch über die nunmehr in Flusrichtung gepolte Diode
entladen, wodurch ein relativ schnelles Ansteigen der Kondensatorspannung in Richtung
auf positive Werte erfolgt.
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Auch in diesem Falle (Zeitpunkt t2 bis t3) weist dann die Geberspannung
keinen sinusförmigen Verlauf auf, da die Belastung durch die in Flußrichtung gepolte
Diode gegenüber dem inneren Widerstand R des Geberteils so groß ist, daß der Kurvenverlauf
praktisch wieder horizontal zu der Abzisse verläuft (siehe durchgezogene Teile der
Kurve Ug, die den tatsächlich vorliegenden Verlauf darstellen).
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Nach Überschreiten eines negativen Maximums steigt die Generatorspannung
Ug dann wieder an und gelangt bei t3 in einen Bereich, wo die Diode D1 wieder sperrt
und die Entladung des Kondensators C1 wieder langsamer verläuft.
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Die Spannung an dem Kondensator C1 bildet also die 0-Linie für die
erzeugte Geberspannung Ug, die ihrerseits immer danndurch ihren inneren Widerstand,
der im Verhältnis zu den Flußzuständen von Diode und Basisemltte-st-ecke des Transistors
T1 groß ist, begrenzt wird, wenn die Summe aus der Kondensator- und der Geberspannung
eine der beiden Schwellspannungen erreicht. Die zu- und abnehmende Kondensatorspannung
Uc un-terstützt somit die Generatorspannung zum sicheren Erreichen der Schwellspannungen
und dadurch zum sicheren Durchschalten des Transistors T1.
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Steigt dann die Geberspannung Ug wieder in Richtung auf positive Werte
an, d.h. verläuft sie entgegengesetzt zu der Kondensatorspannung Ucadanngelangt
die Schaltung schließlich wieder in einen Bereich, in welchem der Transistor Tl
durchschaltet und sich der gesamte Zyklus wiederholt.
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Wichtig für die Spannungsverteilung in der Schaltung ist noch, daß
der Spannungsabfall am Geber vernachlässigt werden kann, 2 dessen Innenwiderstand
wesentlich kleiner als der Widerstand R1 ist, der in dem Ausführungsbeispiel der
Schaltung einen Wert von 68 k0hm aufweist. Wie schon ausgeführt, ist jedoch der
Innenwiderstand des Gebers wiederum so groß, daß er gegenüber den Flußwiderständen
von Diode und Basisemitterstrecke des Transistors T1 ein Zusammenbrechen bzw.
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eine Begrenzung der Geberspannung bewirkt.
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Bedeutsam für die weiterverarbeitende Schaltung, die in dem Ausführungsbeispiel
der Fig. 1 als weiterer Transistor T2 dargestellt ist (jedoch beispielsweise auch
durch einen monostabilen Multivibrator oder eine sonstige weiterführende Schaltung
realisiert werden kann) ist der Zeitpunkt, an welchem der Eingangstransistor T1
von seinem leitenden in seinen Sperrzustand gelangt.
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Ist der Eingangstransistor T1 leitend, dann ist der an dem Kollektoranschluß
dieses Transistors angeschlossene Kondensator C2 über die in diesem Zustand nur
wenige Ohm aufweisende Kollektoremitterstrecke des Eingangstransistors auf Masse
gelegt, d.h. praktisch kurz geschlossen. Sperrt der Eingangstransistor, was er,
wie ausgeführt, schon bei einer Geberspannung von nur einigen Zehntel Volt ausführen
kann,
dann wird der Kondensator C2 schlagartig an eine so hohe
positive Spannung gelegt, so daß ein entsprechender Spannungsimpuls auch auf den
nachfolgenden Transistor T2 gelangt.
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Dieser schaltet durch und führt dem Meßinstrument M in seinem Kollektorkreis
einen entsprechenden Spannungs- bzw. Stromimpuls zu, welchen das entsprechend träge
Meßinstrument in eine Anzeige umwandelt. In der Praxis wiederholen sich diese Spannungsimpulse
mit so großer Häufigkeit, daß die Anzeige an dem Meßinstrument M integriert wird
und sich ein kontinuierlicher Zeigerausschlag ergibt. Eine entsprechende Dämpfung
des Meßinstrumentes kann leicht auf übliche Art, entweder durch Anbringung mechanischer
Dämpfungskammern bzw. auch durch eine elektromagnetische Dämpfung erreicht werden.
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Sobald sich in der Schaltung wieder stationäre Verhältnisse eingestellt
haben, d.h. sobald der Kondensator C2 aufgeladen ist -der Transistor T1 verbleibt
weiterhin in seinem Sperrzustand -klingt der Impuls an der Steuerelektrode des Transistors
T2 aufgrund der sich aus dem Kondensator C2 und der Widerstandskombination von R4,
R3 und NTC ergebende Zeitkonstanten ab und der Transistor T2 sperrt Die Zeitkonstante
des Abklingvorganges ist so bemessen, daß der Impuls immer ganz abgeklungen ist,
bevor der Eingangstransistor T1 wieder umschaltet. Dies ist deshalb nötig, damit
nicht durch die Dauer der jeweiligen Schaltzustände des Eingangstransistors Tl ein
Einfluß auf die über das Meßinstrument M laufenden Impulse genommen wird, was quasi
bedeuten würde, daß die Anzeige nicht nur von der Häufigkeit der eintreffenden Impulse,
d.h. von der Drehzahl, sondern auch von der Dauer der jeweiligen Impulse abhängen
würde, was, wie einzusehen ist, zu einer Verfälschung den Meßergebnisses führen
würde.
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Die folgenden Ausführungen sind im Hinblick auf die Dimensionierung
der Schaltung wichtig.
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Wird z.B. der parallel zu dem Kondensator Cl liegende wider stand
R1 kleiner gewählt, so erfolgt eine stärkere Entladung von Cl, was bedeutet, daß
der mittlere Spannungswert an dem Kondensator Cl nach oben rutscht, der gesamte
Spannungsabfall also kleiner wird, wodurch auch die Null-Linie für die Geberspannung
nach oben rutscht. Dies bedeutet, wie aus aen Diagramm der Fig. 2 entnommen erden
Kann, daß die Durchschaltezeit von T1 vergrößert, die Sperrzeit aber verkleinert
wird. Die Sperrzeit des Transistors 11 darf jedoch nur einen bestimmten unteren
Minimalwert erreichen, da sonst der Kondensator C2 seinen notwendigen Spannungswert
nicht mehr erreicht ; dies gilt insbesondere bei hohen Drehzahlen, d.h. bei hoher
Frequenz der Geberspannung. in ähnlicher Effekt tritt bei niedriger Drehzahl bzw.
Frequenz auf, da dann aufgrund der charakteristischen Porm der Geberspannung der
Anstieg von Ug flacher als das Absinken der Kondensatorspannung Uc sein kann, wodurch
der Eingangstransistor T1 nur noch für einen geringeren Zeitraum in seinen Sperrzustand
gelangt.
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Durchschaltezeit und Sperrzeit des Eingangstransistors T1 müssen also
in ganz bestimmten Grenzen lieben, wot-ewi die Durchschaltezeit mindestens so lange
andauern muß, bis sich der Kondensator C2 über die Widerstandskombination R4, NTC
und R3 entladen hat.
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Durch entsprechende Dimensionierung ist es möglich, daß mit nur geringem
Schaltungsaufwand eine präzise Drehzahlmessung innerhalb eines weiten Freguenzbereiches
erreicht wird ; selbstverständlich spielt in diese Zusammenhang auch die
Form
und die Spannungshöhe der Geberspannung Ug eine Rolle.
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Durch die Widerstandskombination R4, R3 und NTC wird weiterhin noch
eine Temperaturkompensation an dem Transistor T2 erreicht. Bei Temperaturerhöhung
wird die Basis-Emitterschwellenspannung des Transistors T2 geringer, d.h. der Transistor
schaltet längere Zeit durch und verbleibt für längere Zeit in seinem leitenden Zustand
als bei niedrigerer Temperatur. Diese Wirkung ist erwünscht, da die Kupferspule
des Neßinstrumentes N ihren Widerstandswert erhöht und eine geringere anzeige zur
Folge hätte. Jedoch ist die Wirkung der absinkenden Schwellenspannung zu groß, wodurch
die längere Durchschaltezeit bei Temperaturerhöhung verkürzt werden muß. Dies geschieht
durch den kleiner werdenden Widerstand parallel zur Basisemitterstrecke des Transistors
T2. Man bekommt dadurch einen steileren Verlauf der Ladespannung an dem Kondensator
C2 (da die Zeitkonstante T gleich ist dem Produkt aus dem Kondensator C2 und der
entsprechend berechneten Summe der Widerstände im Basiskreis), was eine kürzere
Durchschaltezeit des Transistors T2 bewirkt.
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Weiterhin ist, um die Induktionsspannung an dem Meßwerk des Meßinstrumentes
M kurzzuschließen, parallel zu dem eßinstrument eine Diode und ein Kondensator geschaltet.
Dadurch wird ein linearer Skalenverlauf erreicht.
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In Fig. 3 ist schematisch ein mögliches Ausführungsbeispiel eines
für die Schaltung nach Fig. 1 verwendbaren Geberteils angedeutet. Auf einem Magneten
tj ist, beispielsweise auf einem sich verjüngenden Teil, eine Spule aufgewickelt,
an deren herausgeführten Anschlüssen die Geberspannung Ug nbfällt.
Dieser
Geberteil kann an beliebiger Stelle im Motor eingeschraubt werden, jedoch so, daß
ein vorbeistreifendes Zahnrad aufgrund der sich dadurch verändernden Magnetverhältnisse
einen entsprechenden magnetischen Rückschluß bildet, beispielsweise über die angedeuteten
Seitenteile Sl und S2, wodurch Spannungsimpulse in der Spule induziert werden.
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Es ist mvglich, den induktiven Geber sehr klein zu halten und durch
entsprechende Abstimmung von Geberimpulsen auf die Schaltung eine sehr präzise Drehzahlmessung
zu ermöglichen.