DE202017004950U1

DE202017004950U1 - Einstufiger Leistungswandler mit Leistungsfaktorkorrektur

Info

Publication number: DE202017004950U1
Application number: DE202017004950.3U
Authority: DE
Original assignee: Dialog Semiconductor Inc
Current assignee: Dialog Semiconductor Inc
Priority date: 2017-09-22
Filing date: 2017-09-22
Publication date: 2018-01-04
Anticipated expiration: 2027-09-23

Abstract

Eine Schaltung mit Leistungsfaktorkorrektur (PFC – power factor correction), wobei die Schaltung aufweist: einen einstufigen Leistungswandler; und eine Kombination aus einem Widerstand und einem Kondensator in dem einstufigen Leistungswandler, die konfiguriert sind zum Vorsehen einer Phasenverzögerung zwischen einem Spitzenstrombefehl und einer gleichgerichteten Eingangsspannung derart, dass eine Phase eines Transformatorstroms absichtlich hinter einer Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung zurückbleibt, um einen Leistungsfaktor(PF – power factor)-Pegel und einen harmonische-Gesamtverzerrung(THD- total harmonic distortion)-Pegel für den einstufigen Leistungswandler beizubehalten.

Description

GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft einstufige Leistungswandler. Insbesondere betrifft sie einstufige Leistungswandler mit einer Leistungsfaktorkorrektur (PFC – power factor correction), die als Flyback- bzw. Sperr-, Buck-Boost- bzw. Abwärts-Aufwärts- und Boost- bzw. Aufwärts-Topologien konfiguriert sind, die die Eingangsspannung erfassen, um einen Befehl für eine Spitzenstrommodussteuerung vorzusehen.
HINTERGRUND
Es gibt einen zunehmenden Bedarf für einen hohen Leistungsfaktor (PF – power factor) (z. B. PF > 0,9) und eine niedrige harmonische Gesamtverzerrung (THD – total harmonic distortion) (z. B. THD < 20 Prozent (%)) über weite Ausgangsleistungsbereiche über universale Leitungsspannungen (z. B. 90 bis 277 Volt Wechselstrom (Vac)). Es ist in der Technik weithin bekannt, dass die Eingangs-EMI(electromagnetic interference)-Kondensatoren in einem einstufigen Leistungswandler eine negative Rolle für PF und THD spielen. Der Beitrag von den EMI-Kondensatoren wird bei einem Betrieb mit einer hohen Leitungsspannung und einer niedrigen Ausgangsleistung signifikant und verhindert, dass das System einen zufriedenstellenden PF und THD erreicht.
Gegenwärtig gibt es zwei Möglichkeiten zum Erreichen eines hohen PF und einer niedrigen THD in einem einstufigen Leistungswandler. Ein Verfahren besteht darin, eine Regelung zu verwenden, um einen Ein-Zeitwert für den Leistungstransistor abzuleiten und den Ein-Zeitwert über die gesamte Leitungsperiode anzuwenden, um eine konstante Ein-Zeitsteuerung zu realisieren, um einen hohen Leistungsfaktor zu erreichen. Das zweite Verfahren besteht darin, die Eingangsspannung abzutasten, und eine Regelung bestimmt einen Multiplizierer (d. h. eine Konstante). Die Multiplikation der erfassten Eingangsspannung und des Multiplizierers führt zu einer Stromeinhüllenden, die die gleiche Phase wie die Eingangsspannung hat. Diese Spitzenstromschwelleneinhüllende definiert den Spitzenstromwert des Leistungstransistors. Weiter folgt diese Spitzenstromschwelleneinhüllende der Eingangsspannungswellenform. Wenn die Eingangsspannung nur eine geringe Verzerrung an dem Wechselstrom(AC – alternating current)-Netz hat, führt dieses Verfahren zu einem hohen PF und einer niedrigen THD. Bedauerlicherweise erzeugen die EMI-Kondensatoren bei einem Betrieb bei niedrigen Ausgangsleistungspegeln und insbesondere bei hohen Leitungsspannungen eine Signalverzerrung, wodurch die THD erhöht und der PF verringert wird.
In der Vergangenheit fokussierten die PF- und THD-Spezifikationen für einstufige Leistungswandler auf Betriebsbedingungen mit hoher Last und die PF- und THD-Spezifikationen waren bei Betriebsbedingungen mit niedriger Last weniger stringent. Gegenwärtig besteht jedoch der Wunsch, striktere PF- und THD-Spezifikationen für Niedriglast-Betriebsbedingungen festzulegen, was für existierende Lösungen schwierig zu erreichen ist.
Daher besteht Bedarf für eine verbesserte einstufige Leistungswandlergestaltung, die einen hohen PF und eine niedrige THD vorsieht bei einem Betrieb mit einer hohen Leitungsspannung und einer niedrigen Ausgangsleistung.
ZUSAMMENFASSUNG
Die vorliegende Offenbarung betrifft ein Verfahren, ein System und eine Vorrichtung für einen einstufigen Leistungswandler mit einer Leistungsfaktorkorrektur (PFC – power factor correction). In einem oder mehreren Ausführungsbeispielen weist ein Verfahren für eine Schaltung mit PFC ein Vorsehen, durch eine Kombination eines Widerstands und eines Kondensators in einem einstufigen Leistungswandler, einer Phasenverzögerung zwischen einem Spitzenstrombefehl und einer gleichgerichteten Eingangsspannung auf derart, dass eine Phase eines Transformatorstroms absichtlich hinter einer Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung zurückbleibt, um einen Leistungsfaktor(PF – power factor)-Pegel und einen THD(total harmonic distortion)-Pegel für den einstufigen Leistungswandler beizubehalten.
In einem oder mehreren Ausführungsbeispielen sind der Widerstand und der Kondensator beide mit einem Eingangsspannungsanschluss einer Steuervorrichtung des einstufigen Leistungswandlers verbunden. In zumindest einem Ausführungsbeispiel ist die Steuervorrichtung ein integrierte-Schaltung(IC – integrated circuit)-Chip. In einigen Ausführungsbeispielen weist das Verfahren weiter ein Empfangen einer Eingangsspannung durch den Eingangsspannungsanschluss der Steuervorrichtung auf.
In zumindest einem Ausführungsbeispiel ist der Widerstand extern zu einer Steuervorrichtung des einstufigen Leistungswandlers. In einem oder mehreren Ausführungsbeispielen ist der Widerstand intern zu einer Steuervorrichtung des einstufigen Leistungswandlers. In einigen Ausführungsbeispielen ist der Kondensator mit einem Startschalter des einstufigen Leistungswandlers verbunden.
In einem oder mehreren Ausführungsbeispielen ist ein Verfahren für eine Schaltung mit PFC vorgesehen, wobei das Verfahren aufweist ein Vorsehen einer Phasenverzögerung zwischen einem Spitzenstrombefehl und einer gleichgerichteten Eingangsspannung durch eine Steuervorrichtung eines einstufigen Leistungswandlers derart, dass eine Phase eines Transformatorstroms absichtlich hinter einer Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung zurückbleibt, um einen PF-Pegel und einen THD-Pegel für den einstufigen Leistungswandler beizubehalten.
In zumindest einem Ausführungsbeispiel weist das Verfahren weiter ein Empfangen einer Eingangsspannung durch die Steuervorrichtung auf. In einem oder mehreren Ausführungsbeispielen sieht die Steuervorrichtung die Phasenverzögerung zwischen dem Spitzenstrombefehl und der gleichgerichteten Eingangsspannung durch Verzögern einer Phase der Eingangsspannung vor.
In einem oder mehreren Ausführungsbeispielen verzögert die Steuervorrichtung die Phase der Eingangsspannung durch einen Betrieb als anpassbarer Analog-Digital-Wandler (ADC – analog-to-digital converter) mit einer anpassbaren Abtast-Halte-Zeit, die verwendet wird zum Abtasten der Eingangsspannung nach einer gewissen Zeitverzögerung und zum adaptiven Variieren der Zeitverzögerung, um einen optimalen PF und THD basierend auf Betriebsbedingungen zu erzielen. In zumindest einem Ausführungsbeispiel verzögert die Steuervorrichtung die Phase der Eingangsspannung durch einen Betrieb als ein anpassbarer analoger Tiefpassfilter (LPF – low-pass filter). In einigen Ausführungsbeispielen verzögert die Steuervorrichtung die Phase der Eingangsspannung durch einen Betrieb als ein anpassbarer digitaler LPF.
In zumindest einem Ausführungsbeispiel weist eine Schaltung mit PFC einen einstufigen Leistungswandler auf. Die Schaltung weist weiter eine Kombination aus einem Widerstand und einem Kondensator in dem einstufigen Leistungswandler auf, um eine Phasenverzögerung zwischen einem Spitzenstrombefehl und einer gleichgerichteten Eingangsspannung vorzusehen derart, dass eine Phase eines Transformatorstroms absichtlich hinter einer Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung zurückbleibt, um einen PF-Pegel und einen THD-Pegel für den einstufigen Leistungswandler beizubehalten.
In einem oder mehreren Ausführungsbeispielen weist eine Schaltung mit PFC einen einstufigen Leistungswandler auf. Die Schaltung weist weiter eine Steuervorrichtung des einstufigen Leistungswandlers auf, um eine Phasenverzögerung zwischen einem Spitzenstrombefehl und einer gleichgerichteten Eingangsspannung vorzusehen derart, dass eine Phase eines Transformatorstroms absichtlich hinter einer Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung zurückbleibt, um einen PF-Pegel und einen THD-Pegel für den einstufigen Leistungswandler beizubehalten.
Die Merkmale, Funktionen und Vorteile können unabhängig in verschiedenen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Offenbarung erzielt werden oder können in anderen Ausführungsbeispielen kombiniert werden.
ZEICHNUNGEN
Diese und andere Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Offenbarung werden im Hinblick auf die folgende Beschreibung, die beigefügten Ansprüche und die begleitenden Zeichnungen verständlicher, wobei:
1 ein Diagramm ist, das einen beispielhaften herkömmlichen einstufigen Leistungswandler zeigt.
2 ein Graph ist, der den Eingangsstrom (I_in), den Strom (I_sw) des Schalters Q1 und den Spitzenstrombefehl eines herkömmlichen einstufigen Leistungswandlers über die Zeit zeigt.
3 ein Vektordiagramm ist, das den Eingangsstrom (I_in) zeigt, der der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) in der Phase um θ vorangeht, für einen herkömmlichen einstufigen Leistungswandler.
4 ein Vektordiagramm ist, das den neuen Eingangsstrom (I_{in_new}) zeigt, der der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) in der Phase um θ_new vorangeht, das viel kleiner als θ ist, für den offenbarten einstufigen Leistungswandler mit Leistungsfaktorkorrektur, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung.
5 ein Diagramm ist, das eine beispielhafte Schaltungskonfiguration für den offenbarten einstufigen Leistungswandler mit einer Leistungsfaktorkorrektur für das Ausführungsbeispiel der analogen Lösung zeigt, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung.
6 ein Graph ist, der den Transformatorstrom (I_L), den Strom (I_sw) des Schalters Q1 und den Spitzenstrombefehl zeigt, der in Bezug auf die gleichgerichtete Eingangsspannung (Vin, dc) des offenbarten einstufigen Leistungswandlers mit Leistungsfaktorkorrektur phasenverzögert ist, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung.
Die 7A–7D Tabellen sind, die die beispielhaften resultierenden Leistungsfaktoren (PFs) und harmonische Gesamtverzerrungen (THDs – total harmonic distortion) für verschiedene, unterschiedliche Eingangswechselspannungen (Vac) und Dimmenpegel zeigt, die Kondensatoren verschiedener, unterschiedlicher Werte für den offenbarten einstufigen Leistungswandler mit Leistungsfaktorkorrektur verwenden, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung.
8 eine beispielhafte Abtast- und Halte-Schaltung mit einer variablen Verzögerung ist, die die Funktionalität darstellt, die von der Steuervorrichtung des offenbarten einstufigen Leistungswandlers mit Leistungsfaktorkorrektur für das erste Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung verwendet werden kann, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung.
9 ein beispielhafter anpassbarer analoger Tiefpassfilter ist, der die Funktionalität darstellt, die von der Steuervorrichtung des offenbarten einstufigen Leistungswandlers mit Leistungsfaktorkorrektur für das zweite Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung verwendet werden kann, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung.
10 ein beispielhafter anpassbarer digitaler Tiefpassfilter ist, der die Funktionalität darstellt, die von der Steuervorrichtung des offenbarten einstufigen Leistungswandlers mit Leistungsfaktorkorrektur für das dritte Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung verwendet werden kann, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung.
BESCHREIBUNG
Die hier offenbarten Verfahren und Vorrichtungen sehen ein Betriebssystem für einen einstufigen Leistungswandler mit Leistungsfaktorkorrektur (PFC – power factor correction) vor. Das System der vorliegenden Offenbarung ermöglicht einen hohen Leistungsfaktor (PF) und eine niedrige harmonische Gesamtverzerrung (THD), selbst bei einem Betrieb des Signalstufe-Leistungswandlers mit PFC mit einer hohen Leitungsspannung und einer niedrigen Ausgangsleistung. Dies wird erzielt durch Einführen einer Phasenverzögerung zwischen dem Spitzenstrombefehl und der gleichgerichteten Eingangsspannung eines herkömmlichen einstufigen Leistungswandlers. Die Phasenverzögerung kompensiert die Effekte der „elektromagnetische Interferenz(EMI – electromagnetic interference)”-Kondensatoren des einstufigen Leistungswandlers auf den PF und die THD.
Das offenbarte System verwendet eine analoge Lösung oder eine digitale Lösung, um die Phasenverzögerung einzuführen. In einem oder mehreren Ausführungsbeispielen werden für die analoge Lösung (siehe 5) ein zusätzlicher Widerstand (der intern oder extern zu der Steuervorrichtung sein kann) und ein zusätzlicher Kondensator in einem herkömmlichen einstufigen Leistungswandler implementiert. Der zusätzliche Widerstand und der zusätzliche Kondensator bilden effektiv eine Widerstands-Kondensator(RC – resistor-capacitor)-Schaltung, um die Phasenverzögerung zu erzeugen.
In einem oder mehreren Ausführungsbeispielen sieht, für die digitale Lösung, die Steuervorrichtung eines herkömmlichen einstufigen Leistungswandlers ausschließlich die Phasenverzögerung vor. Für die digitale Lösung gibt es drei Ausführungsbeispiele der digitalen Lösung, wie die Steuervorrichtung die Phasenverzögerung vorsieht. In dem ersten Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung (siehe 8) sieht die Steuervorrichtung die Funktionalität eines anpassbaren Analog-Digital-Wandlers (ADC) mit einer anpassbaren Abtast-Halte-Zeit vor, die verwendet wird zum Abtasten der Eingangsspannung nach einer gewissen Zeitverzögerung und zum adaptiven Variieren der Zeitverzögerung. In dem zweiten Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung (siehe 9) sieht die Steuervorrichtung die Funktionalität eines anpassbaren analogen Tiefpassfilters (LPF) vor. Und in dem dritten Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung (siehe 10) sieht die Steuervorrichtung die Funktionalität eines anpassbaren digitalen LPF vor.
In der folgenden Beschreibung werden zahlreiche Details dargelegt, um eine ausführlichere Beschreibung des Systems vorzusehen. Es ist jedoch für Fachleute offensichtlich, dass das offenbarte System ohne diese spezifischen Details praktiziert werden kann. In den anderen Fällen wurden weithin bekannte Merkmale nicht im Detail beschrieben, um das System nicht unnötig zu verschleiern.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung können hier in Form von funktionalen und/oder logischen Komponenten und verschiedenen Verarbeitungsschritten beschrieben werden. Es sollte angemerkt werden, dass solche Komponenten durch jede Anzahl von Hardware-, Software- und/oder Firmware-Komponenten realisiert werden können, die konfiguriert sind, um die spezifizierten Funktionen durchzuführen. Zum Beispiel kann ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung verschiedene integrierte Schaltungskomponenten (z. B. Speicherelemente, digitale Signalverarbeitungselemente, Logikelemente, Nachschlagetabellen oder dergleichen) verwenden, die eine Vielzahl von Funktionen unter der Steuerung von einem oder mehreren Prozessoren, Mikroprozessoren oder anderen Steuervorrichtungen ausführen können. Zusätzlich ist für Fachleute offensichtlich, dass Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung in Verbindung mit anderen Komponenten ausgeführt werden können und dass das hier beschriebene System lediglich ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung ist.
Der Kürze wegen werden herkömmliche Techniken und Komponenten in Bezug auf einstufige Leistungswandler und andere funktionale Aspekte des Systems (und die einzelnen Betriebskomponenten der Systeme) hier nicht im Detail beschrieben. Weiter sollen die Verbindungslinien, die in den verschiedenen hier enthaltenen Figuren gezeigt werden, beispielhafte funktionale Beziehungen und/oder physikalische Kopplungen zwischen den verschiedenen Elementen repräsentieren. Es sollte angemerkt werden, dass viele alternative oder zusätzliche funktionale Beziehungen oder physikalische Verbindungen in einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung vorhanden sein können.
I. Herkömmlicher einstufiger Leistungswandler
1 ist ein Diagramm, das einen beispielhaften herkömmlichen einstufigen Leistungswandler 100 zeigt. In dieser Figur ist ein Flyback- bzw. Sperrwandler für den beispielhaften einstufigen Leistungswandler 100 dargestellt. Es sollte jedoch angemerkt werden, dass es andere Typen von herkömmlichen Signalstufe-Leistungswandlern gibt, einschließlich Buck-Boost- bzw. Abwärts-Aufwärts-Wandler und Boost- bzw. Aufwärts-Wandler, jedoch nicht darauf beschränkt.
Während eines Betriebs des herkömmlichen einstufigen Leistungswandlers 100 gleichrichtet ein Gleichrichter, der eine Diodenbrücke 120, eine Drossel 121 parallel zu einem Widerstand 122 und „elektromagnetische Interferenz(EMI)”-Kondensatoren C1 und C2 umfasst, eine Wechselnetzspannung (Vac), die auf einem AC-Netz 121 geführt wird, um eine gleichgerichtete Eingangsspannung (Vin, dc) vorzusehen. Die gleichgerichtete Eingangsspannung (Vin, dc) behält weiter ein ausgeprägtes sinusförmiges Profil über jede Hälfte eines AC-Netzzyklus bei. Die Eingangsspannung (Vin, a) wird in einen Eingangsspannungsanschluss (Vin-Anschluss) einer Steuervorrichtung 150 eingegeben. Die gleichgerichtete Eingangsspannung (Vin, dc) schaltet auch einen Startschalter Q2 ein, wie einen Verarmungs(depletion)-Modus-NMOS-Transistor, derart, dass der Startschalter Q2 zulässt, dass die Eingangsspannung (Vin, a) in einen Leistungsanschluss (Vcc-Anschluss) der Steuervorrichtung 150 eingegeben wird, wodurch die Steuervorrichtung 150 eingeschaltet wird. In alternativen Ausführungsbeispielen kann der Startschalter Q2 unter Verwendung eines Bipolartransistors oder eines Anreicherungs(enhancement)-Modus-NMOS-Transistors implementiert werden.
Nach dem Einschalten steuert die Steuervorrichtung 150 das Schalten eines Leistungsschalters Q1, wie eines NMOS-Transistors, durch Ansteuern seines Gates durch einen Ausgangsanschluss (AUSGANG-Anschluss). In alternativen Ausführungsbeispielen kann der Leistungsschalter Q1 unter Verwendung eines Bipolartransistors implementiert werden. Wenn eingeschaltet, ermöglicht der Leistungsschalter Q1, dass ein Primärstrom durch eine Primärwicklung 110 eines Transformators 115 fließt, reagierend auf die gleichgerichtete Eingangsspannung (Vin, dc).
Für jeden Zyklus des Leistungsschaltertransistors Q1 steigt der Primärwicklungsstrom von Null auf einen Spitzenwicklungsstromwert an, der von der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc), der Einschaltzeit und der Induktivität für die Primärwicklung 110 abhängt. Wenn der Leistungsschaltertransistor Q1 ausgeschaltet wird, fließt ein Sekundärwicklungsstrom über eine zweite Wicklung 125 in den Transformator 115, beginnend von einem Spitzenwert und weiter auf Null abfallend. Ein Ausgangskondensator C3 stabilisiert eine resultierende Ausgangsspannung (Vout), die durch den zweiten Wicklungsstrom erzeugt wird. Eine Diode D1 verhindert, dass der Sekundärwicklungsstrom fließt, während die Primärwicklung 110 leitet. Alternativ kann die Diode D1 durch einen Transistorschalter ersetzt werden, wie er für einen Sperrwandler mit Synchrongleichrichtung üblich ist. Der Sekundärwicklungsstrom erzeugt eine reflektierte Spannung über die Primärwicklung 110 und auch über eine Hilfswicklung 130 für den Transformator 115. Die Diode D1 hat einen Spannungsabfall darüber, der eine direkte Beziehung zwischen der reflektierten Spannung und der Ausgangsspannung verhindert, während der Sekundärstrom noch fließt. Wenn jedoch der Sekundärstrom gerade auf Null ansteigt (d. h. die Transformator-Rücksetzzeit (Trst)), gibt es keinen Spannungsabfall über der Diode D1. Die resultierende reflektierte Spannung hängt direkt mit der Ausgangsspannung zusammen.
Durch indirektes Abtasten der Ausgangsspannung bei dieser Transformator-Rücksetzzeit führt die Steuervorrichtung 150 eine Nur-Primär-Rückkopplungssteuerung der Ausgangsspannung durch. Zum Beispiel kann die Steuervorrichtung 150 einen Spannungserfassungsanschluss (V_SENSE-AnSChIUSS) umfassen, der die reflektierte Spannung über die Hilfswicklung 130 durch einen Spannungsteiler abtastet, der durch ein Paar von Widerständen R3 und R4 gebildet ist. Die reflektierte Spannung kann auch durch eine Diode D2 und einen Kondensator C4 gleichgerichtet werden, um eine Leistungsversorgungsspannung (V_CC) zu bilden, die von der Steuervorrichtung 150 an dem Leistungsanschluss (V_CC-Anschluss) empfangen wird. Die Steuervorrichtung 150 kann einen Masseanschluss (MASSE-Anschluss) und einen Stromerfassungsanschluss (I_SENSE-Anschluss) umfassen, der den Primärwicklungsstrom durch die Spannung abtastet, die über einen Stromerfassungswiderstand Rcs und einen Abtastwiderstand Rs erzeugt wird, der mit dem Leistungsschalter Q1 gekoppelt ist. Zusätzlich kann die Steuervorrichtung 150 einen negativen Temperaturkoeffizienten/Dimmer-2-Anschluss (NTC/DIM2-Anschluss) umfassen, der die Spannung an diesem Anschluss über einen variablen Widerstand R_DIM abtastet, um die NTC-basierte Ausgangsstrom-Derating-Funktion oder das gewünschte Dimmen zu bestimmen. Die Steuervorrichtung 150 kann auch einen Dimmer-1-Anschluss(DIM1)-Anschluss umfassen, um Pulsbreitenmodulations(PWM – pulse width modulation)-Pulse zu empfangen, die das gewünschte Dimmen angeben.
2 ist ein Graph, der den Eingangsstrom (I_in), den Strom (I_sw) des Schalters Q1 und den Spitzenstrombefehl eines herkömmlichen einstufigen Leistungswandlers über die Zeit zeigt. In herkömmlichen einstufigen Leistungswandlern sind herkömmlicherweise die EMI-Kondensatoren C1 und C2 (siehe 1) klein und daher hat die gleichgerichtete Eingangsspannung (Vin, dc) eine Wellenform, die nahe einer sinusförmigen Form ist. Es ist anzumerken, dass die Wellenform von (Vin, dc) idealerweise sinusförmig ist ohne die Effekte von C1 und C2.
Demzufolge ist der Spitzenstrombefehl ebenfalls fast sinusförmig in der Form und wird als mVin, aSin(ωt) ausgedrückt, wobei ω gleich 2·π·(2·f_line) ist, und f_line die Leitungsfrequenz des AC-Eingangs ist und m eine Konstante ist, die durch die Steuervorrichtung 150 bestimmt wird (siehe 1). Die Steuervorrichtung 150 erfasst die Eingangsspannung (Vin, a) an einem Eingangsspannungsanschluss (Vin-Anschluss) und die Steuervorrichtung 150 arbeitet als eine Regelung durch Vergleichen des erfassten Ausgangsstroms (I_cal) an einem Stromerfassungsanschluss (I_SENSE-Anschluss) mit einem Referenzstrom (Iref), intern in der Steuervorrichtung 150, um einen Multiplizierer m zu bestimmen, der verwendet wird, um das Eingangserfassungssignal (Vin, aSin(ωt)) zu multiplizieren, um den Strombefehl für die Spitzenstrommodussteuerung zu erzeugen (d. h. zum Erzeugen des Spitzenstrombefehls (mVin, aSin(ωt)). Der Wert für m wird eindeutig bestimmt, in Abhängigkeit von Systeminformation (z. B. Eingangsspannung (Vin, a), Ausgangsleistung, Induktivität des Transformators 115, Stromerfassungswiderstand (Rcs), etc.).
Für die Spitzenstrommodussteuerung steigt der Strom (I_sw) des Schalters Q1 linear für jeden Schaltzyklus an und trifft den Spitzenstrombefehl (mVin, aSin(ωt)), wie in 2 gezeigt. Die Eingangs-EMI-Kondensatoren C1 und C2 filtern die Hochfrequenzkomponente des Stroms (I_sw) des Schalters Q1 heraus derart, dass der Niederfrequenzinhalt als der Eingangsstrom (I_in) verbleibt, der durch die gestrichelte Linie in 2 gezeigt wird. Eine konstante Schaltzeitperiode für jeden Schaltzyklus ist mit Tsw in 2 bezeichnet.
Für eine konstante Schaltperiode (Tsw) kann der Eingangsstrom (I_in) einfach abgeleitet werden durch: I_in = 0,5·m·Vin, aSin(ωt)/(Rcs·(Tsw/Ton)), wobei Rcs der Widerstand (siehe 1) des Stromerfassungswiderstands ist und Ton die Zeitperiode ist, in der der Leistungsschalter Q1 eingeschaltet ist (d. h. wenn der Strom (I_sw) des Schalters Q1 als ansteigend in 2 gezeigt wird).
Wie in 2 gezeigt, wird der Eingangsstrom (I_in) mit derselben Phase wie die gleichgerichtete Eingangsspannung (Vin, dc) gezeigt und auch in fast sinusförmiger Form ähnlich der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc). Daher ist der Leistungsfaktor für das System sehr hoch (z. B. nahe bei 1,0, was ideal ist).
In realen Anwendungen werden jedoch die EMI-Kondensatoren C1 und C2 (siehe 1) während eines Betriebs ständig geladen und entladen und ihr Strom (d. h. Ic, der gleich zu I_C1 ist (der Strom, der durch den Kondensator C1 fließt) hinzugefügt zu I_C2 (der Strom, der durch den Kondensator C2 fließt)) geht der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) um neunzig (90) Grad voran und ist gegeben durch: Ic = C(dVin, dc/dt) = ω(C1 + C2)V_accos(ωt), (Gleichung E_1) wobei C gleich C1 (d. h. die Kapazität des EMI-Kondensators C1) + C2 (d. h. die Kapazität des EMI-Kondensators C2) ist. Es ist anzumerken, dass aus der Formel E_1, Ic proportional zu V_ac und zu den Kapazitätswerten der EMI-Kondensatoren C1 und C2 ist.
3 ist ein Vektordiagramm, das den Eingangsstrom (I_in) zeigt, der der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) in der Phase um θ für einen herkömmlichen einstufigen Leistungswandler vorangeht. Diese Figur zeigt die Phase des Eingangsstroms (I_in) bei Vorhandensein der EMI-Kondensatoren C1 und C2, wobei Ic der Strom der EMI-Kondensatoren ist (wie oben diskutiert) und I_L der Transformatorstrom ist (d. h. der Strom, der in den Transformator 115 fließt, siehe 1). Wie in dieser Figur gezeigt, geht der Eingangsstrom (I_in) der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) in der Phase um θ Grad voran. Dies bewirkt, dass sich der Leistungsfaktor für das System auf cos(θ) verschlechtert (d. h. der Leistungsfaktor ist kleiner als 1,0). Es sollte angemerkt werden, dass je größer θ in Grad ist, desto niedriger ist der Leistungsfaktor (d. h. je weiter der Leistungsfaktor von 1,0 ist, was ein idealer Leistungsfaktor ist).
Zurück zu der obigen Gleichung E_1 ist offensichtlich, dass eine hohe Wechselnetzspannung (Vac) zu einem größeren Kondensatorstrom (Ic) führt als eine niedrige Wechselnetzspannung (Vac). Bei niedriger Ausgangsleistung reduziert sich der Transformatorstrom (I_L) und die Phasenverschiebung zwischen der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) und dem Eingangsstrom (I_in) erhöht sich, wodurch es schwierig wird, einen hohen Leistungsfaktor bei einem Betrieb mit hoher Wechselnetzspannung (Vac) und niedriger Ausgangsleistung beizubehalten.
II. Offenbarter einstufiger Leistungswandler mit Leistungsfaktorkorrektur
Um einen hohen Leistungsfaktor bei einem Betrieb mit einer hohen Wechselnetzspannung (Vac) und einer niedrigen Ausgangsleistung zu erreichen, ist es notwendig, den Kondensatorstrom (Ic) der EMI-Kondensatoren C1 und C2 zu kompensieren. Dies kann erreicht werden durch Anwenden einer Phasenverzögerung zwischen dem Spitzenstrombefehl (mVin, aSin(ωt)) und der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) derart, dass die Phase des Transformatorstroms (I_L) absichtlich hinter der Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) zurückbleibt. Dies führt dazu, dass der Eingangsstrom (I_in) eine reduzierte Phasenverschiebung in Bezug auf die gleichgerichtete Eingangsspannung (Vin, dc) hat, wodurch ein zufriedenstellender Leistungsfaktor erzielt wird. Der offenbarte einstufige Leistungswandler mit Leistungsfaktorkorrektur sieht eine Phasenverzögerung zwischen dem Spitzenstrombefehl (mVin, aSin(ωt)) und der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) vor, um einen zufriedenstellenden Leistungsfaktor zu erzielen, selbst bei Betrieb mit niedriger Ausgangsleistung.
4 ist ein Vektordiagramm, das den neuen Eingangsstrom (I_{in_new}) zeigt, der der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) in der Phase um θ_new vorangeht, was viel kleiner als θ ist, für den offenbarten einstufigen Leistungswandler mit Leistungsfaktorkorrektur, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. Wie oben diskutiert, hilft ein Bewirken, dass die Phase des Transformatorstroms (I_L) absichtlich hinter der Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) zurückbleibt, den Kondensatorstrom (Ic) zu kompensieren, um einen verbesserten Leistungsfaktor zu erzielen. Wie in 4 gezeigt, geht der Eingangsstrom (I_in) der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) in der Phase um θ Grad voran. Wie ebenfalls in 4 gezeigt, hat ein neuer Eingangsstrom (I_{in_new}), der die Vektorsumme des Kondensatorstroms (Ic) und des Transformatorstroms (I_L) ist, eine geringere Phasenverschiebung in Bezug auf die gleichgerichtete Eingangsspannung (Vin, dc) als der Eingangsstrom (I_in). Somit sieht der neue Eingangsstrom (I_{in_new}) einen besseren Leistungsfaktor vor als der Eingangsstrom (I_in).
A. Ausführungsbeispiele für eine analoge Lösung
Für die Ausführungsbeispiele für eine analoge Lösung für den offenbarten einstufigen Leistungswandler mit Leistungsfaktorkorrektur werden, zur Erzeugung einer Verzögerung des Transformatorstroms (I_L), ein zusätzlicher Kondensator (Cext) und ein zusätzlicher Widerstand (Rint) (z. B. ungefähr 15 k Ohm) mit dem Eingangsspannungsanschluss (Vin-Anschluss) der Steuervorrichtung 150 (siehe 5) verbunden, wodurch tatsächlich eine Widerstands-Kondensator(RC – resistor-capacitor)-Schaltung gebildet wird, um eine Verzögerung zu erzeugen. In einigen Ausführungsbeispielen kann der zusätzliche Widerstand (Rint) intern zu der Steuervorrichtung 150 sein, wie in 5 gezeigt. Die Kombination des Kondensators (Cext) und des Widerstands (Rint) ermöglicht, dass die Phase des Spitzenstrombefehls in Bezug auf die Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) verzögert wird. Der Verzögerungswinkel bezieht sich auf den Widerstand (Rint) und den Kondensator (Cext) durch: tan(δ) = ω·CextRint, wobei ω gleich 2·π·(2·f_line) und f_line die Leitungsfrequenz des AC-Eingangs ist.
5 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Schaltungskonfiguration für den offenbarten einstufigen Leistungswandler mit einer Leistungsfaktorkorrektur 500 für das Ausführungsbeispiel der analogen Lösung zeigt, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. Es sollte angemerkt werden, dass der offenbarte einstufige Leistungswandler mit der Leistungsfaktorkorrektur 500 mit jedem geeigneten einstufigen Leistungswandler praktiziert werden kann, einschließlich Buck-Boost- bzw. Abwärts-Aufwärts-Wandler und Boost- bzw. Aufwärts-Wandler, aber nicht darauf beschränkt. Es wird ein beispielhafter Sperrwandler 500 gezeigt zur Verwendung für den offenbarten einstufigen Leistungswandler mit einer Leistungsfaktorkorrektur 500 in 5.
In dieser Figur wird gezeigt, dass der einstufige Leistungswandler mit der Leistungsfaktorkorrektur 500 einen zusätzlichen Kondensator (Cext) verwendet, im Vergleich zu dem herkömmlichen einstufigen Leistungswandler 100, wie in 1 gezeigt. Wie oben diskutiert, sehen der zusätzliche Kondensator (Cext) und der interne Widerstand (Rint) eine Verzögerung zwischen dem Spitzenstrombefehl (mVin, aSin(ωt)) und der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) vor derart, dass die Phase des Transformatorstroms (I_L) absichtlich hinter der Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) zurückbleibt. Dies führt dazu, dass der Eingangsstrom (Iin) eine reduzierte Phasenverschiebung in Bezug auf die gleichgerichtete Eingangsspannung (Vin, dc) hat, wodurch ein zufriedenstellender Leistungsfaktor erzielt wird, selbst bei einem Betrieb mit niedriger Ausgangsleistung.
6 ist ein Graph, der den Transformatorstrom (I_L), den Strom (I_sw) des Schalters Q1 und den Spitzenstrombefehl zeigt, der phasenverzögert ist in Bezug auf die gleichgerichtete Eingangsspannung (Vin, dc) des offenbarten einstufigen Leistungswandlers mit einer Leistungsfaktorkorrektur, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. In dieser Figur wird gezeigt, dass die Phase des Spitzenstrombefehls (mVin, aSin(ωt)) um δ Grad verzögert ist (d. h. mVin, aSin(ωt – δ)). Und die Phase des resultierenden Transformatorstroms (I_L) ist ebenfalls in Bezug auf die Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) um δ Grad verzögert.
Die 7A–7D sind Tabellen, die die beispielhaften resultierenden Leistungsfaktoren (PFs) und harmonischen Gesamtverzerrungen (THDs) für verschiedene, unterschiedliche Eingangswechselspannungen (Vac) und Dimmenpegel zeigen, unter Verwendung von Kondensatoren verschiedener, unterschiedlicher Werte für den offenbarten einstufigen Leistungswandler mit Leistungsfaktorkorrektur, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. Die Tabellen zeigen den Effekt eines Hinzufügens eines zusätzlichen Kondensators (Cext) zu einem herkömmlichen einstufigen Leistungswandler, um den Leistungsfaktor auf über 0,9 zu steigern, bei einem Betrieb mit niedriger Ausgangsleistung zusammen mit einer hohen Wechselnetzspannung (Vac).
In den 7A und 7B ist der Kondensatorwert für Cext 0,47 Nanofarad (nF). In 7A arbeitet der einstufige Leistungswandler bei einem Dimmen von 100 Prozent (%) mit einer Ausgangsleistung von 82 Watt (W), und in 7B arbeitet der einstufige Leistungswandler bei 50% Dimmen mit einer Ausgangsleistung von 38,5 W.
In den 7C und 7D ist der Kondensatorwert für Cext 22 nF. In 7C arbeitet der einstufige Leistungswandler bei 100% Dimmen mit einer Ausgangsleistung von 82 W, und in 7D arbeitet der einstufige Leistungswandler bei 50% Dimmen mit einer Ausgangsleistung von 38,5 W.
Wie in diesen Figuren gezeigt ist, kann mit dem Einsatz des zusätzlichen Kondensators (Cext) sogar bei einem Betrieb mit niedriger Ausgangsleistung ein Leistungsfaktor von über 0,9 für die Mehrzahl der Betriebsszenarien erzielt werden.
B. Ausführungsbeispiele für eine digitale Lösung
Es sollte angemerkt werden, dass in anderen Ausführungsbeispielen anstelle einer analogen Lösung eines Verwendens eines zusätzlichen Kondensators (Cext) in einen herkömmlichen Signalstufe-Leistungswandler, um eine Verzögerung zwischen dem Spitzenstrombefehl (mVin, aSin(ωt)) und der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) vorzusehen, die Verzögerung ausschließlich durch die Steuervorrichtung 150 (z. B. die durch einen integrierte-Schaltung(IC – integrated circuit)-Chip implementiert werden kann) für eine digitale Lösung vorgesehen werden kann. Es gibt drei Ausführungsbeispiele der digitalen Lösung für die Steuervorrichtung 150, um die Verzögerung vorzusehen, die sind: (1) Vorsehen der Funktionalität eines anpassbaren Analog-Digital-Wandlers (ADC – analogto-digital converter) mit einer anpassbaren Abtast-Halte-Zeit, die verwendet wird zum Abtasten der Eingangsspannung (Vin, a) nach einer gewissen Zeitverzögerung und zum adaptiven Variieren der Zeitverzögerung, (2) Vorsehen der Funktionalität eines anpassbaren analogen Tiefpassfilters (LPF – low-pass filter) und (3) Vorsehen der Funktionalität eines anpassbaren digitalen LPF.
Für das erste Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung sieht die Steuervorrichtung 150 die Funktionalität eines anpassbaren Analog-Digital-Wandlers (ADC) mit einer anpassbaren Abtast-Halte-Zeit vor, die verwendet wird zum Abtasten der Eingangsspannung (Vin, a) nach einer gewissen Zeitverzögerung und zum adaptiven Variieren der Zeitverzögerung. In diesem Ausführungsbeispiel tastet in der Steuervorrichtung 150 ein interner ADC die Eingangsspannung (Vin, a) ab und ein interner Tiefpassfilter (oder in einigen Ausführungsbeispielen ein Allpassfilter mit einer Verzögerung) filtert das abgetastete Signal (abgetastetes Vin, a), um ein verzögertes Signal zu erzeugen (d. h. eine verzögerte Eingangsspannung (Vin, a)). Basierend auf der Eingangsspannung (Vin, a) und dem Ausgangsleistungspegel erzeugt die Steuervorrichtung 150 adaptiv die notwendige Verzögerung zwischen der gleichgerichteten Eingangsspannung (Vin, dc) und dem abgetasteten Signal (abgetastetes Vin, a) derart, dass der Leistungsfaktor für alle Betriebsbedingungen optimiert werden kann.
8 ist eine beispielhafte Abtast- und Halte-Schaltung mit einer variablen Verzögerung, die die Funktionalität darstellt, die von der Steuervorrichtung 150 des offenbarten einstufigen Leistungswandlers mit einer Leistungsfaktorkorrektur für das erste Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung verwendet werden kann, in Übereinstimmung mit zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. In dieser Figur ist gezeigt, dass die Abtast- und Halte-Schaltung, die die Funktionalität eines ADC-Abtastens und -Verzögerns der Eingangsspannung (Vin, a) durchführt, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO – voltage controlled oscillator), einen durch den VCO gesteuerten Abtastschalter, einen Kondensator und einen Spannungspuffer umfasst. Wie oben diskutiert, wird mit abnehmender Ausgangsleistung mehr Phasenverschiebung in der Eingangsspannung (Vin, a) benötigt, um einen hohen Leistungsfaktor beizubehalten. Wie in dieser Figur gezeigt, wenn die Ausgangsleistung abnimmt, nimmt V_SENSE (d. h. die an dem Spannungserfassungsanschluss (V_SENSE-Anschluss) erfasste Spannung) ab und die Abtastfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) beim Abtasten der Eingangsspannung (Vin, a) nimmt ab, wodurch die Eingangsspannung (Vin, a) verzögert wird, um einen hohen Leistungsfaktor beizubehalten. Alternativ sollte angemerkt werden, dass in anderen Ausführungsbeispielen das Eingangssignal in den DIM 1-Anschluss anstelle von V_SENSE verwendet werden kann, wie in dieser Figur gezeigt, um die Eingangsspannung (Vin, a) zu verzögern.
Für das zweite Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung sieht die Steuervorrichtung 150 die Funktionalität eines anpassbaren analogen Tiefpassfilters (LPF – low-pass filter) vor. 9 ist ein beispielhafter anpassbarer analoger Tiefpassfilter, der die Funktionalität darstellt, die von der Steuervorrichtung 150 des offenbarten einstufigen Leistungswandlers mit einer Leistungsfaktorkorrektur für das zweite Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung verwendet werden kann, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. In dieser Figur wird gezeigt, dass der analoge LPF einen Widerstand, einen variablen Kondensator und einen Spannungspuffer umfasst. Wenn die Ausgangsleistung abnimmt, nimmt V_SENSE (d. h. die an dem Spannungserfassungsanschluss (V_SENSE-Anschluss) erfasste Spannung) ab und V_SENSE erhöht die variable Kondensatorkapazität, um die LPF-Bandbreite zu verringern, wodurch die Verzögerung der Eingangsspannung (Vin, a) erhöht wird, um einen hohen Leistungsfaktor beizubehalten. Alternativ sollte angemerkt werden, dass in anderen Ausführungsbeispielen das Eingangssignal in den DIM1-Anschluss anstelle von V_SENSE verwendet werden kann, wie in dieser Figur gezeigt, um die variable Kondensatorkapazität zu erhöhen.
Für das dritte Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung sieht die Steuervorrichtung 150 die Funktionalität eines anpassbaren digitalen Tiefpassfilters (LPF) vor. 10 ist ein beispielhafter anpassbarer digitaler Tiefpassfilter, der die Funktionalität darstellt, die von der Steuervorrichtung 150 des offenbarten einstufigen Leistungswandlers mit Leistungsfaktorkorrektur für das dritte Ausführungsbeispiel der digitalen Lösung verwendet werden kann, gemäß zumindest einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. In diesem Ausführungsbeispiel steuert V_SENSE (d. h. die Spannung, die an dem Spannungserfassungsanschluss (V_SENSE-Anschluss) erfasst wird) die Filterkoeffizienten der in der Figur gezeigten Gleichungen. Alternativ sollte angemerkt werden, dass in anderen Ausführungsbeispielen das Eingangssignal in den DIM 1-Anschluss anstelle von V_SENSE verwendet werden kann, um die Filterkoeffizienten der in der Figur gezeigten Gleichungen zu steuern.
Wie in den Gleichungen in der Figur gezeigt, ist H1 ein einfacher Tiefpassfilter, der nur eine Verzögerung erfordert, und H2 ist ein komplexerer Tiefpassfilter, der eine zusätzliche Filtersteuerung vorsieht, aber zwei Verzögerungen erfordert. Die Filterkoeffizienten steuern den Betrag der Verzögerung, die auf die Eingangsspannung (Vin, a) angewendet wird, um einen hohen Leistungsfaktor beizubehalten. Die y₁(k)-Differenzgleichung repräsentiert eine Implementierung einer Z-Transformation-Übertragungsfunktion H1(Z). Der beispielhafte anpassbare digitale Tiefpassfilter in 10 kann auf die Z-Transformation-Übertragungsfunktion H1(Z) oder auf die Z-Transformation-Übertragungsfunktion H2(Z) angewendet werden.
Obwohl bestimmte Ausführungsbeispielen gezeigt und beschrieben wurden, sollte offensichtlich sein, dass die obige Diskussion den Umfang dieser Ausführungsbeispiele nicht beschränken soll. Während Ausführungsbeispiele und Variationen der vielen Aspekte der Erfindung hier offenbart und beschrieben wurden, wird eine solche Offenbarung nur zum Zweck der Erläuterung und Veranschaulichung vorgesehen. Somit können verschiedene Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden, ohne von dem Umfang der Ansprüche abzuweichen.
Wenn die oben beschriebenen Verfahren bestimmte Ereignisse angeben, die in einer bestimmten Reihenfolge stattfinden, werden Fachleute auf dem Gebiet mit dem Vorteil dieser Offenbarung erkennen, dass die Reihenfolge modifiziert werden kann und dass solche Modifikationen in Übereinstimmung mit den Variationen der vorliegenden Offenbarung sind. Zusätzlich können Teile von Verfahren gleichzeitig in einem parallelen Prozess durchgeführt werden, wenn möglich, und auch sequentiell durchgeführt werden. Darüber hinaus können mehr oder weniger Teile der Verfahren durchgeführt werden.
Demgemäß sollen Ausführungsbeispiele Alternativen, Modifikationen und Äquivalente veranschaulichen, die in den Umfang der Ansprüche fallen können.
Obwohl bestimmte illustrative Ausführungsbeispiele und Verfahren hier offenbart wurden, kann es aus der obigen Offenbarung für Fachleute offensichtlich sein, dass Variationen und Modifikationen solcher Ausführungsbeispiele und Verfahren vorgenommen werden können, ohne von dem wahren Sinn und Umfang der offenbarten Technik abzuweichen. Es gibt viele andere Beispiele der offenbarten Technik, die sich jeweils nur im Detail von anderen unterscheiden. Demgemäß ist beabsichtigt, dass die offenbarte Technik nur auf das von den beigefügten Ansprüchen und den Regeln und Prinzipien des anwendbaren Rechts geforderte Ausmaß beschränkt ist.

Claims

Eine Schaltung mit Leistungsfaktorkorrektur (PFC – power factor correction), wobei die Schaltung aufweist: einen einstufigen Leistungswandler; und eine Kombination aus einem Widerstand und einem Kondensator in dem einstufigen Leistungswandler, die konfiguriert sind zum Vorsehen einer Phasenverzögerung zwischen einem Spitzenstrombefehl und einer gleichgerichteten Eingangsspannung derart, dass eine Phase eines Transformatorstroms absichtlich hinter einer Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung zurückbleibt, um einen Leistungsfaktor(PF – power factor)-Pegel und einen harmonische-Gesamtverzerrung(THD- total harmonic distortion)-Pegel für den einstufigen Leistungswandler beizubehalten.
Die Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei der Widerstand und der Kondensator beide mit einem Eingangsspannungsanschluss einer Steuervorrichtung des einstufigen Leistungswandlers verbunden sind.
Die Schaltung gemäß Anspruch 2, wobei die Steuervorrichtung ein integrierte-Schaltung(IC – integrated circuit)-Chip ist.
Die Schaltung gemäß Anspruch 2 oder 3, wobei die Steuervorrichtung konfiguriert ist zum Empfangen einer Eingangsspannung an dem Eingangsspannungsanschluss der Steuervorrichtung.
Die Schaltung gemäß zumindest einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Widerstand extern zu einer Steuervorrichtung des einstufigen Leistungswandlers ist.
Die Schaltung gemäß zumindest einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Widerstand intern zu einer Steuervorrichtung des einstufigen Leistungswandlers ist.
Die Schaltung gemäß zumindest einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei der Kondensator mit einem Startschalter des einstufigen Leistungswandlers verbunden ist.
Eine Schaltung mit Leistungsfaktorkorrektur (PFC – power factor correction), wobei die Schaltung aufweist: einen einstufigen Leistungswandler; und eine Steuervorrichtung des einstufigen Leistungswandlers zum Vorsehen einer Phasenverzögerung zwischen einem Spitzenstrombefehl und einer gleichgerichteten Eingangsspannung derart, dass eine Phase eines Transformatorstroms absichtlich hinter einer Phase der gleichgerichteten Eingangsspannung zurückbleibt, um einen Leistungsfaktor(PF – power factor)-Pegel und einen harmonische-Gesamtverzerrung(THD- total harmonic distortion)-Pegel für den einstufigen Leistungswandler beizubehalten.
Die Schaltung gemäß Anspruch 8, wobei die Steuervorrichtung konfiguriert ist zum Empfangen einer Eingangsspannung.
Die Schaltung gemäß Anspruch 9, wobei die Steuervorrichtung die Phasenverzögerung zwischen dem Spitzenstrombefehl und der gleichgerichteten Eingangsspannung durch Verzögern einer Phase der Eingangsspannung vorsieht.
Die Schaltung gemäß Anspruch 10, wobei die Steuervorrichtung die Phase der Eingangsspannung verzögert durch Betrieb als ein anpassbarer Analog-Digital-Wandler (ADC – analog-to-digital converter) mit einer anpassbaren Abtast-Halte-Zeit, die verwendet wird zum Abtasten der Eingangsspannung nach einer gewissen Zeitverzögerung und zum adaptiven Variieren der Zeitverzögerung, um einen optimalen PF und THD basierend auf den Betriebsbedingungen zu erzielen.
Die Schaltung gemäß Anspruch 10, wobei die Steuervorrichtung die Phase der Eingangsspannung durch Betrieb als ein anpassbarer analoger Tiefpassfilter (LPF – low-pass filter) verzögert.
Die Schaltung gemäß Anspruch 10, wobei die Steuervorrichtung die Phase der Eingangsspannung durch Betrieb als ein anpassbarer digitaler Tiefpassfilter (LPF – low-pass filter) verzögert.
Die Schaltung gemäß zumindest einem der Ansprüche 8 bis 13, wobei die Steuervorrichtung ein integrierte-Schaltung(IC – integrated circuit)-Chip ist.