DE19946459A1

DE19946459A1 - Rauscharme Breitbandverstärkereinrichtung mit Gegenkopplung über eine gesteuerte Stromquelle sowie Verwendung der Verstärkereinrichtung

Info

Publication number: DE19946459A1
Application number: DE19946459A
Authority: DE
Inventors: Ralph Oppelt
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens Healthcare GmbH
Priority date: 1999-09-28
Filing date: 1999-09-28
Publication date: 2001-04-26
Anticipated expiration: 2019-09-29
Also published as: DE19946459B4; US6580317B1

Abstract

Die Verstärkereinrichtung enthält ein erstes breitbandiges Verstärkerelement (20) mit einem ersten und einem zweiten Eingang (21 bzw. 22) sowie einem ersten Ausgang (23). Der erste Ausgang (23) wird über einen ersten und einen zweiten Gegenkopplungszweig (30 bzw. 40) auf den ersten bzw. zweiten Eingang (21 bzw. 22) zurückgeführt. Der erste Gegenkopplungszweig (30) enthält eine gesteuerte Stromquelle (31), die eine Verringerung des Rauschbeitrags des zweiten Gegenkopplungszweigs (40) sowie eine reelle endliche Eingangsimpedanz bewirkt.

Description

Die Erfindung betrifft eine rauscharme, breitbandige Verstär kereinrichtung mit mindestens einem gegengekoppelten ersten breitbandigen Verstärkerelement. Außerdem betrifft die Erfin dung die Verwendung der Verstärkereinrichtung.

Ein solche Verstärkereinrichtung kommt zum Beispiel als Vor verstärker eines Ultraschallgeräts, Magnetresonanzgeräts oder auch eines Hochfrequenzmeßgeräts zum Einsatz. In der Verstär kereinrichtung wird dabei ein elektrisches Signal, das bei spielsweise von einem Ultraschallwandler aus einem empfange nen akustischen Signal erzeugt wird und das insbesondere einen sehr niedrigen Signalpegel aufweisen kann, für eine nachfolgende, hier nicht näher beschriebene Signalverarbei tung verstärkt. Um den Informationsgehalt nicht unnötig zu schmälern, sollte diese Verstärkung möglichst rauscharm er folgen.

Aus dem Fachbuch U. Tietze, Ch. Schenk, "Halbleiter-Schal tungstechnik", Springer-Verlag, 9. Auflage, 1991, Seiten 44 bis 49 sowie 132 bis 137 sind verschiedene Verstärkerein richtungen bekannt, die neben mindestens einem aktiven Ver stärkerelement, wie einem Transistor oder einem Operations verstärker, mindestens ein weiteres Element zur Beschaltung des Verstärkerelements enthalten. Um die Nichtlinearität des aktiven Elements zu eliminieren und insbesondere auch um eine definierte Verstärkung und Eingangsimpedanz einzustellen, wird dabei häufig von dem Schaltungsprinzip der Gegenkopplung Gebrauch gemacht.

Üblicherweise erfolgt die Gegenkopplung über einen ohmschen Widerstand. Da ein ohmscher Widerstand jedoch ein thermisches Rauschen erzeugt, werden die ursprünglich guten Rauscheigen schaften des aktiven Verstärkerelements durch eine ohmsche Gegenkopplung deutlich verschlechtert.

Um diesen negativen Effekt der ohmschen Gegenkopplung zu umgehen, ist bei den in dem Firmenkatalog von Adams-Russell Co. Inc. "RF Signal Processing Components" im Abschnitt "Amplifier Application Note" auf Seite 20 und 21 sowie in der US 3,624,536 jeweils beschriebenen Verstärker einrichtungen statt dessen eine induktive transformatorische Gegenkopplung vorgesehen. Damit läßt sich auch für die Ver stärkereinrichtung insgesamt ein sehr gutes Rauschverhalten erzielen, da ein Transformator ein sehr verlust- und rausch armes Element ist. Allerdings ist ein Transformator relativ teuer und auch ziemlich groß, so daß er nur schwer integriert werden kann.

Außerdem ist mit der DE 40 24 166 C1 eine kapazitiv gegen gekoppelte Verstärkereinrichtung offenbart, die sich eben falls durch ein gutes Rauschverhalten auszeichnet. Auch die hier verwendeten Kapazitäten sind nämlich sehr rauscharm. Ungünstig ist dagegen, daß die Verstärkung der offenbarten kapazitiv gegengekoppelten Verstärkereinrichtung stark fre quenz- und lastabhängig ist.

Gerade bei einem Einsatz in einem Ultraschallgerät ist jedoch wegen der geforderten Anschlußmöglichkeit verschiedener Ultraschallwandler, insbesondere solcher mit voneinander abweichender Mittenfrequenz, eine Verstärkereinrichtung mit einer hohen Bandbreite günstig. Die geforderte Bandbreite kann hierbei in der Größenordnung von mindestens zwei Dekaden liegen.

Darüber hinaus haben die bekannten Verstärkereinrichtungen oftmals eine sehr hohe und bisweilen auch eine undefinierte Eingangsimpedanz. Typischerweise beträgt die Eingangsimpedanz mindestens 10⁴ Ω. Dies wirkt sich ungünstig im Hinblick auf eine Leistungsanpassung der Verstärkereinrichtung an einen Quellwiderstand des am Eingang angeschlossenen Ultraschall wandlers aus. Dieser Quellwiderstand liegt in der Größenord nung einiger 10 Ω. Gegebenenfalls kann der angeschlossene Ultraschallwandler auch mit einer einfachen Anpaßschaltung versehen sein, die den Quellwiderstand auf einen Standardwert von z. B. 200 Ω transformiert. Dieser Wert liegt aber deut lich unter dem für die Eingangsimpedanz der bekannten Ver stärkereinrichtungen üblichen Wert. Abgesehen von der dann nicht optimalen Leistungsübertragung kann die hohe oder un definierte Eingangsimpedanz zusätzlich auch zu einer Ver schlechterung des Rauschverhaltens führen. Ferner können Stehwelleneffekte auftreten, die zu einer unerwünschten Verzerrung führt.

Die Aufgabe der Erfindung ist es nun, eine Verstärkerein richtung anzugeben, die in einem weiten Frequenzbereich eine möglichst frequenzunabhängige Verstärkung sowie eine defi nierte reelle Eingangsimpedanz aufweist. Außerdem soll die Verstärkereinrichtung möglichst rauscharm und gut integrier bar sein. Insbesondere soll auch der Rauschbeitrag der Gegen kopplung eliminiert werden.

Zur Lösung der Aufgabe wird eine Verstärkereinrichtung ent sprechend den Merkmalen des Patentanspruchs 1 angegeben.

Die erfindungsgemäße rauscharme breitbandige Verstärkerein richtung umfaßt mindestens

- ein erstes breitbandiges Verstärkerelement mit einem ersten und einem zweiten Eingang sowie einem ersten Ausgang,
- einen ersten vom ersten Ausgang auf den ersten Eingang rückgeführten Gegenkopplungszweig und
- einen zweiten vom ersten Ausgang auf den zweiten Eingang rückgeführten Gegenkopplungszweig, wobei
- der erste Gegenkopplungszweig eine gesteuerte Stromquelle enthält.

Die Erfindung beruht dabei auf der Erkenntnis, daß über eine gesteuerte Stromquelle im ersten Gegenkopplungszweig sowohl der Rauschbeitrag des für die Einstellung der Verstärkung benötigten zweiten Gegenkopplungszweigs reduziert als auch eine reelle endliche Eingangsimpedanz eingestellt werden können. Besonders günstig wirkt sich hierbei aus, daß für die Einstellung der reellen endlichen Eingangsimpedanz kein zu sätzlicher ohmscher Widerstand, der aufgrund seines thermi schen Rauschens auch das Rauschverhalten der gesamten Ver stärkereinrichtung verschlechtern würde, erforderlich ist. Die gesteuerte Stromquelle im ersten Gegenkopplungszweig bewirkt nämlich, daß sich am Eingang der Verstärkereinrich tung eine virtuelle Eingangsimpedanz mit einem reellen und endlichen Wert ausbildet. Dafür ist insbesondere keine ohm sche Beschaltung parallel zum Eingang der Verstärkereinrich tung erforderlich. Der Vorteil der Anpassung an den Quell widerstand einer der Verstärkereinrichtung vorgeschalteten Einheit, beispielsweise eines Ultraschallwandlers, geht also einher mit einer Verbesserung des Rauschverhaltens.

Ohne Beschränkung der Allgemeingültigkeit wird nun die Wir kung der gesteuerten Stromquelle im ersten Gegenkopplungs zweig für den Fall erläutert, daß es sich bei dem über den zweiten Gegenkopplungszweig gegengekoppelten ersten Verstär kerelement um einen nicht-invertierend beschalteten Opera tionsverstärker handelt. Die im Idealfall unendlich hohe Ein gangsimpedanz des nicht-invertierenden Operationsverstärkers läßt sich nun durch die gesteuerte Stromquelle in eine Ein gangsimpedanz mit endlichem und reellem Wert überführen. Die gesteuerte Stromquelle setzt nämlich die Ausgangsspannung der Verstärkereinrichtung in einen Strom um, der am Eingang der Verstärkereinrichtung als ein der Ausgangsspannung propor tionaler Eingangsstrom erscheint. Aufgrund des durch die Verstärkung bestimmten proportionalen Zusammenhangs zwischen der Eingangs- und der Ausgangsspannung ergibt sich damit auch ein proportionaler Zusammenhang zwischen dem Eingangsstrom und der Eingangsspannung, d. h. ein endlicher reeller Ein gangswiderstand.

Anstelle der im vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel verwendeten spannungsgesteuerten Stromquelle kann jedoch ebensogut eine stromgesteuerte Stromquelle verwendet werden. Dazu wird beispielsweise ein gegenzukoppelnder Anteil der Ausgangsspannung in ein proportionales Stromsignal umgewan delt, das dann als Steuergröße dient. Die Stromquelle kann unabhängig von der Art ihrer jeweiligen Steuerung problemlos mit der für die Verstärkereinrichtung geforderten hohen Band breite ausgeführt werden.

Die Bandbreite der Verstärkereinrichtung wird ansonsten hauptsächlich durch das erste Verstärkerelement bestimmt, das insbesondere als breitbandiger Transistor oder auch Opera tionsverstärker ausgebildet sein kann. Im zuletzt genannten Fall ist eine Ausführung als ein auf einem Chip integriertes Bauelement aber auch als diskreter Aufbau mit mehreren Ein zelkomponenten möglich. In jeder Ausführungsform läßt sich jedoch ohne weiteres eine Bandbreite von mindestens zwei Frequenzdekaden realisieren.

Besondere Ausgestaltungen der Verstärkereinrichtung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.

In einer günstigen Ausführungsvariante ist die Stromquelle spannungsgesteuert. Wie vorstehend bereits beschrieben läßt sich damit besonders einfach eine Ausgangsspannung eines nicht-invertierenden Operationsverstärkers in einen endlichen Eingangsstrom der Verstärkereinrichtung umsetzen.

Vorteilhaft ist eine weitere Ausführungsvariante, bei der der erste Gegenkopplungszweig außer der gesteuerten Stromquelle auch einen ersten Spannungsteiler enthält. Mit Hilfe dieses ersten Spannungsteilers läßt sich nämlich der am Eingang der Verstärkereinrichtung erscheinende Anteil des von der gesteu erten Stromquelle gelieferten Stroms einstellen. Der Span nungsteiler dient gleichzeitig auch als Stromteiler. Der gewünschte Wert für die reelle Eingangsimpedanz der Ver stärkereinrichtung kann dann über das Teilerverhältnis sehr genau eingestellt werden. Besonders günstig ist es, wenn der erste Spannungsteiler mindestens aus einer Reihenschaltung einer ersten und einer zweiten Teilerkapazität besteht, da die Teilerkapazitäten kein thermisches Rauschen vergleichbar dem eines ohmschen Widerstands erzeugen. Die Frequenzabhän gigkeit der beiden Teilerkapazitäten kommt aufgrund des aus schließlich durch das Teilungsverhältnis bestimmten Verhal tens nicht zum Tragen, so daß praktisch keinerlei Abstriche bei der erzielbaren Bandbreite resultieren.

Bei einer weiteren Ausführungsform enthält der zweite Gegen kopplungszweig einen zweiten Spannungsteiler, der die Ver stärkung der Verstärkereinrichtung unabhängig von den ge gebenenfalls nichtlinearen Eigenschaften des ersten Verstär kerelements einstellt. Die Verstärkung wird ausschließlich durch das Verhältnis der in Reihe geschalteten beiden Impe danzen des zweiten Spannungsteilers bestimmt. Ein Beispiel hierfür ist der nicht-invertierend beschaltete Operations verstärker. Durch einen kapazitiv ausgebildeten zweiten Spannungsteiler läßt sich wiederum ein besonders günstiges Rauschverhalten erzielen. Der zweite Spannungsteiler besteht dann mindestens aus einer Reihenschaltung einer dritten und einer vierten Teilerkapazität. Um eine unerwünschte Aufladung am zweiten Eingang zu unterbinden, können die dritte und die vierte Teilerkapazität oder auch nur eine der beiden genann ten Teilerkapazitäten gegebenenfalls auch ohmsch überbrückt sein. Diese Überbrückung kann dabei beliebig hochohmig sein. Für das Rauschen spielen die gegebenenfalls vorhandenen Über brückungswiderstände keine Rolle, da sie durch die dritte und/oder vierte Teilerkapazität im interessierenden Signal frequenzbereich kurzgeschlossen sind.

Bei einer weiteren Ausführungsform erfolgt die Steuerung der Stromquelle über einen Strom. Insbesondere ist hierfür ein stromumkehrender Negativ-Impedanzkonverter vorgesehen, der auch als INIC bezeichnet wird. Das führende "I" steht hierbei für die Stromumkehrung und der Rest als Abkürzung für den englischen Begriff "Negative Impedance Converter". Ein INIC eignet sich besonders gut für den Einsatz im ersten Gegen kopplungszweig, da nämlich sowohl vom Eingang als auch vom Ausgang der Verstärkereinrichtung ein Strom in den ersten Gegenkopplungszweig fließt. Es wird also gerade ein Element mit Stromumkehrung benötigt. Eine abgesehen von einem auf grund seiner großen Bauform unerwünschten induktiven Trans formator nur mit passiven Bauelementen aufgebaute Schaltung kann diese Funktion nicht bieten.

Bei einer weiteren günstigen Variante enthält der stromum kehrende Negativ-Impedanzkonverter ein zweites breitbandiges Verstärkerelement, beispielsweise wieder in Form eines Opera tionsverstärkers. Durch die breitbandige Ausführung wird ge währleistet, daß die Verstärkereinrichtung insgesamt in einem weiten Frequenzbereich eingesetzt werden kann. Ein zweiter Ausgang ist jeweils auf einen dritten und einen vierten Ein gang des zweiten Verstärkerelements rückgeführt. Dadurch er reicht man die günstige stromumkehrende Wirkung des Negativ- Impedanzkonverters.

Bei einer anderen Ausführungsform enthält der zweite Gegen kopplungszweig einen zweiten Spannungsteiler, der insbeson dere bei der Verwendung eines stromumkehrenden Negativ-Impe danzkonverters im ersten Gegenkopplungszweig auch rein ohmsch mit einer Reihenschaltung eines ersten und zweiten ohmschen Teilerwiderstands ausgebildet sein kann. Der stromumkehrende Negativ-Impedanzkonverter hat nun die positive Eigenschaft, den Rauschbeitrag der beiden ohmschen Teilerwiderstände zu mindest teilweise zu unterdrücken. Außerdem läßt sich über die auch für eine Integration gut geeigneten ohmschen Teiler widerstände die Verstärkung der Verstärkereinrichtung sehr genau einstellen.

Besonders vorteilhaft ist eine Ausführungsform, bei der die ohmschen Teilerwiderstände einen identischen Widerstandswert aufweisen. Diese Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, daß die Rauschbeiträge der beiden Teilerwiderstände und das Spannungsrauschen des ersten Verstärkerelements durch den stromumkehrenden Negativ-Impedanzkonverter komplett unter drückt werden.

Bei einer weiteren Ausführungsform ergibt sich eine endliche reelle Eingangsimpedanz, die durch eine entsprechende Be schaltung der beiden Gegenkopplungszweige eingestellt werden kann. Gerade bei einem der Verstärkereinrichtung vorgeschal teten Ultraschallwandler ist eine endliche reelle Eingangs impedanz von 50 Ohm oder von 200 Ohm besonders günstig, da die Quellimpedanz des Ultraschallwandlers bei diesem Wert liegt oder problemlos auf diese Widerstandwerte transformiert werden kann. Dadurch erreicht man eine reflexionsfreie Anpas sung bei gleichzeitig niedrigem Eigenrauschen der Verstärker einrichtung.

Wegen des günstigen Rauchverhaltens und der an einen vor gegebenen Wert eines Quellwiderstands angleichbaren Eingangs impedanz läßt sich die Verstärkereinrichtung besonders vor teilhaft in einem Ultraschallgerät verwenden. Sie dient dann insbesondere als ein an einen vorgeschalteten Ultraschall wandler angepaßter Vorverstärker, der ein Ausgangssignal des Ultraschallwandlers besonders rauscharm für eine weitere Ver arbeitung vorverstärkt. Ein Einsatz in einem Magnetresonanz gerät oder in einem Hochfrequenzmeßgerät ist ebenfalls mög lich. Auch bei diesen Geräten sind ein gutes Rauschverhalten und eine einstellbare reelle Eingangsimpedanz günstige Eigen schaften eines eingesetzten Vorverstärkers, insbesondere wenn diese Eigenschaften wie bei der Verstärkereinrichtung über einen großen Frequenzbereich gelten.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Ver stärkereinrichtung werden nunmehr anhand der Zeichnung näher erläutert. Zur Verdeutlichung ist die Zeichnung nicht maß stäblich ausgeführt und gewisse Merkmale sind schematisiert dargestellt. Im einzelnen zeigen:

Fig. 1 eine Verstärkereinrichtung mit Gegenkopplung über eine gesteuerte Stromquelle,

Fig. 2 eine Verstärkereinrichtung mit Gegenkopplung über einen stromumkehrenden Negativ-Impedanzkonverter,

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel der Verstärkereinrichtung von Fig. 2,

Fig. 4 eine Verstärkereinrichtung mit Gegenkopplung über eine spannungsgesteuerte Stromquelle und

Fig. 5 eine spannungsgesteuerte Stromquelle.

Einander entsprechende Teile sind in den Fig. 1 bis 5 mit denselben Bezugszeichen versehen.

In Fig. 1 ist eine Verstärkereinrichtung 10 dargestellt, die ein zweifach gegengekoppeltes erstes Verstärkerelement 20 mit hoher Bandbreite enthält. Das erste Verstärkerelement 20 ist hier ein Operationsverstärker mit einem ersten nicht-inver tierenden Eingang 21, einem zweiten invertierenden Eingang 22 und einem ersten Ausgang 23. Über einen ersten Gegenkopp lungszweig 30 sowie über einen zweiten Gegenkopplungszweig 40 ist der erste Ausgang 23 auf den ersten bzw. zweiten Eingang 21 bzw. 22 rückgeführt. Es werden eine am Eingang der Ver stärkereinrichtung 10 anstehende Eingangsspannung mit U_in, ein Eingangsstrom mit I_in, eine Eingangsimpedanz der Verstär kereinrichtung 10 mit Z_in sowie eine am Ausgang der Verstär kereinrichtung 10 anstehende Ausgangsspannung mit U_out be zeichnet. Hierbei bilden der erste Eingang 21 und der erste Ausgang 23 des ersten Verstärkerelements 20 jeweils auch den Ein- bzw. Ausgang der Verstärkereinrichtung 10.

Der zweite Gegenkopplungszweig 40 enthält einen Spannungs teiler 41 aus einer Reihenschaltung einer ersten und zweiten Teilerimpedanz Z3 bzw. Z4. Ein Abzweig zwischen den beiden Teilerimpedanzen Z3 und Z4 ist mit dem zweiten Eingang 22 elektrisch leitend verbunden. Diese Beschaltung entspricht der bekannten nicht-invertierenden Gegenkopplung eines Ope rationsverstärkers. Eine Verstärkung V wird dann durch die beiden Teilerimpedanzen Z3 und Z4 bestimmt zu:

Ohne den ersten Gegenkopplungszweig 30 würde die Verstärker einrichtung 10 eine im theoretischen Grenzfall unendlich hohe Eingangsimpedanz Z_in aufweisen. Außerdem sind die beiden Tei lerimpedanzen Z3 und Z4 üblicherweise als ohmsche Teller widerstände R3 bzw. R4 ausgebildet, so daß die Verstärker einrichtung 10 aufgrund des thermischen Rauschens dieser beiden ohmschen Teilerwiderstände R3 und R4 ein erhebliches Eigenrauschen aufweist. Unter der Annahme, daß der Gegen kopplungszweig 30 nicht vorhanden ist, und daß die beiden Teilerimpedanzen Z3 und Z4 rein ohmsche Teilerwiderstände R3 bzw. R4 darstellen, ergibt sich für die Verstärkereinrichtung 10 eine Rauschzahl F von

wobei p_n eine äquivalente Rauscheingangsleistungsdichte und r_n einen äquivalenten Rauscheingangswiderstand bezeichnen, die sich aus bekannten Rauschkenngrößen (= äquivalente Eingangs rauschspannungs- und Eingangsrauschstromdichte) des ersten Verstärkerelements 20 ermitteln lassen. Ferner stehen k für die Boltzmannkonstante, T für die Umgebungstemperatur, R_q für einen reellen Quellwiderstand einer der Verstärkereinrichtung 10 vorgeschalteten Einheit und

für einen Wider stand, der sich aus der Parallelschaltung von R3 und R4 er geben würde.

Die Analyse von Gleichung (2) ergibt, daß für eine möglichst kleine Rauschzahl F die Bedingungen R34 << R_q sowie r_n = R_q erfüllt sein sollten. Die zweite Bedingung läßt sich durch Auswahl oder Entwurf eines ersten Verstärkerelements 20 mit einem entsprechenden äquivalenten Rauscheingangswiderstand r_n erreichen. Für die erste Bedingung sollten dagegen sehr kleine ohmsche Teilerwiderstände R3 und R4 gewählt werden. Dies führt jedoch zu einem nicht unerheblichen Stromfluß in dem zweiten Gegenkopplungszweig 40, wodurch dann der Lei stungsbedarf der Verstärkereinrichtung 10 und auch die Si gnalverzerrung in der Ausgangsspannung U_out ansteigt. Beides ist unerwünscht.

Der erste Gegenkopplungszweig 30 enthält deshalb eine ge steuerte Stromquelle 31, die einerseits eine endliche und reelle Eingangsimpedanz Z_in einstellt und andererseits den Rauschbeitrag des Spannungsteilers 41 im zweiten Gegen kopplungszweig 40 zumindest reduziert oder gar komplett eliminiert. Dies geschieht insbesondere ohne die vorstehend beschriebenen negativen Begleiterscheinungen, wie hoher Leistungsbedarf oder hohe Signalverzerrung.

In Fig. 2 ist eine Verstärkereinrichtung 11 dargestellt, die eine konkrete Ausführungsform der in Fig. 1 gezeigten ge steuerten Stromquelle 31 enthält. Es handelt sich hierbei um eine stromgesteuerte Stromquelle in Form eines stromumkeh renden Negativ-Impedanzkonverters 34, der auch mit der Ab kürzung INIC bezeichnet wird. Dieser stromumkehrende Negativ- Impedanzkonverter 34 setzt sich aus einem ebenfalls breit bandigen zweiten Verstärkerelement 340 mit einem dritten und vierten Eingang 341 bzw. 342 sowie einem zweiten Ausgangs 343 zusammen. Der zweite Ausgang 343 ist über eine erste INIC- Impedanz Z5 auf den dritten Eingang 341 und über eine zweite INIC-Tmpedanz Z6 auf den vierten Eingang 342 zurückgeführt.

Der vierte Eingang 342 ist außerdem über eine dritte INIC- Impedanz 27 mit dem ersten Ausgang 23 des ersten Verstärker elements 20 verbunden.

Der Negativ-Impedanzkonverter 34 bewirkt eine Stromumkehrung, so daß sowohl vom Eingang als auch vom Ausgang der Verstär kereinrichtung 11 ein Strom in den Negativ-Impedanzkonverter 34 hineinfließen kann. Damit stellt sich am Eingang der Ver stärkereinrichtung 11 ein endlicher Eingangsstrom I_in ein, der zudem proportional zur Eingangsspannung U_in ist. Die dann endliche und reelle Eingangsimpedanz Z_in berechnet sich unter Berücksichtigung der Verstärkung V gemäß Gleichung (1) zu:

Um möglichst wenig thermisches Widerstandsrauschen einzu bringen, ist es günstig, entweder die beiden INIC-Impedanzen Z5 und Z6 oder die beiden INIC-Impedanzen Z6 und Z7 komplex, insbesondere rein kapazitiv zu dimensionieren. Damit ergibt sich ein nur sehr geringer Rauschbeitrag des ersten Gegen kopplungszweigs 30. Außerdem heben sich die Frequenzgänge der beiden kapazitiv gewählten INIC-Impedanzen Z5 und Z6 oder Z6 und Z7 aufgrund der aus Gleichung (3) ersichtlichen Verhält nisbildung wieder auf.

Fig. 3 zeigt eine Verstärkereinrichtung 12, die ein konkre tes Realisierungsbeispiel der Verstärkereinrichtung 11 von Fig. 2 darstellt. Die erste INIC-Impedanz Z5 ist als rein ohmscher erster INIC-Widerstand R5 ausgebildet. Die zweite und dritte INIC-Impedanz Z6 bzw. Z7 sind jeweils als Paral lelschaltung aus einem zweiten ohmschen INIC-Widerstand R6 und einer ersten INIC-Kapazität C6 bzw. aus einem dritten ohmschen INIC-Widerstand R7 und einer zweiten INIC-Kapazität C7 ausgeführt. Die beiden ohmschen INIC-Widerstände R6 und R7 dienen der Gleichspannungsgegenkopplung. Ihr Wert kann jedoch so hoch gewählt werden, daß ihr Rauschbeitrag im gewünschten Frequenzbereich durch die beiden INIC-Kapazitäten C6 bzw. C7 kurzgeschlossen wird. Der hier rein ohmsche Spannungsteiler 41 enthält einen ersten und zweiten ohmschen Tellerwiderstand R3 bzw. R4.

Die beiden Verstärkerelemente 20 und 340 sind jeweils als Operationsverstärker ausgeführt, die entsprechend dem gefor derten Eigenrauschen und entsprechend der geforderten Band breite ausgelegt sind. Der erste INIC-Widerstand R5 nimmt einen Wert von 1,4 kΩ, der zweite INIC-Widerstand R6 einen Wert von 70 kΩ, der dritte INIC-Widerstand R7 einen Wert von 10 kΩ, die erste INIC-Kapazität C6 einen Wert von 20 pF, die zweite INIC-Kapazität C7 einen Wert von 140 pF und die beiden ohmschen Teilerwiderstände R3 und R4 jeweils einen Wert von 1 kΩ an. Damit erhält man eine reelle Eingangsimpedanz Z_in von 200 Ω, die folglich sehr gut an einen üblichen Quell widerstand R_q eines der Verstärkereinrichtung 12 vorgeschal teten, in Fig. 3 allerdings nicht dargestellten Ultra schallwandlers angepaßt ist. Die Verstärkereinrichtung 12 läßt sich außerdem in einem Frequenzbereich von 0,5 bis 20 MHz betreiben. Damit ist sie für verschiedene Ultra schallwandler mit insbesondere unterschiedlicher Mitten frequenz in dem genannten Frequenzbereich geeignet.

Darüber hinaus zeichnet sich die Verstärkereinrichtung 12 auch durch ein sehr gutes Rauschverhalten in dem genannten Frequenzbereich aus. Dies erkennt man, bei einer Untersuchung des Rauschbeitrags der beiden ohmschen Tellerwiderstände R3 und R4 in der Ausgangsspannung U_out. Für die beiden Teller widerstände R3 und R4 ergibt sich ein Rauschbeitrag, der proportional zu

ist. Daraus ist ersichtlich, daß beide Rauschbeiträge jeweils zu Null werden, wenn die Verstärkung V gemäß Gleichung (1) den Wert 2 annimmt, d. h. wenn die beiden hier als rein ohm sche Teilerwiderstände R3 und R4 ausgebildete Teilerimpe danzen Z3 und Z4 gleich groß gewählt werden. Dann braucht auch die im Zusammenhang mit Gleichung (2) aufgestellte Forderung nach möglichst kleinen ohmschen Teilerwiderständen R3 und R4 nicht mehr beachtet zu werden. Solange die Bedin gung R3 = R4 erfüllt ist, können die beiden ohmschen Teiler widerstände R3 und R4 einen im Prinzip nach oben unbegrenzten Wert annehmen, so daß der Stromfluß im zweiten Gegenkopp lungszweig 40 problemlos niedrig gehalten werden kann. Damit ergibt sich neben einer reellen Eingangsimpedanz Z_in und einem geringen Eigenrauschen auch eine niedrige Leistungs aufnahme sowie eine geringe Signalverzerrung.

Die Gegenkopplung über den stromumkehrenden Negativ-Impedanz konverter 34 im ersten Gegenkopplungszweig 30 macht für den Fall einer Verstärkung von V = 2 das Rauschen der beiden ohmschen Teilerwiderstände R3 und R4 unwirksam. Es wird näm lich jede in Serie zum ersten und zweiten Eingang 21 bzw. 22 des ersten Verstärkerelements 20 liegende Spannungsquelle am ersten Ausgang 23 unterdrückt. Da das eigene Spannungsrau schen des ersten Verstärkerelements 20 gerade durch jeweils eine äquivalente Spannungsrauschquelle, die in Serie zu einem der beiden Eingänge 21 und 22 liegt, beschrieben wird, er scheint also kein durch das erste Verstärkerelement 20 ver ursachter Rauschanteil am Ausgang 23. Diese Unterdrückung am Ausgang 23 gilt jedoch günstigerweise nicht für die zu ver stärkende Eingangsspannung U_in, da sie nicht in Serie, son dern parallel zum ersten Eingang 21 liegt.

In Fig. 4 ist eine weitere Verstärkereinrichtung 13 wieder gegeben, die im ersten Gegenkopplungszweig 30 anstelle der bei den Verstärkereinrichtungen 11 und 12 verwendeten strom gesteuerten Stromquelle eine spannungsgesteuerte Stromquelle 32 enthält. Eine Eingangsspannung U3 führt hier zu einem pro portionalen Ausgangsstrom I3. Als Eingangsspannung U3 dient die Ausgangsspannung U_out der Verstärkereinrichtung 13. Die spannungsgesteuerte Stromquelle 32 ist über eine erste Tel lerkapazität C1 eines Spannungsteilers 33, der außerdem eine zweite Tellerkapazität C2 enthält, an den Eingang der Ver stärkereinrichtung 13 angeschlossen. Am Eingang der Verstär kereinrichtung 13 erscheint also ein endlicher Eingangsstrom I_in, der aufgrund der Proportionalitätsbeziehungen zwischen U_in und U_out (siehe Gleichung (1)), zwischen U_out und U3 und zwischen U3 und I3 sowie entsprechend dem gewählten Teller verhältnis des Spannungsteilers 33 auch zur Eingangsspannung U_in proportional ist. Über die Dimensionierung der genannten Proportionalitätsbeziehungen und des genannten Tellerverhält nisses läßt sich damit ein gewünschter reeller Wert für die Eingangsimpedanz Z_in einstellen.

Da der Spannungsteiler 41 aus einer dritten und vierten Tellerkapazität C3 bzw. C4 besteht und damit genau wie der Spannungsteiler 33 rein kapazitiv ausgebildet ist, zeichnet sich die Verstärkereinrichtung 13 auch durch ein gutes Rauschverhalten aus. Thermisches Widerstandsrauschen tritt nicht auf.

Die Verstärkereinrichtung 13 eignet sich außerdem für einen breitbandigen Einsatz, da in das Übertragungsverhalten nur die jeweiligen Teilerverhältnisse eingehen und sich die Fre quenzabhängigkeiten der Teilerkapazitäten C1 bis C4 damit gegenseitig kompensieren. Eine Bandbreite von mindestens zwei Dekaden kann also ohne weiteres erreicht werden.

Auch die spannungsgesteuerte Stromquelle 32 läßt sich nämlich sowohl breitbandig als auch rauscharm ausführen. Ein entspre chendes Realisierungsbeispiel ist in Fig. 5 gezeigt. Die spannungsgesteuerte Stromquelle enthält einen mit zwei bi polaren npn-Transistoren 321 und 322 gebildeten Differenz verstärker 326 und einen mit zwei bipolaren pnp-Transistoren 323 und 324 gebildeten Stromspiegel 327. Der Stromspiegel 327 erzwingt einen identischen Stromfluß an den Kollektor-An schlüssen der Transistoren 322 und 323 des Differenzver stärkers 326. Eine Stromdifferenz zwischen dem Stromfluß am Kollektor-Anschluß des Transistors 321 und dem Stromfluß am Kollektor-Anschluß des Transistors 322 ist folglich gerade gleich dem Ausgangsstrom 13. Eine mit den Emitter-Anschlüssen der Transistoren 321 und 322 verbundene Bias-Stromquelle 325 sorgt für einen konstanten Stromfluß über den Differenz verstärker 326. Gegebenenfalls können die Emitter-Anschlüsse der Transistoren 321 und 322 zur Verbesserung der Linearität auch über jeweils einen ohmschen Widerstand mit der Bias- Stromquelle 325 verbunden sein. Die spannungsgesteuerte Stromquelle 32 wird über eine positive und eine negative Versorgungsspannung U₊ bzw. U_- gespeist.

Eine Spannungsänderung der Eingangsspannung U3 am Basis- Anschluß des Transistors 321 führt aufgrund der durch den Stromspiegel 327 an den Kollektor-Anschlüssen der Transisto ren 322 und 323 erzwungenen Stromgleichheit zu einem entspre chenden Ausgangsstrom I3. Die in Fig. 5 gezeigte spannungs gesteuerte Stromquelle 32 läßt sich durch geeignete Auswahl der Transistoren 321 bis 324 sowohl breitbandig als auch rauscharm ausführen. Außerdem eignet sich die spannungs gesteuerte Stromquelle 32 sehr gut für eine Integration. Damit sind die Voraussetzungen für einen Einsatz in der Verstärkereinrichtung 13 von Fig. 4 gegeben.

Claims

1. Rauscharme, breitbandige Verstärkereinrichtung mit mindestens:

- einem ersten breitbandigen Verstärkerelement (20) mit einem ersten und einem zweiten Eingang (21 bzw. 22) sowie einem ersten Ausgang (23),
- einem ersten vom ersten Ausgang (23) auf den ersten Ein gang (21) rückgeführten Gegenkopplungszweig (30) und
- einem zweiten vom ersten Ausgang (23) auf den zweiten Eingang (22) rückgeführten Gegenkopplungszweig (40), wobei
- der erste Gegenkopplungszweig (30) eine gesteuerte Strom quelle (31) enthält.

2. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die gesteuerte Strom quelle (31) als spannungsgesteuerte Stromquelle (32) aus gebildet ist.

3. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, da durch gekennzeichnet, daß der erste Gegenkopplungszweig (30) einen ersten Spannungsteiler (33), der insbesondere rein kapazitiv ist und mindestens aus einer Reihenschaltung einer ersten und einer zweiten Teilerkapazi tät (C1 bzw. C2) besteht, enthält.

4. Verstärkereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Gegenkopplungszweig (40) einen zweiten Spannungsteiler (41), der insbesondere kapazitiv ist und mindestens aus einer Reihenschaltung einer dritten und einer vierten Teilerkapazi tät (C3 bzw. C4) besteht, enthält.

5. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die gesteuerte Strom quelle (31) als stromumkehrender Negativ-Impedanzkonverter (34) ausgebildet ist.

6. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der stromumkehrende Negativ-Impedanzkonverter (34) ein zweites breitbandiges Verstärkerelement (340) mit einem dritten und einem vierten Eingang (341 bzw. 342) sowie mit einem zweiten Ausgang (343) umfaßt und der zweite Ausgang (343) jeweils auf den dritten und den vierten Eingang (341 bzw. 342) rückgeführt ist.

7. Verstärkereinrichtung nach einem der Ansprüche 1, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Gegenkopplungszweig (40) einen zweiten Spannungsteiler (41), der insbesondere rein ohmsch ist und mindestens aus einer Reihenschaltung eines ersten und eines zweiten ohmschen Teilerwiderstands (R3 bzw. R4) besteht, enthält.

8. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite ohmsche Teilerwiderstand (R3 bzw. R4) einen gleichen Wider standswert haben.

9. Verstärkereinrichtung nach einem der vorhergehenden An sprüche, gekennzeichnet durch eine endliche reelle Eingangsimpedanz (Z_in), insbesondere von 50 Ω oder 200 Ω.

10. Verwendung der Verstärkereinrichtung nach einem der vor hergehenden Ansprüche in einem Ultraschallgerät, in einem Magnetresonanzgerät oder in einem Hochfrequenzmeßgerät.