DE19824233A1

DE19824233A1 - Amplitudenbegrenzung

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Publication number: DE19824233A1
Application number: DE19824233A
Authority: DE
Inventors: Georg Frank; Michael Niegel; Udo Roedel
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1998-05-29
Filing date: 1998-05-29
Publication date: 1999-12-02
Anticipated expiration: 2018-05-30
Also published as: AU754727B2; AU4038199A; KR20010043894A; CN1134952C; DE19824233B4; WO1999063723A1; EP1080568A1; CA2333478C; JP2002517951A; CN1303562A; EP1080568B1; CA2333478A1; TW432807B; US6636555B1; JP4202604B2; KR100677670B1; AR018414A1

Abstract

Verfahren und Vorrichtung zum Vermindern des Bereichs eines Übertragungssignals, umfassend eine Vielzahl von digital dargestellten komplexen Kommunikationssignalen, einschließlich einer Vorrichtung, um die Amplitude jedes der Vielzahl von komplexen Kommunikationssignalen zu schätzen, basierend auf den komplexen Komponenten, einer Vorrichtung, um zumindest einen Skalierungsfaktor, basierend auf der Vielzahl von bestimmten Amplituden, zu bestimmen und einer Vorrichtung, um die Amplitude der jeweiligen komplexen Signalkomponenten zu reduzieren. Das System ist dazu angepaßt, bei sehr hohen Frequenzen zu arbeiten, und kann vorteilhafterweise mit einer Vorrichtung ausgestattet werden, die die Amplitude jedes der komplexen Signale unter Verwendung des CORDIC-Algorithmus bestimmt, das System kann weiter mit einer Vorrichtung für ein Skalieren der Amplitude jedes der komplexen Komponenten in einem Grobskalierungsschritt und einem Feinskalierungsschritt ausgestattet sein. Das System erlaubt es, effektiv die Amplitude eines Übertragungssignals zu vermindern, was die Notwendigkeit für größere und teurere Verstärker eliminiert.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Begrenzen der Amplitude eines Übertragungssignals, beispielsweise eines über eine Funkstation zu übertragenden Telekommunikationssignals.

In Telekommunikationssystemen wird gewöhnlich eine große Anzahl von Kommunikationskanälen zusammen über das gleiche Übertragungsmedium übertragen, beispielsweise ein Funkfrequenzband. Verschiedene Zugriffsschemata für ein Plazieren von Kommunikationskanälen auf das Übertragungsmedium sind bekannt. Ein allgemein bekanntes Schema ist CDMA (Code Division Multiple Access), bei dem eine Anzahl von verschiedenen Kommunikationskanälen gleichzeitig in einem Funkfrequenzband so übertragen wird, daß sie sich sowohl im Zeitbereich als auch im Frequenzbereich überlappen.

Um jedes Kommunikationskanalsignal von anderen Kommunikationskanalsignalen zu unterscheiden, ist jedes Kommunikationskanalsignal mit einem oder mehreren einzigartigen Spreizcodes codiert, wie dies im Stand der Technik bekannt ist. Indem jedes der Kommunikationssignale mit einem Spreizcode moduliert wird, kann die Abtastrate (d. h. die "Chiprate") in Übereinstimmung mit einem Spreizfaktor wesentlich erhöht werden. Beispielsweise wird jedes Kommunikationskanalsignal in Übereinstimmung mit einem digitalen Modulationsschema moduliert, beispielsweise einer Quadraturamplitudenmodulation (QAM) oder einem Phasenverschiebeschlüsseln (Phase Shift Keying) (PSK) Verfahren. Demzufolge wird ein Inphase- und ein Quadratursignalbestandteil für jedes Kommunikationsbestandteilsignal erzeugt. QAM und PSK sind im Stand der Technik wohlbekannt. Die Inphase- und Quadratursignalbestandteile, die jedem der Kommunikationskanäle zugehörig sind, werden dann unter Verwendung einer einzigartigen Spreizcodesequenz codiert. Die sich ergebenden Inphase- und Quadratursignalkomponentenpaare werden abgetastet (d. h. zur Chiprate) und individuell gewichtet. Die Inphase- und Quadraturkomponentensignale werden im folgenden zusammengefaßt, um ein Komposit- Inphasensignal und ein Komposit-Quadratursignal zu bilden. Das Komposit-Inphasensignal und das Komposit-Quadratursignal wird dann separat durch einen Tiefpaß-pulsformenden Filter gefiltert. Nachfolgend zu einem Filtern wird das Komposit- Inphasensignal und das Komposit-Quadratursignal durch einen Kosinusträger bzw. einen Sinusträger moduliert und zu einem einzigen Multicodeübertragungssignal zusammengefaßt, z. B. ein CDMA Signal. Das einzelne Multicodeübertragungssignal wird dann durch eine Trägerfrequenz aufwärts umgewandelt und die dem Übertragungssignal zugehörige Signalleistung wird vor einer Übertragung durch einen Hochleistungsverstärker verstärkt. An der Empfangseinheit wird das jedem der Kommunikationssignale zugehörige Basisbandsignal aus dem Übertragungssignal extrahiert, indem das Übertragungssignal unter Verwendung der Trägerfrequenz und der verschiedenen Spreizcodes demoduliert und decodiert wird. Darüber hinaus versteht es sich, daß in einem typischen cellularen Telekommunikationssystem die Übertragungsquelle beispielsweise eine Hochleistungsbasisstation sein kann, und die Empfangseinheit beispielsweise eine Mobilstation sein kann (z. B. ein Mobiltelefon).

Wenn eine besonders große Anzahl von Kommunikationssignalen vorliegt, ist es manchmal vorzuziehen, zwei oder mehr Übertragungs- bzw. Trägersignale zu erzeugen, wobei jedes der zwei oder mehr Trägersignale mit einer eigenen einzigartigen Trägerfrequenz moduliert wird. Die zwei oder mehr modulierten Trägersignale werden dann unabhängig voneinander durch entsprechende Hochleistungsverstärker vor einer Übertragung verstärkt, oder alternativ dazu werden die zwei oder mehr modulierten Trägersignale zu einem einzigen komplexen Übertragungssignal zusammengefaßt, was dann vor einer Übertragung durch einen einzelnen Hochleistungsverstärker verstärkt wird.

Wie es dem Fachmann bekannt ist, erhöht CDMA die Systembandbreite wesentlich, was wiederum die Verkehrsleistungskapazität des Netzwerks insgesamt erhöht. Zusätzlich ist ein, wie oben beschriebenes, Zusammenfassen von unabhängigen Trägersignalen in ein einzelnes komplexes Übertragungssignal dadurch vorteilhaft, daß ein einziger Hochleistungsverstärker erforderlich ist, im Gegensatz zu einem getrennten Hochleistungsverstärker für jedes unabhängige Trägersignal. Dies ist vorteilhaft, da Hochleistungsverstärker teuer sind, und das Verwenden eines Hochleistungsverstärkers anstelle einer Vielzahl eine wesentliche Kostenersparnis zur Folge haben wird.

Trotz der mit CDMA in Verbindung stehenden Vorteile erhöht ein Zusammenfassen multipler Kommunikationssignale und/oder unabhängiger Trägersignale allgemein wesentlich das Spitze- Zu-Durchschnitts-Leistungsverhältnis, das in Zusammenhang mit dem sich ergebenden Übertragungssignal steht. Insbesondere kann das Spitze-Zu-Durchschnitts-Leistungsverhältnis für ein Übertragungssignal in Übereinstimmung mit der folgenden Beziehung bestimmt werden:

PR_PTA = PR_F + 10 * log (N)

wobei PR_PTA das Spitze-Zu-Durchschnitts-Leistungsverhältnis des entsprechenden Kompositsignals darstellt, PR_F das Leistungsverhältnis des Tiefpaßpulsformungsfilters und N die Anzahl von Kommunikationskanälen darstellt, die das Träger- (CDMA) Signal bilden.

Das in Zusammenhang mit einem großen Spitze-Zu-Durchschnitts- Leistungsverhältnis stehende Problem ist es, daß es die Effizienz des Hochleistungsverstärkers in dem Überträger vermindert. Effizienz wird, wie der Fachmann versteht, als die Menge der Ausgangsleistung (d. h. Pmean) geteilt durch die Menge der Eingangsleistungen (d. h., Pdc + Ppeak) gemessen. Wenn Ppeak (d. h. die Spitzenleistung) sich im Verhältnis zu Pmean erhöht, vermindert sich die Effizienz des Hochleistungsverstärkers.

Eine mögliche Lösung ist es, einfach die Amplitude (d. h. Ppeak) des Trägersignals zu beschränken oder zu clippen (abzuschneiden). Unglücklicherweise hat dies sehr wahrscheinlich die Erzeugung von Intermodulationsprodukten und/oder spektralen Verzerrungen zur Folge.

Intermodulationsprodukte und/oder spektrale Verzerrungen bewirken ihrerseits wiederum sehr wahrscheinlich eine Interferenz zwischen den verschiedenen Kommunikationssignalkanälen. Demzufolge ist dies keine bevorzugte Lösung.

Eine weitere mögliche Lösung ist es, einen komplexeren Hochleistungsverstärker auszulegen, einer der (CDMA) Trägersignale, die große Spitze-Zu-Durchschnitts-Verhältnisse aufweisen, toleriert und effizienter verstärken kann. Dies ist jedoch auch keine bevorzugte Lösung, da die Kosten eines Hochleistungsverstärkers normalerweise proportional zur Komplexität sind. Demzufolge würde diese Lösung ein Ansteigen der Kosten der Telekommunikationsvorrichtung bewirken, die den Hochleistungsverstärker enthält.

US Patent 5,621,762 ("Miller et al.") liefert noch eine weitere mögliche Lösung für das Spitze-Zu-Durchschnitts- Leistungsverhältnis-Problem, indem das Spitze-Zu- Durchschnitts-Leistungsverhältnis beschränkt wird, bevor das als übertragende Telekommunikationssignal gefiltert und nachfolgend verstärkt wird. Genauer gesagt beschreibt Miller eine Spitzenleistungs-Unterdrückungsvorrichtung, um das Spitze-Zu-Durchschnitts-Leistungsverhältnis einer einzelnen Codesequenz am Eingang des Hochleistungsverstärkers zu reduzieren. Die Spitzenleistungsunterdrückungsvorrichtung verwendet einen digitalen Signalprozessor (DSP) der die einzelne Codesequenz empfängt, die Codesequenz in ein Symbolkonstellationsdiagramm einordnet, eine erwartete Antwort des Pulsformungsfilters vorhersagt, und die im Symbolkonstellationsdiagramm auftretenden Amplituden beschränkt, in Übereinstimmung mit der erwarteten Antwort des Pulsformungsfilters.

Das vornehmliche Problem mit der in Miller offenbarten Lösung ist es, daß die Spitzenleistungsunterdrückungsvorrichtung nicht in der Lage ist, mit den hohen Bitdatenraten zu arbeiten, die in einem Telekommunikationssystem wie CDMA vorliegen. Darüber hinaus ist die Vorrichtung nicht in der Lage, mit multiplen Trägerkanalsignalen und/oder Multicodesequenzen zu arbeiten. Beispielsweise ist die in Miller beschriebene Spitzenleistungsunterdrückungsvorrichtung inhärent langsam, wie bewiesen durch die Tatsache, daß sie einen DSB (Digital Signal Processor) verwendet, und durch die Tatsache, daß der DSP Zeit dafür hat, einen Pulsformungsfilter-Vorhersagealgorithmus auszuführen. Daher besteht ein Bedürfnis für eine Vorrichtung zur Beschränkung einer Telekommunikationsamplitude, die in der Lage ist, das Spitze-Zu-Durchschnitts-Leistungsverhältnis eines Telekommunikationssignals zu beschränken, bevor dieses gefiltert und nachfolgend verstärkt wird, und die zusätzlich in der Lage ist, signifikant höhere Bitraten, multiple Codesequenzen und multiple CDMA Trägersignale zu handhaben.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Beschränken der Amplitude eines komplexen Übertragungssignals einschließlich einer Vielzahl von Trägersignalen mit hohen Datenraten bereitzustellen.

Diese Aufgabe der Erfindung wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche 1 und 11 gelöst.

In Übereinstimmung mit der Erfindung werden die Amplituden von jedem einer Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen basierend auf ihren komplexen Signalkomponenten abgeschätzt. Die berechneten Amplituden werden dann verwendet, um zumindest einen Skalierungsfaktor zu bestimmen, um die komplexen Komponenten jedes der Vielzahl von digitalen Trägersignalen zu skalieren, bevor die komplexen amplitudenbeschränkten Trägersignale zur Bildung des Übertragungssignals zusammengefaßt werden.

Ein Beschränken der Amplitude von jedem der Vielzahl von Trägersignalen erlaubt es, die Maximalamplitude des komplexen Übertragungssignals wirksam zu vermindern, wodurch die Notwendigkeit für multiple Leistungsverstärker oder einen einzelnen großen Leistungsverstärker eliminiert wird. Weiter erlaubt dies, eine beliebige Anzahl von Trägersignalen zusammenzufassen, und erlaubt es komplexe digitale Trägersignale mit sehr hohen Frequenzen zu verarbeiten, beispielsweise in CDMA Telekommunikationsanwendungen.

Vorteilhafterweise können die Amplituden der einzelnen Trägersignale unter Verwendung des CORDIC Algorithmus iterativ geschätzt werden. Die Amplitude eines Signals kann mit einer ausreichenden Genauigkeit unter Verwendung von zumindest zwei Iterationen gemäß des CORDIC Algorithmus geschätzt werden.

Um weiter den Berechnungsaufwand zu reduzieren, kann die Anzahl von Bits, die für eine Darstellung der komplexen Signalkomponenten verwendet wird, verringert werden, und absolute Werte der komplexen Komponente der Trägersignale vor einem Abschätzen der Amplituden können bestimmt werden. Weiter kann die Anzahl von Bits, die für eine digitale Repräsentation der geschätzten Amplituden verwendet wird, vorteilhafterweise reduziert werden, bei einer immer noch ausreichenden Genauigkeit, um weiter die Rechenanforderungen zu vermindern.

Der zumindest eine Amplitudenskalierungsfaktor kann auch eine Funktion einer Clipping-(Beschränkungs-)Amplitude eines Verstärkers sein und/oder die Clippingamplitude kann eine Funktion eines Pulsformungsfilters sein.

Weiter kann der zumindest eine Skalierungsfaktor als die größte ganze Zahl berechnet werden, die kleiner als der Logarithmus Dualis der Maximalamplitude dividiert durch die Clippingamplitude ist.

Um ein Verschiebeskalieren der komplexen Komponenten der Trägersignale zu erlauben, kann eine erste Nachschlagetabelle (Lookup Table) für ein Bestimmen von zumindest einem Schiebefaktor basierend auf der Maximalamplitude verwendet werden. Weiter können in einem Grobeschränkungsbetrieb die digital repräsentierten komplexen Bestandteile jedes der Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen skaliert werden, indem eine Anzahl von Bits niedriger Signifikanz der digitalen Repräsentationen der Komponenten gelöscht wird, wobei diese Anzahl durch den zumindest einen Verschiebefaktor bestimmt wird.

Dieses Löschen von Bits niedriger Signifikanz kann auf effiziente Weise erzielt werden, indem ein Schieben der digitalen Repräsentationen der komplexen Komponenten in einem Register durchgeführt wird, und zwar durch eine Anzahl von Registerstellen, die durch den zumindest einen Schiebefaktor bestimmt ist.

Um eine Genauigkeit des Skalierungsbetriebs zu erhöhen, kann eine zweite Nachschlagetabelle bereitgestellt werden, um einen zweiten Skalierungsfaktor zu bestimmen, der in einem Feinbeschränkungsbetrieb verwendet wird, der nach dem Grobbeschränkungsbetrieb ausgeführt wird, um die digitalen Darstellungen in die Liste der komplexen Komponenten mit dem zweiten Skalierungsfaktor zu multiplizieren. Weiter vorteilhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in weiteren abhängigen Ansprüchen offenbart.

Die Erfindung kann am besten verstanden werden, wenn die Beschreibung zusammen mit den begleitenden Zeichnungen gelesen wird, in denen:

Fig. 1 eine Transmitterstruktur veranschaulicht, beispielsweise CDMA, einschließlich eines Zusammenfassers, einer Amplitudenbeschränkung gemäß eines Ausführungsbeispiels der Erfindung, eines Pulsformfilters und einer IQ-Modulation;

Fig. 2 ein schematisches Diagramm zeigt, das die Bestimmung einer Maximalamplitude von zwei komplexen Trägersignalen mit verschiedenen Trägerfrequenzen veranschaulicht;

Fig. 3 zwei Symbolkonstellationsdiagramme veranschaulicht, die die Amplitudenverteilung einer komplexen Version des Übertragungssignals mit und ohne eine Amplitudenbeschränkung zeigt;

Fig. 4 eine Vorrichtung für eine Amplitudenbeschränkung gemäß eines Ausführungsbeispiels der Erfindung zeigt;

Fig. 5 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Vorrichtung für eine Amplitudenbeschränkung gemäß der Erfindung zeigt;

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt, das funktionale Blöcke einer entsprechenden Hardwarekonfiguration genauer darstellt;

Fig. 7 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt, das weitere detaillierte funktionale Blöcke einer Hardwarekonfiguration veranschaulicht; und

Fig. 8 ein bekanntes Verfahren zum Erzeugen eines Übertragungssignals veranschaulicht.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung mit Bezug auf die Figuren beschrieben. In den Figuren werden entsprechende Teile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

Fig. 8 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein bekanntes Verfahren für ein Erzeugen eines komplexen Übertragungssignals 805 darstellt, beispielsweise in CDMA. Wie veranschaulicht wird das komplexe Übertragungssignal 805 durch ein Zusammenfassen von zumindest zwei unabhängigen Trägersignalen 810 und 815 erzeugt. In Übereinstimmung mit diesem bekannten Verfahren wird jedes Kommunikationskanalsignal von einem ersten Satz von digitalen Kommunikationskanalsignalen Φ₁₁ . . . Φ_1n und jedes Kommunikationssignal von einem zweiten Satz von digitalen Kommunikationskanalsignalen Φ₂₁ . . . Φ_2n unter Verwendung eines Quadraturamplitudenmodulations-(QAM)-Verfahrens moduliert. Diese hat ein Erzeugen eines Inphase- und Quadratursignalpaars für jedes der Kommunikationskanalsignale zur Folge. Jedes der Inphasensignale, die in Zusammenhang mit dem ersten Satz von Kommunikationskanalsignalen stehen, wird dann unter Verwendung eines einzigartigen Spreizcodes codiert, individuell gewichtet und mit anderen Inphasensignalen zusammengefaßt, wodurch ein erstes Komposit- Inphasensignal Xi1 erzeugt wird, und jedes der Quadratursignale, in Zusammenhang mit dem ersten Satz von Kommunikationskanalsignalen stehend, wird auf ähnliche Weise kodiert, gewichtet und zusammengefaßt, wodurch ein erstes Kompositquadratursignal Xq1 erzeugt wird. Auf ähnliche Weise wird jedes der Inphasensignale, die mit dem zweiten Satz von Kommunikationskanalsignalen stehen, codiert, gewichtet und zusammengefaßt, wodurch ein zweites Komposit-Inphasensignal Xi2 erzeugt wird, und jedes der Quadratursignale, in Zusammenhang mit dem zweiten Satz von Kommunikationskanalsignalen stehend, wird codiert, gewichtet und zusammengefaßt, wodurch ein zweites Komposit- Quadratursignal Xq2 erzeugt wird.

Wie in Fig. 8 veranschaulicht, wird das Komposit- Inphasensignal Xi1 und das Komposit-Quadratursignal Xq1 dann zu dem ersten Pulsformungsfilter 820a weitergeleitet. Auf ähnliche Weise wird das Komposit-Inphasensignal Xi2 und das Komposit-Quadratursignal Xq2 zu einem zweiten Pulsformungsfilter 820b weitergeleitet. Als nächstes werden die gefilterten Signale zu einem ersten und zweiten Vektormodulator 825a und 825b weitergeleitet. Der Vektormodulator 825a moduliert das Komposit-Inphasensignal Xi1 mit einem Kosinusträger mit einer Frequenz f₁ und moduliert das Kompositquadratursignal Xq1 durch einen Sinusträger auch mit der Frequenz f₁. Der Vektormodulator 825a faßt dann das modulierte Komposit-Inphasensignal Xi1 mit dem modulierten Komposit-Quadratursignal Xq1 zusammen, wodurch ein erstes unabhängiges Trägersignal 810 erzeugt wird. Gleichzeitig moduliert der Vektormodulator 825b das Komposit-Inphasensignal Xi2 mit einem Kosinusträger mit der Frequenz f₂ und er moduliert das Komposit-Quadratursignal Xq2 mit einem Sinusträger ebenso mit der Frequenz f₂. Der Vektormodulator 825b faßt dann das modulierte Komposit- Inphasensignal Xi2 mit dem modulierten Komposit- Quadratursignal Xq2 zusammen, wodurch das zweite unabhängige Trägersignal 815 erzeugt wird. Die zwei unabhängigen Trägersignale 810 und 815 werden dann zu dem komplexen Übertragungssignal 815 zusammengefaßt, was vor einer Übertragung dann zu einem Hochleistungsverstärker 830 weitergeleitet wird.

Wie oben erklärt, erhöht sich das in Zusammenhang mit dem komplexen Übertragungssignal 805 stehende Spitze-Zu- Durchschnitts-Leistungsverhältnis, wenn sich die Anzahl von Kommunikationskanalsignalen Φ erhöht, und einer Erhöhung im Spitze-Zu-Durchschnitts-Leistungsverhältnis reduziert seinerseits die Effizienz des Hochleistungsverstärkers 830. Zusätzlich ist eine beträchtliche Intermodulations- und/oder spektrale Steuerung sehr wahrscheinlich, falls ein Versuch unternommen wird, die Amplitude des komplexen Übertragungssignals 805, beispielsweise einem CDMA Signal, in dem Hochleistungsverstärker 830 oder in dem Übertrager (nicht gezeigt), der den Hochleistungsverstärker 830 enthält, zu beschränken oder abzuschneiden (clippen).

Im folgenden wird ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben. Fig. 1 veranschaulicht ein Verfahren zum Erzeugen eines Übertragungssignals 105. Dieses Verfahren ähnelt dem in Fig. 8 gezeigten Signal darin, daß das bevorzugte Ausführungsbeispiel auch ein Codieren und Zusammenfassen von einer jeweiligen Mehrzahl von ersten und zweiten digitalen Kommunikationskanalsignalen Φ₁₁ . . . Φ_1n und Φ₂₁ . . . Φ_2n in ein erstes Komposit-Inphasensignal Xi1, ein erstes Komposit- Quadratursignal Xq1, ein zweites Komposit-Inphasensignal Xi2 und eine zweites Komposit-Quadratursignal Xq2 beinhaltet. Jedoch werden im Gegensatz zum in Fig. 8 gezeigten bekannten Verfahren die Komposit-Inphase- und Quadratursignale Xi1, Xq1, Xi2 und Xq2 zu einer Amplitudenbeschränkungsvorrichtung 150 weitergeleitet, beispielsweise einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (Application Specific Integrated Circuit) (ASCI).

Die Amplitudenbeschränkungsvorrichtung 150 weist eine Hochgeschwindigkeitshardwarevorrichtung auf, die die Amplitude der Komposit-Inphase- und Quadratursignale Xi1, Xq1, Xi2 und Xq2 beschränken kann, bevor die Signale zu den Pulsformfiltern 820a und 820b weitergeleitet werden. Die Amplitudenbeschränkungsvorrichtung 150 wird detaillierter unterhalb beschrieben. Die nun gefilterten und bezüglich der Amplitude eingestellten Inphase- und Quadratursignale Xi1 und Xq1 werden dann durch einen (CDMA) Träger mit einer Frequenz f₁ moduliert und zu dem ersten unabhängigen Trägersignal 110 zusammengefaßt. Auf ähnliche Weise werden die nun gefilterten und bezüglich der Amplitude eingestellten Phasen und Quadratursignale Xi2 und Xq2 durch den Träger mit der Frequenz f₂ moduliert und zu dem zweiten unabhängigen Trägersignal 115 zusammengefaßt. Die zwei unabhängigen Trägersignale 110 und 115 werden dann zusammengefaßt, um das komplexe Übertragungssignal 105 zu bilden. Die Signalleistung des komplexen Übertragungssignals 105 wird dann durch einen Hochleistungsverstärker 160 vor eine Übertragung verstärkt.

In Übereinstimmung mit dem vorliegenden Ausführungsbeispiel können beide digitalen komplexen Trägersignale zusammengefaßt werden, bevor der finale Leistungsverstärker verwendet wird, da ein hochlinearer Hochleistungsverstärker einen großen Implementierungsaufwand benötigt und sehr teuer ist. Falls beide Träger vor dem finalen Leistungsverstärker zusammengefaßt werden, wird nur ein Verstärker benötigt, dessen mittlere Ausgangsleistung auf die Summe der Leistungen von beiden Trägern angepaßt ist. Falls ein Zusammenfassen nach dem Leistungsverstärker durchgeführt wird, dann wären zwei Verstärker notwendig, jeder mit einer 3 dB höheren Ausgangsleistung, aufgrund des Verlustes in dem Zusammenfasser, der die zwei digitalen Signale zusammenfaßt. Das heißt, in beiden Fällen müssen die Verstärker die gleiche Ausgangsleistung bereitstellen, jedoch wird nur ein Verstärker im Fall eines vorherigen Zusammenfassens benötigt.

Das obige System und Verfahren kann vorzugsweise in CDMA Systemen angewendet werden, dies ist jedoch keine Beschränkung des Bereichs der Erfindung, das Verfahren kann genauso gut auf weitere Telekommunikationssysteme und tatsächlich auf ein beliebiges System angewendet werden, das ein Zusammenfassen einer Vielzahl von Datenkanälen in einem einzigen Übertragungskanal erfordert.

Darüber hinaus, obwohl im vorliegenden Ausführungsbeispiel zwei Trägersignale amplitudenbeschränkt und zusammengefaßt werden, um ein Übertragungssignal zu bilden, kann in anderen Ausführungsbeispielen der Erfindung eine beliebige Anzahl von Trägersignalen amplitudenbeschränkt und zu einem Übertragungssignal zusammengefaßt werden.

In Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erfordert das Beschränken der Amplitude eines komplexen Übertragungssignals beispielsweise des Übertragungssignals 150 zuerst die Bestimmung einer Maximalamplitude A1, die mit dem ersten unabhängigen Trägersignal 110 in Zusammenhang steht, und einer Maximalamplitude r2, die mit einem zweiten unabhängigen Trägersignal 115 in Zusammenhang steht. Diese Bestimmungen werden besser mit Bezug auf das Symbolkonstellationsprogramm aus Fig. 2 verstanden, in dem S₁ die Amplitude und Phase in Übereinstimmung mit dem ersten Trägersignal 110 darstellt und S₂ die Amplitude und Phase entsprechend dem zweiten Trägersignal 115 darstellt. Die Maximalamplituden r1 und r2 werden dann in Übereinstimmung mit den folgenden Verhältnissen bestimmt:

r1 = |S₁| = (Xi1² + Xq1²)^1/2 (1)

r2 = |S₂| = (Xi2² + Xq2²)^1/2 (2)

wobei Xi1, Xq1, Xi2 und Xq2 die momentanen Werte der oben beschriebenen Komposit-Inphase- und Quadratursignale darstellen.

Sobald die Maximalamplituden r1 und r2 bestimmt worden sind, wird r1 und r2 verwendet, um einen Skalierungsfaktor "S" zu berechnen. In Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der Skalierungsfaktor "S" durch das folgende Verhältnis bestimmt:

S = A_clip (3)

wobei A_clip als ein maximal erlaubter Amplitudenwert, beispielsweise am Eingang der Pulsformungsfilter 820a und 820b realisiert, definiert ist, und "r" eine maximale Gesamtamplitude darstellt. Genauer gesagt kann die Maximalamplitude "r" durch das folgende Verhältnis dargestellt werden:

r = r1 + r2 (4)

Der Skalierungsfaktor "S" wird dann verwendet, um die momentanen, den Komposit-Inphase- und Komposit- Quadratursignalen Xi1, Xq1, Xi2 und Xq2 zugeordneten Amplituden zu beschränken.

Fig. 3 veranschaulicht zwei Symbolkonstellationsdiagramme 305 und 310. Das Symbolkonstellationsdiagramm 305 zeigt den Ort der Symbole (d. h. die Momentanamplituden), die einem komplexen Übertragungssignal zugeordnet sind (z. B. dem komplexen Übertragungssignal 105), wenn die digitale Amplitudenbeschränkung in Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Das Symbolkonstellationsdiagramm 310 zeigt den Ort der Symbole, die dem komplexen Übertragungssignal zugehörig sind, wenn eine digitale Amplitudenbeschränkung nicht verwendet wird. Wie der Fachmann leicht sehen wird, befinden sich die übertragenen Signale alle innerhalb eines kreisförmigen Bereichs, dessen Radius durch A_clip definiert ist, wenn eine digitale Amplitudenbeschränkung verwendet wird. Die übertragenen Symbole befinden sich jedoch nicht notwendigerweise in diesem kreisförmigen Bereich, wenn eine digitale Amplitudenbeschränkung nicht verwendet wird. Der letztere Fall hat leicht größere Spitze-zu-Durchschnitts- Leistungsverhältnisse zur Folge und eine schlechte Hochleistungsverstärkereffizienz, wie oben erklärt.

Fig. 4 veranschaulicht detaillierter die funktionalen Komponenten der Amplitudenbeschränkungsvorrichtung 150, die benötigt werden, um das oben beschriebene Amplitudenbeschränkungsverfahren auszuführen. Insbesondere umfaßt die Amplitudenbeschränkungsvorrichtung 150 ein Maximalamplituden-Berechnungsmodul 405. Das Maximalamplituden-Berechnungsmodul 405 stellt eine Hochgeschwindigkeitsdigitalschaltung dar, die die notwendigen Messungen und Berechnungen durchführen kann, um die Gleichungen (1) und (2) oben zu lösen. Die Amplitudenbeschränkungsvorrichtung 150 leitet dann R1 und R2 zu einem Skalierungsfaktorberechnungsmodul 410 weiter. Das Skalierungsfaktorberechnungsmodul 410 ist eine Hochgeschwindigkeitsdigitalschaltung, die die notwendigen Berechnungen durchführen kann, um die obigen Gleichungen (3) und (4) zu lösen.

Sobald der Skalierungsfaktor "S" bestimmt ist, leitet das Skalierungsfaktorberechnungsmodul 410 den Skalierungsfaktor "S" zu den Skalierungsmodulen 415a und 415b weiter. Das Skalierungsmodul 415a ist eine Hochgeschwindigkeitsdigitalschaltung, die den Skalierungsfaktor "S" auf sowohl das Kompositinphasensignal Xi1 als auch das Kompositquadratursignal Xq1 anwenden (z. B. multiplizieren) kann. Ähnlich ist das Skalierungsmodul 415b einer Hochgeschwindigkeitsdigitalschaltung, die den Skalierugnsfaktor "S" auf sowohl das Kompositinphasensignal Xi2 als auch das Kompositquadratursignal Xq2 anwenden kann. Sobald die Inphasen- und Quadratursignal Xi1, Xq1, Xi2 und Xq2 skaliert worden sind, leitet die Amplitudenbeschränkungsvorrichtung 150 die amplitudenbeschränkten Signale zu den Pulsformungsfiltern 820a und 820b weiter, wie in Fig. 1 veranschaulicht.

Fig. 5 veranschaulicht ein alternatives Ausführungsbeispiel für die Amplitudenbeschränkungsvorrichtung 150. In Übereinstimmung mit diesem alternativen Ausführungsbeispiel werden getrennte Skalierungsfaktoren Sa und Sb durch das Skalierungsfaktor-Berechnungsmodul 510 berechnet, wobei der Skalierungsfaktor Sa verwendet wird, um unabhängig die Momentanamplituden der Inphasen- und Quadratursignale Xi1 und Xq1 einzustellen und der Skalierungsfaktor Sb wird verwendet, um unabhängig die Momentanamplituden der Inphasen- und Quadratursignale Xi2 und Xq2 einzustellen. Genau gesagt werden Sa und Sb in Übereinstimmung mit den folgenden Gleichungen bestimmt:

Sa = (A_clip/r1)*wa (5)

Sb = (a_clip/r2)*wb (6)

wobei Wa und Wb einen ersten und zweiten Gewichtsfaktor darstellt, um unabhängig die Skalierungsfaktoren Sa bzw. Sb einzustellen.

Das alternative, in Fig. 5 dargestellte Verfahren kann verwendet werden, wenn eine wesentliche Ungleichheit zwischen den Kommunikationskanalsignalen von einem der Träger in Fig. 2 zugehörigen Signalleistungspegeln und den Kommunikationskanalsignalen des dem anderen Träger zugehörigen Signalleistungspegeln besteht. Falls beispielsweise die Kommunikationskanalsignale eines der Träger wesentlich niedriger als die sind, die mit den Kommunikationskanalsignalen des anderen Trägers verbunden sind, kann es sinnvoll sein, nur die Momentanamplituden für die Komposit-Inphasen- und Quadratursignale Xi2 und Xq2 zu skalieren. Dies kann im wesentlichen dadurch erzielt werden, daß der Gewichtsfaktor wb auf den Wert "1" eingestellt wird und der Gewichtsfaktor wa so eingestellt wird, daß Sa sich an den Wert "1" annähert. Es versteht sich natürlich, daß die Gewichtsfaktoren wa und wb auf einen beliebigen Wert eingestellt werden können, der als geeignet angesehen wird, die Momentanamplituden für die Komposit-Inphasen- und Quadratursignale Xi1, Xq1, Xi2 und Xq2 zu skalieren.

In Übereinstimmung mit einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung können die Momentanwerte, die mit den Komposit- Inphasen- und Quadratursignalen (z. B. Xi1, Xq1, Xi2, Xq2) beschränkt oder abgeschnitten werden, falls die Amplitudenwerte einen bestimmten Maximalwert überschreiten. Um eine entsprechende Verminderung des Durchschnittsleistungspegels des Kompositübertragungssignals zu verhindern, und damit eine unerwünschte Erhöhung der PR_PTA des Kompositübertragungssignals, wird bei dieser Alternative ein Skalierungsfaktor erzeugt, der dann verwendet wird, um die Amplitude von einem oder mehreren aufeinanderfolgenden, Kompositinphasen- und -quadratursignalwerten zu erhöhen, wobei die Erhöhung der Amplitude über einen oder mehrere aufeinanderfolgende Werte proportional zu der Verminderung der Amplitude zu dem Wert ist, der vorhergehend beschränkt wurde. Natürlich gleicht ein Einstellen der Amplitude dieser nachfolgenden Werte für den Momentanamplitudenwert aus, der vorhergehend beschränkt wurde. Darüberhinaus wird der Fachmann sehen, daß eine niedrigere Bit-Fehlerrate erzielt werden kann, indem die Amplitude von mehreren aufeinanderfolgenden Komposit-Inphasen- und Quadratursignalwerten erhöht wird, anstatt daß die Amplitude eines einzelnen nachfolgenden Wertes stark erhöht wird. Dies ist besonders dann der Fall, falls ein Erhöhen der Amplitude des einzelnen, nachfolgenden Wertes zur Folge hat, daß die Amplitude den vorhergehend genannten vorbestimmten Maximalwert überschreitet.

Im folgenden wird mit Bezug auf Fig. 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Fig. 6 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm von Funktionalkomponenten, die eine mögliche Systemkonfiguration darstellen, die zwei Trägersignale mit sehr hohen Datenraten verarbeiten kann, wie sie in Telekommunikationsanwendungen vorliegen, insbesondere CDMA-Systemen. Das Ausführungsbeispiel der Erfindung kann jedoch, wie vorher, in einem beliebigen anderen System verwendet werden, das sehr hohe Datenraten bereitstellt und das Beschränken einer Amplitude eines Kompositsignals erfordert.

Wie in vorhergehenden Figuren wird das gegenwärtige Ausführungsbeispiel mit zwei komplexen digitalen Trägersignalen C1, C2 veranschaulicht, wobei jedes der Signale digital codierte Informationen enthält, die über zumindest einen Kommunikationskanal übertragen wird. Das erste Trägersignal wird durch die digital dargestellten komplexen Signalkomponenten Xi1, Xq1 gebildet, das zweite Trägersignal wir durch digital dargestellten komplexen Signalkomponenten Xi2 und Xq2 gebildet. Eine beliebige Anzahl von Kommunikationskanälen Φν kann zusammengefaßt werden, um jedes der komplexen digitalen Trägersignale C1, C2 zu bilden. Jedes der komplexen Trägersignale kann ein W-CDMA-Signal sein, jedes mit einer unterschiedlichen Trägerfrequenz. Wie in vorhergehenden Ausführungsbeispielen ausgeführt, wird bezweckt, beide Träger gleichzeitig in einem gemeinsamen Hochleistungsverstärker vor einer Übertragung, beispielsweise über die gleiche Antenne, zu verstärken.

Für eine sehr effiziente Amplitudenbeschränkung des komplexen Übertragungssignals werden die Amplituden R1, R2 der komplexen Trägersignale C1, C2 durch die Amplitudenschätzvorrichtung 610 geschätzt, die zwei Amplitudenschätzeinheiten 610a, 610b enthält. Darauffolgend werden beide Amplituden R1, R2 zu einer Bestimmungsvorrichtung 620 geliefert, um eine Maximalamplitude R, basierend auf der Vielzahl von abgeschätzten Amplituden zu berechnen, beispielsweise durch einen Additionsbetrieb oder einen anderen Betriebsvorgang, und um zumindest einen Amplitudenskalierungsfaktor zu bestimmten, zumindest auf der Maximalamplitude basierend.

Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der erste Amplitudenskalierungsfaktor S1 unter Verwendung einer ersten Nachschlagetabelle 621 bestimmt, und ein zweiter Amplitudenskalierungsfaktor S2 wird unter Verwendung einer zweiten Nachschlagetabelle 622 bestimmt. Die zwei Skalierungsfaktoren S1, S2 werden zu einer Skalierungsvorrichtung 630 mit zwei Skalierungseinheiten 631, 632 weitergeleitet, um die Amplitudenbeschränkung durchzuführen, indem die komplexen Komponenten von jedem der Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen basierend auf den zwei Amplitudenskalierungsfaktoren S1, S2 skaliert werden.

Es wird darauf hingewiesen, daß nicht notwendigerweise Nachschlagetabellen für ein Bestimmen der Skalierungsfaktoren verwendet werden müssen, beliebige Datenbereitstellungsvorrichtungen können stattdessen verwendet werden.

Die erste Skalierungseinheit 631 kann in einem Grobbeschränkungsbetrieb das Skalieren der digital dargestellten komplexen Komponenten von jedem der Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen durchführen, indem eine Anzahl von Bits niedriger Signifikanz der digitalen Darstellungen der Komponenten gelöscht wird, wobei diese Anzahl durch den ersten Amplitudenskalierungsfaktor S1 bestimmt wird. Die Skalierungsvorrichtung 630 kann auch das Löschen der Bits niedriger Signifikanz erzielen, indem die digitalen Darstellungen der komplexen Komponenten geschoben werden, beispielsweise in einem Register, und zwar um eine Anzahl von Registerstellen, die durch den ersten Amplitudenskalierungsfaktor S1 bestimmt ist.

Die zweite Skalierungseinheit 632 kann in einem nach dem Grobbeschränkungsbetrieb ausgeführten Feinbeschränkungsbetrieb die digitalen Darstellungen von jedem der komplexen Trägersignalkomponenten mit dem zweiten Amplitudenskalierungsfaktor 52 multiplizieren.

Zumindest einer der Skalierungsfaktoren S1, S2 kann auch eine Funktion einer Beschränkungsamplitude eines Verstärkers sein und die Beschränkungsamplitude kann eine Funktion eines Pulsformungsfilters sein.

Die amplitudenbeschränkten komplexen Kommunikationssignale C1*, C2* können dann unter einer Verwendung einer Zusammenfaßvorrichtung (nicht gezeigt) zusammengefaßt werden, um das Übertragungssignal zu bilden, beispielsweise für eine Übertragung innerhalb eines Funkfrequenzbandes.

Im folgenden wird eine detaillierte Beschreibung der oben beschriebenen Komponenten des Ausführungsbeispiels von Fig. 6 gegeben.

Die Amplitudenschätzvorrichtung 610 empfängt von der Zusammenfaßvorrichtung die komplexen Signalkomponenten Xi1, Xq1, Xi2, Xq2, die die zwei Trägersignale C1, C2 bilden und führt die Amplitudenschätzungen durch. Ein sehr schnelles und effizientes Verfahren zum Schätzen der Amplituden eines komplexen Signals, basierend auf den komplexen Komponenten des Signals, kann unter Verwendung des CORDIC-Algorithmus durchgeführt werden, wie es im Stand der Technik bekannt ist, beispielsweise von J. E. Volder, "The CORDIC-Trigonometric Computing Technique", IRI Transaktions on Electronic Computers, EC/8, 1959, Seiten 330-334. Der CORDIC-Algorithmus erlaubt es, eine iterative Abschätzung der Amplitude eines komplexen Signals durchzuführen. Im wesentlichen wird der komplexe Signalvektor rotiert, um mit der reellen Achse eines komplexen Koordinatensystems zusammenzufallen. Zu diesem Zeitpunkt stellt die Größe der reellen Signalkomponente die Gesamtamplitude des Signals dar.

Im vorliegenden Beispiel wird angenommen, daß die Amplituden unter Verwendung des CORDIC-Algorithmus abgeschätzt werden, obwohl generell ein beliebiger anderer Abschätzalgorithmus verwendet werden kann.

Für eine hocheffiziente und schnelle Amplitudenabschätzung sind die zwei Amplitudenschätzeinheiten 610a, 610b bereitgestellt, um individuell die Amplitude von jedem der komplexen Signale C1, C2 abzuschätzen. Falls jedoch eine ausreichend schnelle Amplitudenbeschränkungsvorrichtung zur Verfügung steht, könnte eine einzige Einheit für ein Abschätzen der Amplituden beider Signale C1, C2 verwendet werden.

Die Amplitudenschätzeinheiten 610a, 610b führen eine Amplitudenschätzung der komplexen Trägersignale, basierend auf jeweiligen digital dargestellten Paaren von komplexen Komponenten der Trägersignale C1, C2 durch. Im vorliegenden Beispiel führen die Amplitudenschätzeinheiten 610a, 610b iterativ eine Abschätzung der Amplituden in Übereinstimmung mit dem CORDIC-Algorithmus durch, mit zumindest zwei Iterationen. Es kann in Experimenten gezeigt werden, daß drei Iterationen gemäß des CORDIC-Verfahrens bereits sehr genaue Abschätzergebnisse liefern. Es können jedoch allgemein zwei Iterationen oder eine größere Anzahl von Iterationen verwendet werden.

Der CORDIC-Algorithmus ist für eine direkte Implementierung in Hardware ausgelegt und erfordert nur minimale Hardware, wie beispielsweise Verschiebe- und Addierfunktionen. Die Genauigkeit dieser Amplitudenabschätzung wird durch die Anzahl von im CORDIC verwendeten Iterationen bestimmt. Je größer die Anzahl von Iterationen ist, desto geringer ist der Schätzfehler. Unter Verwendung von vier Iterationen ist der maximale Fehler ungefähr 3%.

Zusätzlich führt der CORDIC-Algorithmus ein inhärentes Skalieren von jedem Schätzergebnis bezüglich des korrekten Ergebnisses durch, und zwar um das folgende Ausmaß:

wobei A_cord das CORDIC-Ergebnis ist, N_cord die Anzahl von Iterationen ist und A_vector die wahre Größe des Signalvektors. Wenn ein Wert A_clip für das Grob- und Feinbeschränken gewählt wird, sollte dieser Skalierungsfaktor in Betracht gezogen werden.

Beispielsweise kann die genaue geschätzte Amplitude R1 im Fall von drei Iterationen als R1 = x3/2,6526 + ε dargestellt werden, wobei ε der Schätzfehler ist. Der Teilungsschritt muß jedoch nicht sofort durchgeführt werden, er kann in späteren Schritten für ein Beschränken der Amplituden gemäß der vorliegenden Erfindung in Betracht genommen werden.

Im Fall, daß drei Iterationen gemäß des CORDIC-Verfahrens durchgeführt und falls X₀ die Magnitude der reellen Signalkomponente und Y₀ die Magnitude der imaginären Signalkomponente darstellt, kann in einer ersten Iteration die Schätzung der komplexen Signalkomponenten X₁, Y₁ wie folgt dargestellt werden:

X₁= X₀ + Y₀ (7)
Y₁ = Y₀ - X₀
s₁ = sgn(Y₁)

In einer zweiten Iteration können die zweiten Schätzungen der komplexen Signalkomponenten X₂, Y₂ wie folgt dargestellt werden:

X₂ = X₁ + s₁ . Y₁/2 (8)
Y₂ = Y₁ - s₁ .X₁/2
s₂ = sgn(Y₁)

und in der dritten Iteration kann die reelle Signalkomponente X₃ dargestellt werden wie folgt:

X₃ = X₂ + s₂ . Y₂/4 (9)

Diese dritte Schätzung der reellen Komponente X₃ liefert bereits eine gute Schätzung der Amplitude des Signals mit den komplexen Amplituden X₀, Y₀.

Wie oben ausgeführt, kann ein Abschätzen der Amplitude des komplexen Signals mit ausreichend hoher Genauigkeit mit einer kleinen Anzahl von Schritten durchgeführt werden, was eine komplexe Schaltung für eine Berechnung der Quadratwurzel der zwei Signalkomponenten vermeidet, wie dies bei einem genauen mathematischen Berechnungsverfahren benötigt wird. Für eine Amplitudenschätzung muß jede der Schätzeinheiten, beispielsweise als ASICs realisiert, lediglich die notwendige Hardware enthalten, um die obigen Addierungs-, Subtraktions- und Schiebeoperationen durchzuführen.

Nachdem die Amplituden jedes der komplexen Signale auf die oben beschriebene Weise bestimmt worden sind, gibt die Schätzvorrichtung die zwei geschätzten Amplituden R1, R2 für eine weitere Verarbeitung zu der Bestimmungsvorrichtung 620 aus. Die Bestimmungsvorrichtung bestimmt eine Maximalamplitude r, basierend auf der Vielzahl von geschätzten Amplituden und bestimmt zumindest einen Amplitudenskalierungsfaktor S1, S2, basierend auf der Maximalamplitude r. Die Skalierungsfaktoren können weiter auf der Beschränkungsamplitude (Clipping-Amplitude) eines Verstärkers basieren. Die Maximalamplitude kann durch ein Summieren der Amplituden r1, r2, erhalten von der Schätzvorrichtung, in einem Addierungsschritt berechnet werden. Vor einem Addieren können in einem weiteren Schritt die Amplituden individuell unter Verwendung von Gewichtsfaktoren gewichtet werden.

Die maximal mögliche Amplitude r der Summe von zwei modulierten Trägern (mit verschiedenen Trägerfrequenzen) ist gegeben durch:

r = (xi1²+xq1²)^1/2 + (xi2²+xq2²)^1/2 (10)

Ein idealer Amplituden-Steuerer stellt ein Dividieren jeder komplexen Signalkomponente durch diesen Amplitudenwert R bereit und ein Skalieren des Ergebnisses um den erwünschten Maximalwert A_clip in allen Fällen, in denen die tatsächliche Amplitude R den definierten Grenzwert A_clip überschreitet.

Da der obige Divisionsschritt in Hardware nicht mit einem annehmbaren Aufwand für hohe Abtastfrequenzen durchgeführt werden kann, ist die Bestimmungsvorrichtung angepaßt, den ersten und zweiten Skalierungsfaktor S1, S2 für ein Skalieren der komplexen Signalkomponenten in zwei aufeinanderfolgenden Schritten zu erzeugen. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird das Skalieren durch die Skalierungsvorrichtung 630 in einem Grobbeschränkungsbetrieb und Feinbeschränkungsbetrieb durchgeführt.

Die Amplitudenskalierungsfaktoren müssen nicht während eines Betriebs berechnet werden, sie können vorhergehend berechnet und in Nachschlagetabellen gespeichert werden. Dieses vermindert wesentlich die Anzahl von benötigten Berechnungsschritten. Die Bestimmungsvorrichtung 620 kann somit eine erste Nachschlagetabelle 621 für ein Bestimmen des ersten Amplitudenskalierungsfaktors S1 enthalten. Dieser erste Skalierungsfaktor S1 wird dann an die Skalierungsvorrichtung 630 ausgegeben, um den Grobbeschränkungsbetrieb durchzuführen.

Im Grobbeschränkungsbetrieb werden die Signalkomponenten oder Vektoren um eine Zweierpotenz (2ⁿ) skaliert, um das Grobskalieren durchzuführen. Im Grobbeschränkungsbetrieb kann das Skalieren der digital dargestellten komplexen Komponenten der Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen durchgeführt werden, indem eine Anzahl von Bits niedriger Signifikanz der digitalen Darstellungen der Komponenten gelöscht wird, wobei diese Anzahl durch den ersten Amplitudenskalierungsfaktor S1 bestimmt wird. Die Skalierungsvorrichtung kann auch das Löschen der Bits niedriger Signifikanz erzielen, indem die digitalen Darstellungen der komplexen Komponenten in einem Register um eine Anzahl von Registerstellen, bestimmt durch den ersten Amplitudenskalierungsfaktor S1, (nach rechts) verschoben werden. Diese Skalierung kann beispielsweise in digitaler Hardware durch einen einfachen Rechtsverschiebebetriebsvorgang implementiert werden.

Vorzugsweise wird ein Skalieren nur dann durchgeführt, wenn die Maximalamplitude R einen bestimmten Schwellwert überschreitet, beispielsweise A_clip.

Idealerweise wird die Anzahl von benötigten Verschiebeschritten, den ersten Skalierungsfaktor S1 darstellen, berechnet durch

S1 = (floor) (log₂(r/A_clip))

wobei S1 für den ersten Skalierungsfaktor steht, log₂ für den Logarithmus dualis (Logarithmus zur Basis 2), r die Maximalamplitude ist und A_clip die Beschränkungsamplitude. (floor) ist eine Anweisung, die größte ganze Zahl zu berechnen, die nicht größer als das folgende Argument ist. D. h. S1 wird als die größte ganze Zahl kleiner als log₂ (R/A_clip) bestimmt werden. Das Grobbeschränken kann durch die erste Skalierungseinheit 631 in einem Rechtsverschiebebetrieb oder in einem beliebigen anderen Betriebsvorgang erzielt werden, um eine Anzahl von Bits zu löschen, die für ein Darstellen der komplexen Trägersignalkomponenten verwendet werden.

Der log₂-Berechnungsvorgang kann unter Verwendung einer Nachschlagetabelle implementiert werden, wie in Tabelle 1 gezeigt:

Tabelle 1 Bestimmen der Anzahl von Rechtsschiebeschritten für ein Grobbeschränken

Die höchste Anzahl S1_max von Verschiebungen, notwendig für ein Grobskalieren, kann durch den Maximalwert der Amplitude r angegeben werden, dargestellt durch die Anzahl von Q_r bits und den Wert A_clip:

S1_max = (floor) (log2 (2^Qr/A_clip)) + 1.

Es wird darauf hingewiesen, daß die Tabelle 1 nur ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der ersten Nachschlagetabelle für Bestimmen des ersten Skalierungsfaktors S1 darstellt, anders aufgebaute Nachschlagetabellen sind möglich, beispielsweise ein anderes S1_max könnte verwendet werden. Weiter könnte ein unterschiedliches Verfahren für ein Bestimmen des ersten Skalierungsfaktors verwendet werden, ohne von der Idee der Erfindung abzuweichen.

Sobald der erste Skalierungsfaktor bestimmt worden ist, werden alle Komponenten Xi1, Xq1, Xi2, Xq2 von beiden Trägern C1 und C2 wie folgt skaliert:

X'_i,q = X_i,q » S1,

wobei » für einen Rechtsverschiebebetrieb steht, wie es im Stand der Technik bekannt ist. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird das Skalieren vorzugsweise durch die erste Skalierungsvorrichtung 631 durchgeführt.

Nach diesem Grobbeschränkungsbetrieb weisen alle Vektoren mit einer ursprünglichen Maximalamplitude r, die größer als die erlaubte Amplitude A_clip, eine Amplitude innerhalb des Bereichs [A_clip; 2A_clip] auf.

Nach dem Grobbeschränkungsbetrieb haben die skalierten Vektoren nun eine skalierte Amplitude zwischen A_clip und 2A_clip und werden im Feinbeschränkungsbetrieb in der zweiten Skalierungseinheit 632 verarbeitet.

Für ein Bestimmen des zweiten Skalierungsfaktors S2 kann die Bestimmungsvorrichtung 620 weiter eine zweite Nachschlagetabelle 622 umfassen. Der zweite Skalierungsfaktor S2 stellt einen Gewichtsfaktor für eine Multiplikation mit den Signalkomponenten im Feinbeschränkungsbetrieb dar, wobei der Feinbeschränkungsbetrieb nach dem Grobbeschränkungsbetrieb durchgeführt wird. Ein passender zweiter Skalierungsfaktor kann beispielsweise S2 ∈ [0,5; 1] sein. Die Genauigkeit des Feinbeschränkungsbetriebs wird durch die Anzahl von Bits bestimmt, die für ein Darstellen des zweiten Skalierungsfaktors S2 verwendet werden. Falls Q die Genauigkeit des zweiten Skalierungsfaktors S2 ist, in Bits definiert, sind der zweite Skalierungsfaktor S2 und der Amplitudenbereich, für den er gültig ist, durch die folgenden Gleichungen gegeben:

wobei N ∈ [0,2d^q-2] die Nummer des zugewiesenen Intervalls innerhalb des Bereichs A_clip < (r»S1) ≦ 2A_clip.

Eine zweite Nachschlagetabelle 622 kann unter Verwendung der obigen Gleichung aufgestellt werden. In Tabelle 2 wird ein Beispiel für den Fall von Q = 3 gegeben.

Tabelle 2 Definieren der Gewichtungsfaktoren für eine Feinbeschränkung mit 3 Bit Genauigkeit

Es wird darauf hingewiesen, daß die Tabelle 2 nur ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der zweiten Nachschlagetabelle für ein Bestimmen des zweiten Skalierungsfaktors S2 darstellt, anders aufgebaute Nachschlagetabellen sind möglich, beispielsweise eine größere Anzahl von Einträgen für die Nachschlagetabelle könnte für ein Bestimmen des zweiten Skalierungsfaktors S2 verwendet werden.

Die in Fig. 6 gezeigten und mit Bezug darauf beschriebenen funktionalen Elemente können in Hardware mit einem annehmbaren Aufwand implementiert werden, beispielsweise unter Verwendung von ASICs. Die Rechnung kann mit ausreichender Geschwindigkeit ausgeführt werden, um sehr hohe Datenraten zu verarbeiten, wie sie beispielsweise in CDMA- Systemen angetroffen werden. Obwohl das vorliegende Ausführungsbeispiel mit zwei Trägersignalen veranschaulicht wurde, kann allgemein eine beliebige Anzahl von Trägersignalen stattdessen verarbeitet werden.

Um weiter den Verarbeitungsaufwand für ein Bestimmen der Amplitude und der komplexen Trägersignale und für ein Bestimmen der Skalierungsfaktoren zu vermindern, können verschiedene Verschiebebetriebsvorgänge, ähnlich denen, wie sie durch die erste Skalierungseinheit 631 durchgeführt werden, für ein Vermindern der Anzahl von Bits verwendet werden, die für eine Darstellung von Zwischenergebnissen während der Amplitudenbeschränkung benötigt werden.

In Fig. 7 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt, ähnlich dem mit Bezug auf Fig. 6 beschriebenen, das zusätzlich Vorrichtungen enthält, die eine weitere Verminderung des Berechnungsaufwands erlauben.

Die vollen Auflösungen der digitalen Darstellung der komplexen Komponenten der Trägersignale wird für ein Bestimmen der Amplitude der Trägersignale im CORDIC- Schätzbetriebsvorgang, der durch die Schätzvorrichtung 610 durchgeführt wird, nicht benötigt. Weiter werden die Vorzeichen der komplexen Signalkomponenten für die CORDIC- Schätzung nicht benötigt. Daher können vor einem Abschätzen der Amplituden die Absolutwerte der komplexen Signalkomponente der Trägersignale durch erste Reduktionsvorrichtungen 615a, 615b bestimmt werden. Weiter kann in einem Verschiebebetriebsvorgang, ähnlich dem mit Bezug auf das Grobskalieren ausgeführten, die erste Reduktionsvorrichtung 615a, 615b die Anzahl von Bits reduzieren, die für eine Darstellung der komplexen Signalkomponenten benötigt wird.

Ähnlich wird auch die volle Auflösung der geschätzten Amplituden eines Trägersignals für ein Berechnen des zumindest einen Skalierungsfaktors nicht benötigt und daher vermindern zweite Reduktionseinrichtungen 616a, 616b in einem weiteren Verschiebebetrieb, wiederum ähnlich dem Grobskalierungsverschiebebetrieb, die Anzahl von Bits, die für ein Darstellen der Amplitude eines Trägersignals benötigt werden.

Somit wird die Schätzung der Amplituden der zwei Kanäle C1 und C2 mit einem Schritt begonnen, der das Vorzeichen der Komponenten Xi1, Xq1, Xi2 und Xq2 eliminiert und der zusätzlich die Magnitude der komplexen Signalkomponenten vermindern kann, beispielsweise durch einen Schiebebetrieb. Dieses erlaubt es, die Komplexität des CORDIC-Algorithmus zu vermindern.

Weiter umfaßt die Bestimmungsvorrichtung von Fig. 7, zusätzlich zu den mit Bezug auf Fig. 6 ausgeführten Bestandteilen, eine dritte Reduktionsvorrichtung 623, um die Anzahl von Bits zu reduzieren, die für eine digitale Darstellung der Maximalamplitude benötigt werden, bevor der zweite Amplitudenskalierungsfaktor S2 bestimmt wird. Dies kann durch einen Rechtsschiebebetrieb der Maximalamplitude R um den ersten Skalierungsfaktor S1 erzielt werden, wie er in dem ersten Nachschlagebetrieb bestimmt wurde.

Somit wird der geschätzte Amplitudenwert r skaliert werden zu r'

r' - r » S1,

und somit kann die zweite Nachschlagetabelle 622, wie in Tabelle 3 gezeigt, aufgestellt werden.

Tabelle 3: Definition des Gewichtungsfaktors für ein Feinbeschränken mit 3 Bit Genauigkeit

Claims

1. Vorrichtung zum Beschränken einer Amplitude eines Übertragungssignals, umfassend:
eine Schätzvorrichtung (150, 610), um die Amplituden (r1, r2) von jedem einer Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen (C1, C2) basierend auf ihren komplexen Signalkomponenten (Xi1, Xq1, Xi2, Xq2) zu schätzen, wobei jedes der Signale digital codierte Information enthält, die zumindest über einen Kommunikationskanal (Φ₁₁, Φ_1N, Φ₂₁, Φ_2N) übertragen wird;
eine Bestimmungsvorrichtung (620, 621, 622), um eine Maximalamplitude (r) basierend auf der Vielzahl von geschätzten Amplituden zu berechnen und um zumindest einen Amplitudenskalierungsfaktor (S1, S2) basierend auf der Maximalamplitude (r) zu bestimmen;
eine Skalierungsvorrichtung (630, 631, 632), um die komplexen Komponenten (Xi1, Xq1, Xi2, Xq2) jedes der Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen (C1, C2), basierend auf dem zumindest einen Amplitudenskalierungsfaktor (S1, S2) zu skalieren;
eine Zusammenfassvorrichtung, um die amplitudenbeschränkten komplexen Trägersignale zusammenzufassen, um das Übertragungssignal zu bilden.

2. Eine Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schätzvorrichtung iterativ die Abschätzung der Amplituden gemäß dem CORDIC-Algorithmus mit zumindest zwei Iterationen durchführt.

3. Vorrichtung nach den Ansprüchen 1 oder 2, gekennzeichnet durch
eine erste Reduktionsvorrichtung (615a, 615b), um die Anzahl von Bits zu vermindern, die für eine Darstellung der komplexen Trägersignalkomponenten verwendet wird und um den Absolutwert der komplexen Komponenten vor einem Liefern der komplexen Signalkomponenten zu der Schätzvorrichtung zu bestimmen; und
eine zweite Reduktionsvorrichtung (616a, 616b), um die Anzahl von Bits zu vermindern, die für eine digitale Darstellung der geschätzten Amplituden verwendet werden.

4. Eine Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der zumindest eine Amplitudenskalierungsfaktor (S1, S2) auch eine Funktion einer Beschränkungsamplitude eines Verstärkers ist und die Beschränkungsamplitude eine Funktion eines Pulsformungsfilters ist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zumindest eine Amplitudenskalierungsfaktor (S1, S2) als die größte ganze Zahl bestimmt wird, die kleiner als der Logarithmus dualis der Maximalamplitude dividiert durch die Beschränkungsamplitude ist.

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß
die Bestimmungsvorrichtung (620, 621, 622) eine erste Nachschlagetabelle (621) umfaßt, um einen ersten Amplitudenskalierungsfaktor (S1) basierend auf der Maximalamplitude zu bestimmen; und
die Skalierungsvorrichtung (630, 631, 632) in einem Grobbeschränkungsbetrieb das Skalieren der digital dargestellten komplexen Komponenten von jedem der Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen durchführt, indem eine Anzahl von Bits niedriger Signifikanz der digitalen Darstellungen der Komponenten gelöscht wird, wobei diese Anzahl durch den ersten Amplitudenskalierungsfaktor (S1) bestimmt ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Skalierungsvorrichtung (630, 631, 632) das Löschen der Bits niedriger Signifikanz erzielt, indem die digitalen Darstellungen der komplexen Komponenten in einem Register um eine Anzahl von Registerstellen verschoben werden, die durch den ersten Amplitudenskalierungsfaktor bestimmt ist.

8. Eine Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß
die Bestimmungsvorrichtung (620, 621, 622) eine zweite Nachschlagetabelle (622) umfaßt, um einen zweiten Amplitudenskalierungsfaktor zu bestimmen; und
die Skalierungsvorrichtung (630, 631, 632) in einem Feinbeschränkungsbetrieb, der nach dem Grobbeschränkungsbetrieb ausgeführt wird, die digitalen Darstellungen jedes der komplexen Komponenten mit dem zweiten Amplitudenskalierungsfaktor multipliziert.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine dritte Reduktionsvorrichtung (623), um die Anzahl von Bits zu vermindern, die für eine digitale Darstellung der Maximalamplitude benötigt wird, bevor der zweiten Amplitudenskalierungsfaktor bestimmt wird.

10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch
eine Filtervorrichtung für ein Pulsformen jedes der Vielzahl von amplitudenbeschränkten komplexen digitalen Trägersignalen; und
eine Vorrichtung zum Zusammenfassen der Vielzahl von amplitudenbeschränkten komplexen digitalen Trägersignale, um ein Codeunterteilungs-Vielfachzugriff- (CDMA)-Signal zu erzeugen.

11. Verfahren zum Beschränken einer Amplitude eines Übertragungssignals, die folgenden Schritte umfassend:
Schätzen der Amplituden von jedem einer Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen (C1, C2) basierend auf ihren komplexen Signalkomponenten (Xi1, Xq1, Xi2, Xq2), wobei jedes der Signale digital codierte Information enthält, die über zumindest einen Kommunikationskanal (Φ₁₁, Φ_1N, Φ₂₁, Φ_2N) übertragen wird;
Berechnen einer Maximalamplitude (r), basierend auf der Vielzahl von geschätzten Amplituden (R1, R2);
Bestimmen zumindest eines Amplitudenskalierungsfaktors (S1, S2) basierend auf der Maximalamplitude (r);
Skalieren der komplexen Komponenten (Xi1, Xq1, Xi2, Xq2) von jedem der Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen (C1, C2) basierend auf dem zumindest einen Amplitudenskalierungsfaktor (S1, S2); und
Zusammenfassen der amplitudenbeschränkten komplexen Trägersignale, um das Übertragungssignal zu bilden.

12. Verfahren nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch ein iteratives Durchführen der Abschätzung der Amplituden gemäß des CORDIC-Algorithmus mit zumindest zwei Iterationen.

13. Verfahren nach Anspruch 11 oder 12, gekennzeichnet durch
Bestimmen der Absolutwerte der komplexen Komponenten, bevor die komplexen Signalkomponenten zur Amplitudenschätzung verarbeitet werden;
Vermindern der Anzahl von Bits, die für eine Darstellung der komplexen Trägersignalkomponenten verwendet wird; und
Vermindern der Anzahl von Bits, die für eine digitale Darstellung der geschätzten Amplituden verwendet wird.

14. Verfahren nach einem der Ansprüche 11-13, dadurch gekennzeichnet, daß der zumindest eine Amplitudenskalierungsfaktor (S1, S2) auch eine Funktion einer Beschränkungsamplitude (A_clip) eines Verstärkers ist, und die Beschränkungsamplitude eine Funktion eines Pulsformungsfilters ist.

15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der zumindest eine Amplitudenskalierungsfaktor (S1, S2) bestimmt ist als die größte ganze Zahl, die kleiner als der Logarithmus dualis der Maximalamplitude (r) dividiert durch die Beschränkungsamplitude ist.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 11-15, gekennzeichnet durch
Bestimmen eines ersten Amplitudenskalierungsfaktors (S1) basierend auf der Maximalamplitude (r) unter Verwendung einer ersten Nachschlagetabelle (621); und
Durchführen des Skalierens der digital dargestellten komplexen Komponenten von jedem der Vielzahl von komplexen digitalen Trägersignalen (C1, C2) in einem Großbeschränkungsbetrieb, durch ein Löschen einer Anzahl von Bits niedriger Signifikanz der digitalen Darstellung der Komponenten, wobei die Anzahl durch den ersten Amplitudenskalierungsfaktor (S1) bestimmt ist.

17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Skalierungsvorrichtung das Löschen der Bits niedriger Signifikanz durch ein Verschieben der digitalen Darstellungen der komplexen Komponenten in einem Register um eine Anzahl von Registerstellen erzielt, die durch den ersten Amplitudenskalierungsfaktor (S1) bestimmt ist.

18. Verfahren nach einem der Ansprüche 11-17, gekennzeichnet durch
Bestimmen eines zweiten Amplitudenskalierungsfaktors (S2) unter Verwendung einer zweiten Nachschlagetabelle (622); und
Multiplizieren der digitalen Darstellungen jedes der komplexen Komponenten mit dem zweiten Amplitudenskalierungsfaktor (S2) in einem Feinbeschränkungsbetrieb, der nach dem Grobbeschränkungsbetrieb ausgeführt wird.

19. Verfahren nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch ein Vermindern der Anzahl von Bits, die für eine digitale Darstellung der Maximalamplitude (r) verwendet wird, bevor der zweite Amplitudenskalierungsfaktor (S2) bestimmt wird.

20. Verfahren nach einem der Ansprüche 11-19, gekennzeichnet durch
Pulsformen jedes der Vielzahl von amplitudenbeschränkten komplexen digitalen Trägersignale; und
Zusammenfassen der Vielzahl von amplitudenbeschränkten komplexen digitalen Trägersignalen, um ein Codeunterteilungsvielfachzugriff(CDMA)-Signal zu erzeugen.