Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Zuordnung eines Empfangssignals zu einer von
mehreren Klassen von Modulationsarten.
Ein derartiges Verfahren ist beispielsweise bekannt aus [1]. Ein solches Verfahren dient
insbesondere zur asynchronen und nicht-kooperativen Bestimmung der Modulationsart
eines Empfangssignals.
Bei dem bekannten Verfahren werden zu einem als komplexe Abtastwertfolge im Basis
band vorliegenden Empfangssignal durch komplexe Potenzierung zweiten und vierten
Grades repräsentative Schnitte der höheren Momente zweiter und vierten Ordnung so
wie die von Gleichanteilen befreite Amplitude des Basisbandsignals jeweils einer spek
tralen Transformation unterzogen. In den zugehörigen Leistungsdichtespektren zeigen
sich die Trägerfrequenzen und/oder Symbolfrequenzen als je nach Störungsüberlage
rung mehr oder weniger stark ausgeprägte Leistungsmaxima in Abhängigkeit von der
jeweiligen, a priori unbekannten Modulationsart. Das bekannte Verfahren analysiert,
vorzugsweise nach einer Normierung der Leistungsdichtespektren das Auftreten sol
cher ausgeprägter Leistungsmaxima und deren relative Lage in den mehreren Lei
stungsdichtespektren anhand von logischen Verknüpfungen eines Entscheidungs
baums.
Das bekannte Verfahren wird zum einen mit zunehmender Anzahl zu unterscheidender
Modulationsarten schwierig in der Aufstellung der Kriterien für
den Entscheidungsbaum und ist zum anderen anfällig gegen Störungen, insbesondere
bei schmalbandigen Störungen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein Verfahren der eingangs genannten
Art anzugeben, welches für verschiedene Modulationsarten geeignet und insbesondere
robust gegen überlagerte Störungen im Empfangssignal ist.
Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die Unteransprüche enthalten vor
teilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung.
Das erfindungsgemäße Verfahren nutzt die Erkenntnisse aus dem eingangs genannten
bekannten Verfahren, daß aus der Verknüpfung von Spektren des Eingangssignals und
dessen komplexwertige Potenzen eine Entscheidung über die Modulationsart des Ein
gangssignals abgeleitet werden kann. Zur Entscheidung werden solche Spektren als
Eingangsgrößen eines oder vorzugsweise mehrerer paralleler HMM-
Erkennungsverfahren genutzt.
Die HMM (Hidden Markov Model)-Erkennungsverfahren sind an sich als Klas
sifikationsverfahren bekannt und liefern in dem erfindungsgemäßen Verfahren eine ge
genüber dem bekannten Verfahren wesentlich verbesserte Zuordnung insbesondere bei
dem Signal überlagerten Störungen.
Bei der erfindungsgemäßen Anwendung der HMM-Erkennungsverfahren auf die Spek
tren wird aus diesen eine Folge von (2n-1)-dimensionalen Merkmals-Vektoren (mit n als
Anzahl der der HMM-Erkennung zugrunde gelegten Spektren) gebildet und, vorzugswei
se nach einer an sich gebräuchlichen Vektorquantisierung dem HMM-Erkenner zuge
führt.
Die erfindungsgemäße Zuordnung einer Modulationsart mittels eines HMM-
Erkennungsverfahrens ist wesentlich unempfindlicher gegenüber dem Signal überlager
ten Störungen und führt zu wesentlich besseren Erkennungsraten als der Ansatz mit
dem Entscheidungsbaum. Darüberhinaus erlaubt das HMM-Erkennungsverfahren durch
Vergleich der vorn Erkenner zu den verschiedenen Modulationsarten (Klassen) ge
schätzten Wahrscheinlichkeiten eine Beurteilung der Zuverlässigkeit der Erkenner-
Entscheidung.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform werden die Spektren dabei einer Normie
rung oder in parallelen Signalzweigen verschiedenen Normierungen unterzogen. Die
Normierungen gleichen z. B. eine allein auf der Bildung der komplexwertigen Potenzen
beruhende Verschiebung korrespondierender Linien in den Spektren aus und/oder
kompensieren einen Frequenz-Offset. Durch diese Normierungen kommen Spektrallini
en gleicher Herkunft (Trägerfrequenzlinien, Symbolfrequenzlinien) an den gleichen
Stellen der verschiedenen normierten Spektren zu liegen und die Modellierung für den
HMM-Erkennungsprozeß wird wesentlich vereinfacht.
Die Erfindung ist nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf
die Abbildungen noch eingehend veranschaulicht.
Dabei zeigt:
Fig. 1 ein Ablaufschema für ein erfindungsgemäßes Verfahren
Fig. 2 ein Modell für die HMM-Erkennung zu ASK-Modulation
Fig. 3 normierte Spektren eines PSK2-modulierten Signals.
Bei der in Fig. 1 als Ablaufsschema skizzierten bevorzugten Ausführungsform des erfin
dungsgemäßen Verfahrens wird von einem als komplexe Abtastwertfolge im Basisband
vorliegenden Empfangssignal ausgegangen. Die Vorverarbeitung zur Gewinnung des
Empfangssignals in dieser Form mit Filterung und Abtastung unter Beachtung des Ab
tasttheorems erfolgt nach allgemein gebräuchlicher Art und ist daher an dieser Stelle
nicht weiter ausgeführt.
Für die Weiterverarbeitung des Basisbandsignals zur Zuordnung zu einer Mo
dulationsart wird in an sich gebräuchlicher Weise mindestens ein Abschnitt r(t) vorgeb
barer Zeitlänge bzw. vorgebbarer Anzahl von aufeinanderfolgenden Abtastwerten her
ausgezogen. Bei Auswertung mehrerer solcher Abschnitte können diese zeitlich über
lappen.
Zu dem Signalabschnitt r(t) werden dessen komplexwertige Potenzen gebildet, wobei,
wie in [1] gezeigt wird, eine Beschränkung auf die komplex quadrierten bzw. zur vierten
Potenz erhobenen Formen r2 und r4 für die Klassifizierung der Modulationsarten ASK,
PSK2, PSK4, MSK, FSK2 ausreicht. Bezüglich Einzelheiten hierzu wird auf die Ausfüh
rungen in [1] verwiesen. Zusätzlich wird das um seinen Gleichanteil reduzierte Betrags
quadrat von r gebildet.
Diese vier Signalformen werden jeweils einer spektralen Transformation, insbesondere
einer Fast-Fourier-Transformation unterzogen zur Bildung von Leistungsdichtespektren
PSD1 zu r(t), PSD2zu r2, PSD4 zu r4und PSDM zu |r|2.
Als Normierungsmaßnahme kann von den Leistungsdichtespektren ihr gleitender Me
dianwert substrahiert werden.
In diesen Leistungsdichtespektren, im folgenden auch nur als Spektren bezeichnet,
zeigen sich nun je nach Modulationsart verschiedene Muster von Spektrallinien als in
Abhängigkeit von Störanteilen im Signal mehr oder weniger ausgeprägte Maxima. Die
Spektrallinien können dabei sowohl von der Trägerfrequenz als auch von einer weichen
Tastung des Empfangssignals herrühren. Die Lage der Spektrallinien in den Spektren ist
dazu noch abhängig von einem im allgemeinen Fall anzunehmenden Frequenz-Offset
der Trägerfrequenz zur eingestellten Empfangsfrequenz.
Für die weitere Verarbeitung sind zwei parallele Signalwege vorgesehen, von denen der
erste, S1, auf lineare Modulationsarten wie Amplitudenmodulation oder Phasenumta
stung, z. B. ASK, PSK2, PSK4, . . ., der zweite, S2 auf nicht-lineare Modulationsarten wie
Frequenzmodulation, z. B. FSK2, FSK4,. . . oder Minimum-Shift-Keying MSK ausgerichtet
ist. Die Aufspaltung in zwei getrennte Signalwege trägt dem unterschiedlichen Einfluß
der Bildung komplexwertiger Potenzen des Signalabschnitts auf die Lage der Spektralli
nien bei linearen Modulationsarten einerseits und nichtlinearen Modulationsarten ande
rerseits Rechnung, indem in den beiden Signalwegen unterschiedliche Normierungen
auf die Spektren angewandt werden.
Der Normierung geht eine Analyse der Spektren voraus, in welchen einige typische
Merkmale der Spektren extrahiert werden, welche in die Normierung einfließen. Diese
Analyse mit Merkmalsextraktion ist wiederum zweigeteilt für lineare Modulationsarten
und nichtlineare Modulationsarten entsprechend den beiden Signalwegen S1 und S2.
Die Normierungen gründen jeweils auf der dem gleichen Modulationstyp (linear oder
nichtlinear) zugehörigen Analyse.
Typisch für lineare Modulationsarten wie ASK, PSK, aber auch unmodulierten Träger ist
das Auftreten von Trägerfrequenzlinien bei i.fc mit i als Ordnungszahl der komplexwerti
gen Potenz und fc als Frequenz-Offset der Trägerfrequenz. Zusätzlich zu beachtende
Linien können als Symbolfrequenzlinien mit einer Frequenzablage von ± n.fs mit n ganz
zahlig und fs als Symboltaktfrequenz um die Trägerfrequenz auftreten, wobei in der
Praxis meistens nur Symbolfrequenzlinien zu n = 1 von Bedeutung sind. Im Spektrum des
vorn Gleichanteil befreiten Amplitudensignals ist keine Trägerfrequenzlinie zu erwarten.
Die Schätzung des Trägerfrequenz-Offsets basiert vorzugsweise auf einer Bestimmung
eines Maximums eines Summenspektrums, welches aus den mehreren Spektren unter
Umskalierung der einzelnen Spektren, beispielsweise Kompression der Spektren zu
komplexwertigen Potenzen i-ter Ordnung im Verhältnis 1:i, gebildet ist, die Schätzung
des Trägerfrequenz-Offsets fc kann dann z. B. formuliert werden als
fc = maxf{A1.PSD1(f)+A2.PSD2(2f)+A3.PSD4(4f)}
mit A1, A2, A3 als Gewichtungsfaktoren für die Spektren PSD1 bzw. PSD2 bzw. PSD4
und maxf als Funktionsbezeichnung für die Auswahl des Frequenzwertes zu dem Maxi
malwert des Klammerausdrucks in Abhängigkeit von der Frequenz. Anstatt einer voll
ständigen Suche kann vorteilhafterweise eine vorgebbare Anzahl der größten Werte in
den Spektren PSD1, PSD2 und PSD4 als Linienkandidaten bestimmt werden. Zusätzlich
können Beiträge von Symbolfrequenzlinien bei der Summenbildung unter Prüfung des
gleichzeitigen Auftretens von zwei zu einer Trägerfrequenzlinie symmetrisch beabstan
deten Linien mitberücksichtigt werden. Hierfür ist eine rauschpegelabhängige Schwelle
vorgegeben, welche Schwellüberschreitungen als Linien im Spektrum ausweist. Der
zusätzliche Beitrag aus den Symbolfrequenzlinien ist ein bedingter Beitrag, dessen Be
rücksichtigung an die vorherige Prüfung des Erfüllens der Bedingung gebunden ist. Die
Bedingung, daß zwei Linien im Spektrum symmetrisch zu einer zwischen diesen Linien
liegende Linie (Trägerfrequenz-linie) angeordnet sind, kann dabei verschärft werden
durch die Zusatzbedingung, daß der symmetrische Linienversatz gleich einer Symbol
frequenz ist, die zuvor aus dem nicht mit einem Frequenz-Offset behafteten PSDM-
Spektrum des Betragssignals geschätzt wurde.
Mit dem geschätzten Trägerfrequenz-Offset fc werden die Spektren PSDi (i=1, 2, 4) im
ersten Signalweg einer Translationsnormierung unterworfen, welche eine zyklische Ver
schiebung um -i.ft durchführt. Hierdurch wird der Frequenz-offset kompensiert und
korrespondierende Trägerfrequenzlinien und Symbol-frequenzlinien von linearen modu
lierten Signalen für alle Spektren an gleiche Stellen der Spektren verschoben. Das
Spektrum PSDM, welches von vornherein nicht mit einem Frequenzoffset behaftet ist,
bleibt unverschoben.
Die normierten Spektren werden halbiert und die obere Hälfte wird um eine halbe Spek
trumslänge verschoben und dann an f=0 gespiegelt. Wegen der bei PSDM von vorn her
ein gegebenen Symmetrie wird von diesem Spektrum nur die untere Hälfte weiterver
wandt. Es liegen dann für den Beispielsfall sieben Spektren der halben FFT-Länge vor.
Ein Satz solcher Spektren ist in Fig. 3 für ein störungsarmes PSK2-Empfangssignal skiz
ziert. Die zwei halben Spektren zu PSD1, PSD2 und PSD4 sind jeweils in dem selben
Diagramm eingetragen und durch durchgezogene und unterbrochene Linien unter
scheidbar. Auf der Frequenzachse ist die auf die Abtastfrequenz fa normierte Frequenz
f/fa skaliert. Die Amplitudenwerte gleicher Frequenznummern der Spektren werden
jeweils zu einem Vektor zusammengefaßt, so daß über den Verlauf der Spektren eine
Folge von Vektoren von jeweils sieben Komponenten gegeben ist. Die Anzahl der Vekto
ren ist gleich der Anzahl der diskreten Frequenzwerte der Spektren und somit gleich
der halben FFT-Länge. Die Vektoren können als Folge von aufeinanderfolgenden Beob
achtungsvektoren angesehen und als solche einem HMM-Erkennungsverfahren zuge
führt werden.
Für das HMM-Erkennungsverfahren wird vorzugsweise in an sich üblicher Art zuvor eine
Vektorquantisierung durchgeführt, deren Transformationsvorschrift als ein in einer Trai
ningsphase ermitteltes Codebuch vorliegt. Der HMM-Erkennung liegt für jede der zu
erkennenden Modulationsarten (Klassen) ein Modell zugrunde. Dabei sei als Modulati
onsart hier auch der Fall eines CW-Signals, d. h. eines unmodulierten Trägers mit einge
schlossen. Ferner kann eine nicht für eine der zuzuordnenden Modulationsarten spezifi
sche Joker-Klasse in an sich üblicher Weise vorgesehen sein. Die Klassen können ferner
in den jeweiligen Signalzweigen auf die Modulationsarten, auf welche die in dem
Signalweg benutzten Normierung abgestimmt ist, beschränkt werden, so daß z. B. im
Signalweg S1 bei der Erkennung keine spezifischen Klassen für die verschiedenen
nichtlinearen Modulationsarten vorgesehen sind.
Die Schätzung des Trägerfrequenz-Offsets und die darauf basierende Trans-formations-
Normierung werden vorzugsweise unabhängig von einer Entscheidung über das Vorlie
gen einer linearen oder nichtlinearen Modulation durchgeführt. Für nichtlinear modu
lierte Empfangssignale führt dies im Signalweg S1 zu normierten Spektren, die dann
häufig nicht klassifizierbar sind.
In Fig. 2 ist ein Zustandsmodell für ASK-Modulation mit durch Pfeillinien angegebenen
zulässigen Zustandsübergängen skizziert, welches vier Zustände, nämlich Träger, Rau
schen, Symbol, Rauschen, sowie einen Ende-Knoten vorsieht. Für jede der zur Unter
scheidung vorgesehenen Modulationsarten ist ein eigenes Modell vorgegeben. Die Zu
stands- und Übergangs-Wahrschein-lichkeiten für die Modelle werden in einer Trainings-
Phase in üblicher Weise ermittelt.
Das HMM-Erkennungsverfahren ermittelt für ein Empfangssignal über kumu-lierte
Wahrscheinlichkeiten die Modulationsart, deren Vorliegen auf der Grundlage der vor
gegebenen Modelle am wahrscheinlichsten ist. Vorzugsweise werden mehrere Modula
tionsarten mit jeweils zugeordneten Wahrscheinlich-keiten ausgegeben, so daß über
weitere Verknüpfungen noch eine verbesserte Beurteilung möglich ist.
Im zweiten Signalweg ist eine auf nichtlineare Modulationsarten wie z. B. FSK, MSK ab
gestimmte sogenannte Dilatationsnormierung und hierzu auch eine andere Vorgehens
weise bei der Analyse der Spektren zur Extraktion der Merk-male für die Bestimmung
der relevanten Normierungsparameter vorgesehen.
Unter der Annahme, daß innerhalb der nichtlinearen Modulationsarten die binären Fre
quenzmodulationsarten FSK und MSK erkannt und unterschieden werden sollen, kann
bei der Analyse der Spektren beispielsweise eine Vorschrift zur Schätzung eines Trä
gerfrequenz-Offsets in folgender Form aufgestellt werden.
{f1,f2} = max(f1,f2) {C1.(PSD1(f1)+PSD1(f2))+
C2.(PSD2(2f1)+PSD2(2f2))+
C3.(PSD4(4f1)+PSD4(4f2))}
mit 0 ≦ f1 ≦ f2 ≦ N (bei einer Frequenzskala von 0 bis N für die Spektren). In dieser
Vorschrift sind aus den Spektren zwei Linien als Kandidaten auszuwählen. Die Vor
schrift liefert noch keine eindeutige Lösung, sondern es ist noch zu berücksichtigen,
daß unter der Annahme realistischer Bedingungen zwei unterschiedliche Trägerfre
quenzsituationen fc1 und fc2 zu den Frequenzlinien f1 und f2 in PSD1 führen können,
nämlich
fc1 = (f1+f2-N)/2
und
(f1+f2)/2 f2≦N/2
fc2=
(f1+f2-N)/2 f1,f2<N/2
Diese Fälle sollten bei der endgültigen Schätzung der Frequenzoffsets berücksichtigt
werden.
Da für FSK und MSK die Bildung komplexwertiger des Empfangssignals auch zu einer
Veränderung der gegenseitigen Linienabstände des Trägers führen, wird, um korre
spondierende Linien der verschiedenen Spektren an gleicher Stelle der Frequenzskala
zu positionieren, neben einer Verschiebung der Spektren PSD1, PSD2 und PSD4 um
den geschätzten Frequenzoffset auch eine Veränderung der Skalierung der Spektren in
Form von Dehnungen und/oder Stauchungen der Spektrenskalen vorgenommen. Um
die mit solchen Umskalierungen jeweils verbundenen Informationsverluste möglichst
gering zu halten, werden vorteilhafterweise die Skalen von PSD1 und PSD4 an die Skala
von PSD2 angepaßt, indem die Skala von PSD1 im Verhältnis von 2 : 1 gedehnt und die
Skala von PSD4 im Verhältnis 1 : 2 komprimiert wird. Die Skala von PSDM wird im sel
ben Verhältnis verändert wie die von PSD4.
Die Amplitudenwerte der umskalierten Spektren können aus den ursprünglichen Spek
tren beispielsweise durch Maximumauswahl, Mittelwertbildung oder direkte Übernahme
entsprechender Werte gebildet werden.
Die so verschobenen und/oder umskalierten Spektren werden in zu Signalweg S1 ent
sprechender Weise halbiert, verschoben und gespiegelt, so daß wiederum ein Satz von
sieben Spektren der halben FFT-Länge vorliegt, der in zu S1 analoger Weise zu einer
Folge von sieben-dimensionalen Vektoren zu-sammengefaßt wird. Die der HMM-
Erkennung HMMD im Signalweg S2 zugrunde gelegten Modelle für die bei diesem Er
kennungsprozeß zu unterscheidenden Modulationsarten sind im Regelfall von den Mo
dellen im Signalweg S1 verschieden. Die prinzipiellen Abläufe mit Vektorquantisierung
vor dem Erkennungsprozeß und Einstellung der Parameter anhand von bekannten Si
gnalen in einer Trainingsphase sind jedoch vergleichbar.
Die Ergebnisse der getrennten Erkennungsprozesse HMMT im Signalweg S1 und HMMD
im Signalweg S2 werden in einem Entscheider D verknüpft zu einer Entscheidung über
die Zuordnung des geprüften Empfangssignals zu einer der vorgesehenen Klassen von
Modulationsarten oder zu einer Zurückweisung bei für alle Klassen nicht ausreichender
Wahrscheinlichkeit oder zu geringer Glaubwürdigkeit einer Wahrscheinlichkeits-
Rangordnung.
Für den Entscheider sind verschiedene Kriterien für die Verknüpfung der beiden Erken
nungsergebnisse denkbar. Da sich die Translationsnormierung im ersten Signalweg als
hinsichtlich der Klassifizierung zuverlässiger zeigt, können vorteilhafterweise die Ergeb
nisse des Erkennungsprozesses im ersten Signalweg bei der Verknüpfung bevorzugt
oder höher gewichtet werden. Der Entscheider kann auch wiederum als trainierbarer
Klassifikator ausgeführt sein.
Die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Beispiele beschränkt, sondern im Rahmen
fachmännischen Könnens in vieler Weise variierbar. Insbesondere können andere als
die genannten Modulationsarten berücksichtigt werden. Es kann eine andere Gruppen-
Aufteilung als in lineare und nichtlineare Modulationsarten zweckmäßig sein. Bei der
Extraktion von Merkmalen durch Analyse der Spektren können auch mehrere Parame
tersätze (z. B. Trägerfrequenzen) gewählt und für mehrere davon abgeleitete Normierun
gen jeweils ein Erkennungsversuch durchgeführt werden.
Literatur
[1] J. Reichert: "Ein Verfahren zur Klassifikation von Modulationssignalen auf der Basis
ihrer Momente höherer Ordnung" in der Reihe Hochfrequenztechnik, Verlag Shaker,
Aachen 1993).