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Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung
zur Umsetzung eines Digitalwertes in einen Analogwert in Form einer
elektrischen Spannung durch Pulsweitenmodulation des Digitalwertes
und nachfolgende Glättung.
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Eine derartige Vorrichtung ist aus
der
DE 42 33 410 C1 bekannt.
Die Vorrichtung formt einen Digitalwert in eine periodische pulsweitenmodulierte Rechteckspannung
um. Ein Filter bildet den zeitlichen Mittelwert dieser Rechteckspannung.
Die Ausgangsspannung des Filters ist die Ausgangsgröße der Digital/Analog-Umsetzung.
Die Güte
dieser Spannung wird einerseits von der Auflösung des Pulsweitenmodulators
und andererseits von der Dynamik des Filters bestimmt. Dabei schließen sich eine
hohe Auflösung
und eine gute Dynamik gegenseitig aus. Die Auflösung ist durch die maximale
Anzahl der in einer Periode möglichen
Einzelimpulse bestimmt. Eine Erhöhung
der Anzahl der Einzelimpulse pro Periode bei gegebener Dauer eines
Einzelimpulses erhöht
zwar die Auflösung,
verlängert
aber gleichzeitig die Periodendauer. Dies bedeutet eine Verringerung
der Frequenz der pulsweitenmodulierten Rechteckspannung und führt zu einer
Verschlechterung der Dynamik.
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Aus der
DE 40 15 860 A1 ist eine
weitere Vorrichtung zur Umsetzung eines Digitalwertes in einen Analogwert
in Form einer elektrischen Spannung durch Pulsweitenmodulation des
Digitalwertes und nachfolgende Glättung bekannt. Bei dieser Vorrichtung
ist der Digitalwert in einen höherwertigen
Anteil und einen niederwertigen Anteil aufgeteilt. Ein erster von zwei
Pulsweitenmodulatoren setzt den höherwertigen Anteil des Digitalwertes
in eine erste pulsweitenmodulierte Rechteckspannung um und der zweite
Pulsweitenmodulator setzt den niederwertigen Anteil des Digitalwertes
in eine zweite pulsweitenmodulierte Rechteckspannung um. Ein Addierer summiert
die beiden Rechteckspannungen unter Berücksichtigung der Wertigkeiten
der ihnen zugrundeliegenden Anteile des Digitalwertes. Dem Addierer
ist ein Glättungsglied
nachgeschaltet. Die pulsweitenmodulierten Rechteckspannungen sind über je einen Treiberverstärker und
einen Eingangswiderstand dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers zugeführt, der
gemeinsam mit den Eingangswiderständen und einem Gegenkopplungswiderstand
den Addierer bildet. Die Gewichtung der Rechteckspannungen bei der
Addition ist durch das Verhältnis
von Gegenkopplungswiderstand und dem jeweiligen Eingangswiderstand
bestimmt. Als Glättungsglied,
das den Mittelwert der Ausgangsspannung des Addierers bildet, dient
ein dem Ausgang des Addierers nachgeschalteter passiver Tiefpaß, der aus
einem Widerstand und einem Kondensator besteht. Eine derartige Schaltungsanordnung
ist ausgangsseitig nicht niederohmig belastbar, so daß noch zusätzlich ein
dem Tiefpaß nachgeschalteter
Impedanzwandler erforderlich ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Vorrichtung der eingangs genannten Art so auszubilden, daß sie nur
wenige Bauteile benötigt
und daß trotzdem
eine gute Glättung
des analogen Ausgangssignals erzielt wird.
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Diese Aufgabe wird durch die Merkmale
des Anspruchs 1 gelöst.
Die pulsweitenmodulierten Rechteckspannungen werden zwei Eingängen eines aktiven
Tiefpaßfilters
mit mehreren Eingängen
zugeführt,
das die pulsweitenmodulierten Rechteckspannungen sowohl glättet als
auch unter Berücksichtigung
der Wertigkeiten der beiden Anteile des Digitalwertes summiert.
Durch diese Maßnahmen
ergibt sich ein besonders geringer Bauteile aufwand.
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Vorteilhafte Weiterbildungen der
erfindungsgemäßen Vorrichtung
sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Im Anspruch 2 ist eine vorteilhafte Ausgestaltung des als Summierer
ausgebildeten aktiven Tiefpaßfilters
mit Mehrfachgegenkopplung und mehreren Eingängen angegeben. Im Anspruch
3 ist eine vorteilhafte Dimensionierung dieses Tiefpaßfilters
angegeben. Durch eine konstante Spannung, die dem Operationsverstärker entsprechend
dem Merkmal des Anspruchs 4 über
einen weiteren Eingangswiderstand zugeführt ist, läßt sich auf einfache Weise
eine Nullpunktverschiebung der analogen Ausgangsspannung des Digital/Analog-Umsetzers erreichen.
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Anhand der Zeichnungen wird im Folgenden ein
Ausführungsbeispiel
der Erfindung näher
erläutert.
Es zeigen
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1 einen
Speicher zur Speicherung eines Digitalwertes in schematischer Darstellung,
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2 ein
Prinzipschaltbild einer Vorrichtung gemäß der Erfindung und
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3 den
zeitlichen Verlauf der impulsweitenmodulierten Rechteckspannungen.
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Die 1 zeigt
in schematischer Darstellung einen digitalen Speicher 1 mit
sechzehn binären Speicherzellen
zur Speicherung eines Digitalwertes. In den einzelnen Speicherzellen
werden jeweils die Werte „0" oder „1" gespeichert. Der
Digitalwert ist die Summe der Produkte, die aus den in den Speicherzellen
gespeicherten Werten und den den einzelnen Speicherzellen zugeordneten
Zweierpotenzen gebildet sind. Die gespeicherten Werte sind in der
rechten Spalte des Speichers 1 angegeben. In der linken Spalte
sind die diesen Werten zugehörigen
Wertigkeiten angegeben. Mit sechzehn Speicherzellen ist ein Bereich
zwischen 0 und 216 – 1 = 65535 darstellbar. In
dem hier betrachteten Ausführungsbeispiel wird
von einem Digitalwert DW ausgegangen, der nur 214 =
16384 verschiedene Werte annehmen kann. In diesem Fall werden für die Speicherung
des Digitalwertes DW nur die Speicherzellen mit den Wertigkeiten
20 bis 213 benötigt. Durch
Auslesen der Speicherzellen mit den Wertigkeiten 28 bis
213 und Zuordnung zu den Wertigkeiten 20 bis 25, wobei die
Wertigkeiten jeweils durch 28 dividiert
werden, erhält
man einen ersten Anteil DW1 des Digitalwertes DW. Der erste Anteil
DW1 ist der höherwertige
Anteil des Digitalwertes DW. Durch Auslesen der Speicherzellen des Speichers 1 mit
den Wertigkeiten 20 bis 27 erhält man einen
zweiten Anteil DW2 des Digitalwertes DW. Der Anteil DW2 ist der
niederwertige Anteil des Digitalwertes DW. Für den Digitalwert DW gilt die
Beziehung DW = (28 × DW1) + DW2. Der höherwertige
Anteil DW1 des Digitalwertes DW kann 26 =
64 verschiedene Werte annehmen, also Werte zwischen 0 und 63. Der
niederwertige Anteil DW2 des Digitalwertes DW kann 28 =
256 verschiedene Werte annehmen, also Werte zwischen 0 und 255.
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Der Speicher 1 dient sowohl
als Speichermittel für
den Digitalwert DW als auch als Speichermittel für dessen höherwertigen Anteil DW1 und
dessen niederwertigen Anteil DW2.
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Im folgenden wird als Beispiel die
Umsetzung des Digitalwertes DW = 10432 in einen Analogwert beschrieben.
Der Digitalwert DW ist in dem Speicher 1 als 14stelliger
Binärwert 10100011000000
gespeichert. Die entsprechenden Werte sind in der rechten Spalte
des Speichers 1 angegeben. Ein „X" für
die Werte der Speicherzellen mit den Wertigkeiten 214 und
215 gibt an, daß diese Werte „0" oder „1" sein können, da
diese Werte in dem Ausführungsbeispiel
nicht verwendet werden. Werden die Inhalte der Speicherzellen mit
den Wertigkeiten 28 bis 213 ausgelesen
und – wie
oben beschrieben – den Wertigkeiten
20 bis 25 zugeordnet,
ergibt sich die Binärzahl
101000 entsprechend der Dezimalzahl 40 für den höherwertigen
Anteil DW1 des Digitalwertes DW. Die Änderung der Wertigkeiten entspricht
einer Division des Digitalwertes DW durch 28 =
256. Der niederwertige Anteil DW2 des Digitalwertes DW ergibt sich
aus den Werten der Speicherzellen mit den Wertigkeiten 20 bis 27 als Binärzahl 11000000
entsprechend der Dezimalzahl 192.
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In der 2 ist
der höherwertige
Anteil DW1 des Digitalwertes DW einem ersten Pulsweitenmodulator 2 zugeführt. Der
niederwertige Anteil DW2 des Digitalwertes DW ist einem zweiten
Pulsweitenmodulator 3 zugeführt. Die Pulsweitenmodulatoren 2 und 3 sind – ebenso
wie der nur in der 1 dargestellte Speicher 1 – Bestandteile
eines Microcontrollers 4. Den Pulsweitenmodulatoren 2 und 3 ist
eine konstante Spannung UR als Referenzspannung
zugeführt. Soweit
die Pulsweitenmodulatoren 2 und 3 Bestandteile
eines Microcontrollers 4 sind, ist es möglich, als Referenzspannung
UR eine der Systemspannungen des Microcontrollers 4 zu
verwenden, wenn diese Spannung ausreichend konstant ist. Microcontroller mit
integrierten Pulsweitenmodulatoren werden z. B. von der Firma Motorola
hergestellt und unter der Bezeichnung „MC 683xx" (z. B. „MC 68332", „MC 68336") vertrieben.
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Am Ausgang des Pulsweitenmodulators 2 steht
eine erste periodische Rechteckspannung u1 an.
Der zeitliche Verlauf der Rechteckspannung u1 ist in
der 3a als ausgezogene
Linie dargestellt. Während
eines ersten Zeitraumes t1ein, der im folgenden
mit T1 bezeichneten Periodendauer der Rechteckspannung
u1 ist die Rechteckspannung u1 gleich der
Spannung UR und während des restlichen, mit t1aus bezeichneten Zeitraumes der Periodendauer
T1 ist die Rechteckspannung u1 gleich
null. Das dem höherwertigen
Anteil DW1 des Digitalwertes DW entsprechende Tastverhältnis t1ein/T1 des Pulsweitenmodulators 2 ist
im Folgenden mit α1 bezeichnet. In Abhängigkeit von dem Tastverhältnis α1 nimmt
die Spannung u1 Werte zwischen 0 und UR an. In dem in der 3a dargestellten Ausführungsbeispiel beträgt das Tastverhältnis α1 =
40/64 entsprechend dem höherwertigen
Anteil DW1 des Digitalwertes DW. Der arithmetische Mittelwert der
Spannung u1 ist in der 3a als gestrichelte Linie u3 dargestellt.
Für die Spannung
u3 gilt die Beziehung u3 = α1 × UR.
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Am Ausgang des Pulsweitenmodulators 3 steht
eine zweite periodische Rechteckspannung u2 an.
Der zeitliche Verlauf der Rechteckspannung u2 ist in
der 3b als ausgezogene
Linie dargestellt. Während
eines ersten Zeitraumes t2ein, der im Folgenden
mit T2 bezeichneten Periodendauer der Rechteckspannung
u2 ist die Rechteckspannung u2 gleich
der Spannung UR und während des restlichen, mit t2aus bezeichneten Zeitraumes der Periodendauer T2 ist die Rechteckspannung u2 gleich
null. Das dem niederwertigen Anteil DW2 des Digitalwertes DW entsprechende
Tastverhältnis
t2ein/T2 des Pulsweitenmodulators 3 ist
im Folgenden mit α2 bezeichnet. In Abhängigkeit von dem Tastverhältnis α2 nimmt
die Spannung u2 Werte zwischen 0 und UR an. In dem in der 3b dargestellten Ausführungsbeispiel beträgt das Tastverhältnis α2 =
192/256 entsprechend dem niederwertigen Anteil DW1 des Digitalwertes DW.
Der arithmetische Mittelwert der Spannung u2 ist in
der 3b als gestrichelte
Linie u4 dargestellt. Für die Spannung u4 gilt
die Beziehung u4 = α2 × UR. Ist das Tastverhältnis α2 =
256/256, so entspricht dieses Tastverhältnis einer Erhöhung des
Tastverhältnisses α1 um
1/64.
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Eine als aktives Tiefpaßfilter 14 ausgebildete Rechenschaltung
mit drei Eingängen 15, 16 und 17 summiert
die Spannungen u1 und u2 sowie
eine weitere Spannung U0 unter Berücksichtigung
ihrer Wertigkeiten und glättet
gleichzeitig die Spannungen. Die Spannung ua ist
der Analogwert des umzusetzenden Digitalwertes DW. Die Spannungen
u1 und u2 sind den
Eingängen 15 bzw. 16 des
Tiefpaßfilters 14 zugeführt. Die
konstante Spannung U0 ist dem Eingang 17 des
Tiefpaßfilters 14 zugeführt, sie
ermöglicht eine
Nullpunktverschiebung der Spannung ua. Das Tiefpaßfilter 14 weist
einen Operationsverstärker 8 als
aktives Bauelement auf. Die Spannung u1 ist
dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 8 über einen
Widerstand 10 und einen weiteren Widerstand 18 zugeführt. Die
Spannung u2 ist dem invertierenden Eingang
des Operationsverstärkers 8 über einen
Widerstand 11 und den Widerstand 18 zugeführt. In
entsprechender Weise ist die Spannung U0 dem
invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 8 über die
Widerstände 12 und 18 zugeführt. Zwischen dem
Ausgang des Operationsverstärkers 8 und
dem gemeinsamen Schaltungspunkt der Widerstände 10, 11, 12 und 18 ist
ein Rückführwiderstand 9 angeordnet.
Der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 8 ist über einen
Widerstand 21, der zur Gleichtaktunterdrückung dient,
mit Bezugspotential verbunden.
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Wie oben ausgeführt, ermöglicht die Spannung U0 eine Verschiebung des Nullpunktes der Spannung
ua. Die Richtung der Nullpunktverschiebung
ist durch das Vorzeichen der Spannung U0 bestimmt.
Die Größe der Nullpunktverschiebung
ist durch die Höhe
der Spannung U0 und das Verhältnis R9/R12
der Widerstände 9 und 12 bestimmt.
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Das Tiefpaßfilter 14 ist als
aktives Tiefpaßfilter
zweiter Ordnung mit Mehrfachgegenkopplung ausgeführt. Die Wertigkeiten der Anteile
DW1 und DW2 des Digitalwertes DW werden – wie im Folgenden noch beschrieben – durch
Dimensionierung des Rück führwiderstandes 9 und
der jeweiligen Eingangswiderstände 10 bzw. 11 berücksichtigt.
Der gemeinsame Schaltungspunkt der Widerstände 9 bis 12 sowie 18 ist über einen
ersten Kondensator 19 mit dem Bezugspotential verbunden.
Ein weiterer Kondensator 20 ist zwischen dem invertierenden
Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers 8 angeordnet.
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Die Dimensionierung eines aktiven
Tiefpaßfilters
zweiter Ordnung mit Mehrfachgegenkopplung ist in dem Buch von U.
Tietze und Ch. Schenk „Halbleiter-Schaltungstechnik", ISBN 3-540-16720-X,
B. Auflage, Springer-Verlag 1986, auf den Seiten 404 und 405 beschrieben.
Allein durch entsprechende Dimensionierung lassen sich unterschiedliche
Filtertypen realisieren. Es hat sich als vorteilhaft erwiesen, den
aktiven Tiefpaß als
Bessel-Tiefpaßfilter
zu realisieren. Bessel-Tiefpaßfilter
besitzen ein gutes Rechteckübertragungsverhalten.
Die Sprungantwort eines Bessel-Tiefpaßfilters schwingt nur minimal über, falls es überhaupt
zu einem Überschwingen
kommt. Bei einem aktiven Tiefpaß zweiter
Ordnung ist der Bauteileaufwand trotz guter Filterwirkung nur gering.
Um eine optimale Glättung
der Spannung ua durch das aktive Tiefpaßfilter 14 zu
erzielen, wird bei der Dimensionierung der Bauteile, mit denen der
Operationsverstärker 8 beschaltet
ist, der Eingangswiderstand 10 bevorzugt berücksichtigt, über den
die dem höherwertigen
Anteil DW1 des Digitalwertes DW entsprechende Spannung u1 dem aktiven Tiefpaßfilter 14 zugeführt ist.
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Für
die Erläuterung
der Verknüpfung
der Spannungen u1 und u2 durch
das Tiefpaßfilter 14 wird der
Fall betrachtet, daß keine
Nullpunktverschiebung erfolgt. In diesem Fall ist U0 =
0. Werden die Widerstände 9 bis 11 so
dimensioniert, daß die
Beziehungen R9/R10 =
1 und R9/R11 = 1/64
erfüllt
sind, ist die Spannung ua = UR × (α1 + α2/64).
Die Spannung ua setzt sich aus einem Grobwert
UR × α1 mit
einer Auflösung
von 6 Bit und aus einem Feinwert UR × α2/64 mit
einer Auflösung
von 8 Bit zusammen. Der Grobwert der Spannung ua folgt
dem Digitalwert DW mit großer
Dynamik, wobei hinsichtlich der Auflösung im ungünstigsten Fall zunächst ein
Fehler von maximal einem Schritt der Auflösung des Digitalwertes DW von
6 Bit (entsprechend 1/64, d. h. ca. 1,6%) auftreten kann. Dieser
Fehler verringert sich entsprechend der Dynamik des Feinwertes,
wobei die Dynamik des Feinwertes von der Auflösung des Feinwertes abhängt. Auch
hier gilt, daß eine
Erhöhung
der Auflösung
eine Verschlechterung der Dynamik zur Folge hat. Die Höhe der Referenzspannung
UR bestimmt die Höhe der Spannung ua.
Eine Erhöhung
der Spannung ua gegenüber der Referenzspannung UR läßt sich
erreichen, wenn das Widerstandsverhältnis R9/R10 größer als
1 gewählt
wird und das Widerstandsverhältnis
R9/R11 so gewählt
wird, daß weiterhin
die Beziehung R9/R11 = 64 × (R9/R10)
gilt.
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Im Folgenden wird der Systemtakt
des Microcontrollers 4 für die Pulsweitenmodulation
verwendet. Dabei wird als kleinste Zeiteinheit für die Pulsweitenmodulation
die Zeit zwischen zwei steigendem Flanken des Systemtaktes zugrunde
gelegt: Bei einem Systemtakt von 20 MHz ergibt sich für die Zeit zwischen
zwei steigenden Flanken zu 0,1 μs.
Die Periodendauer T1 der Spannung u1 beträgt
somit bei der gewählten
Auflösung
von 6 Bit 26 × 0,1 μs = 6,4 μs. Die Frequenz f1 =
1/T1 der Spannung u1 ist
dann 1/6,4 μs
= 156,25 kHz. Entsprechend ergibt sich die Periodendauer T2 der Spannung u2 bei
der gewählten
Auflösung
von 8 Bit zu 28 × 0,1 μs = 25,6 μs. Die Frequenz f2 =
1/T2 der Spannung u2 ist
dann 1/25,6 μs
= 39,0625 kHz. Auch diese Frequenz ist noch wesentlich kleiner als
diejenige Frequenz, die sich bei einer Digital/Analog-Umsetzung
mit einer Auflösung
des Digitalwertes DW von 14 Bit mit nur einem Pulsweitenmodulator
ergeben würde.
Legt man für
diese Betrachtung ebenfalls einen Systemtakt von 20 MHz zugrunde,
wobei die Zeit zwischen zwei steigenden Flanken 0,1 μs beträgt, ergibt
sich bei einer Auflösung
von 14 Bit eine Periodendauer von 214 × 0,1 μs = 1638,4 μs = 1,6384
ms. Diese Periodendauer entspricht einer Frequenz von ca. 610 Hz.