DE19719823A1

DE19719823A1 - Geräusch- und verlustarme Ansteuerung von bürstenlosen Synchronmotoren

Info

Publication number: DE19719823A1
Application number: DE19719823A
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Dr Amrhein
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1997-05-13
Filing date: 1997-05-13
Publication date: 1998-11-19

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine geräusch- und verlustarme Ansteuerung von Synchronmotoren nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Bürstenlose Synchronmotoren mit bipolarer Ansteuerung der Wicklungen erfordern eine elektronische Kommutierung der Strangströme. Im Sonderfall eines Synchronantriebes mit unipolarer Ansteuerung wird der Strom in seiner Richtung nicht gewendet, sondern nur ein- und ausgeschaltet.

Sowohl bei bipolarer als auch bei unipolarer Ansteuerung entstehen während der transienten Schaltphase infolge der Änderung der gespeicherten Energie Schaltgeräusche, die sich in vielen Applikationen, wie z. B. beim Einsatz der Antriebe in Lüftern oder Pumpen, sehr störend auswirken. Um eine Geräuschminderung herbeizuführen werden trotz steigender Verluste insbesondere bei Kleinantrieben die Stromanstiegs- und Stromabfallzeiten entweder durch Takten der Leistungsschalter oder durch Einsatz von Speichergliedern im Steuer- oder Lastkreis vergrößert. Insbesondere bei der steuerseitigen Begrenzung der Stromflanken steilheit entstehen zum Teil beträchtliche Verluste im Leistungsschalter, da Strom und Sperrspannung über einen längeren Zeitraum gleichzeitig hohe Werte annehmen.

Bei geräuschsensitiven Applikationen, die sehr kleine Antriebsleistungen erfordern, wie beispielsweise bei Kleinstlüftern zur Messung der Innenraumtemperatur in Fahrzeugen über einen luftbeströmten Temperatursensor, kann die durch flache Stromflanken erzeugte Verlustleistung ohne größere Probleme abgeführt werden. Ungünstig wirken sich jedoch insbesondere in Hinblick auf den Rundlauf und die Geräuschentwicklung der höhere Strombedarf (1), die Stromspitze (2) bei kleiner induzierter Spannung vor oder während der Abschaltphase sowie das Hineinreichen der abklingenden Stromfläche (3) in die zweite Hälfte (4) der Kommutierungs- bzw. Schaltperiodendauer aus. Im letzten Fall ergibt sich durch das unterschiedliche Vorzeichen von Strom und der Ableitung des verketteten Strangflusses nach der Zeit (entspricht der induzierten Strangspannung ) ein drehzahlreduzierender Bremsbetrieb. Fig. 1 zeigt für das Beispiel einer konventionellen unipolaren Ansteuerung eines einsträngigen permanentmagneterregten Kleinstlüfters nach Fig. 2 in schematischer Darstellung den zeit- und winkelgeschwindigkeitsabhängigen Verlauf der induzierten Spannung (5) einer mit der Antriebswicklung in Phase befindlichen Meßwicklung, den zugehörigen Verlauf des Steuersignales (6) zum Treiben des Basisstromes i_B (7), sowie den Verlauf des Stromes i (8) der Antriebswicklung. Die steigende (9) und fallende (10) Flanke des Steuersignales wird aus der Erkennung des Nulldurchganges (11, 12) der in der Meßwicklung induzierten Spannung gewonnen. Das Steuersignal kann auch über andere Methoden, wie beispielsweise durch Messung der Flußdichte im Bereich der Rotorpermanentmagnete oder durch optische Messung der Rotorposition ermittelt werden. Das RC-Glied (13, 14) der Schaltung nach Fig. 2 bewirkt eine Reduktion der Flankensteilheit des Transistor-Basisstromes (7) gegenüber den Flanken (9, 10) des Steuersignales (6). Entsprechende Auswirkungen zeigen sich in den flachen Anstiegs- (15) und Abfallflanken (16) des Wicklungsstromes (8). Die bereits erwähnten Nachteile des höheren Strombedarfes (1), der deutlich ausgeprägten Stromspitze (2) sowie des Brems-stromes (3) im hinteren Bereich sind ebenfalls in Fig. 1 zu erkennen.

Es stellt sich somit die durch die Erfindung zu lösende Aufgabe insbesondere bei sehr flachen Stromflanken die Stromaufnahme des Motors zu reduzieren, die Stromspitze zu unterdrücken und den Bremsbereich zu verkürzen.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe geht aus der Kennzeichnung des Patentanspruches 1 hervor. Bevorzugte Ausführungsvarianten sind durch die abhängigen Patentansprüche definiert.

Von besonderem Vorteil bei der erfindungsgemäßen Lösung ist, daß mit der Realisierung der technischen Vorteile bei mikroprozessor- oder mikrocontrollergesteuerten Antrieben kein schaltungstechnischer Mehraufwand erforderlich ist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind nachstehend, zum Teil ergänzt durch Zeichnungen, erläutert.

Fig. 3 zeigt im Vergleich zu Fig. 1 die Auswirkung einer Vorverlegung des Abschaltwinkels von ϕ₀ auf ϕ_A. Die mit der Vorverlegung des Abschaltwinkels verbundene Drehzahlerhöhung (kürzere Periodendauer T (17)) ist in Fig. 3 nicht dargestellt. Die Differenz ϕ_A - ϕ₀ wird im folgenden als Differenzwinkel Δϕ, der Nulldurchgang der induzierten Spannung mit positiver Steigung als Referenzwinkel ϕ_R bezeichnet. Der Abbau des Wicklungsstromes erfolgt durch die getroffene Maßnahme früher. Bevor der Winkelbereich niedriger induzierter Spannung (21) im Nahfeld von ϕ₀ erreicht wird, ist die Sperrspannung u_CE (19) des Transistors bereits so stark angewachsen, daß im Gegensatz zu Fig. 1 der Strom keine hohen Werte (20) mehr annehmen kann. Eine starke Ausprägung des typischen "Stromschwanzes" bleibt aus. Weiterhin wird durch die frühzeitige Abschaltung erreicht, daß der positive Strom nicht sehr weit in den Bereich negativer induzierter Strangspannung hineinreicht (22). Der Bremsbetrieb ist daher in diesem Bereich nur schwach ausgeprägt und kann bei noch früherer Einleitung der Abschaltphase ganz entfallen. Damit sinkt auch entsprechend der Gesamtstrombedarf (23) des Antriebes.

Die erzielten Ergebnisse wirken sich positiv auf die Geräuschbildung, den Rundlauf und die Aufnahmeleistung und somit den Wirkungsgrad des Motors aus. Die Drehzahl des Antriebes steigt, wie bereits erwähnt, mit Abnahme des Bremsbereiches.

Die vorzeitige Abschaltflanke des Steuersignales kann auf unterschiedliche Arten gewonnen werden. So besteht die Möglichkeit, neben der Meßeinrichtung zur Bestimmung des Referenzwinkels eine zweite Rotorpositionsmeßeinrichtung (z. B. Spule, Hall-IC etc.) vorzusehen, die gegenüber der ersten Meßeinrichtung um den Winkel (ϕ_A - ϕ_R versetzt ist.

Bei vorwiegend stationärem Motorbetrieb mit annähernd konstanter Winkelgeschwindigkeit ω₀ ist es vorteilhaft, auf die zweite Rotorpositionseinrichtung zu verzichten und statt dessen den Winkel der Abschaltflanke ϕ_A über ein elektronisches Zeitglied (z. B. Aufladen und Rücksetzen eines Kondensators mittels einer Komparatorschaltung, digitaler Zählerbaustein, Mikroprozessor/controller mit internem Timer) zu ermitteln. Wird der Motor von einem Mikroprozessor oder Mikrocontroller gesteuert, so bietet es sich an, ausgehend vom Referenzwinkel ϕ_R den prozessorinternen Timer zu starten und bei Erreichen eines programmierten Zählerstandes das Steuersignal sowie den Timer zurückzusetzen.

Der Abschaltwinkel ermittelt sich allgemein zu

bzw. bei annähernd konstanter Winkelgeschwindigkeit ω₀ zu ϕ_A = ϕ_R + ω₀t_ZG.

Ändert sich die Drehzahl oder die Stromamplitude um einen größeren Bereich, so ist es günstig, den Abschaltwinkel ϕ_A und damit das Zeitintervall des elektronischen Zeitgliedes der veränderten Drehzahl bzw. der veränderten Stromamplitude anzupassen. So ist es günstig, beispielsweise bei erhöhter Stromamplitude den Abschaltwinkel weiter vorzuverlegen, um ein Anstieg des Bremsmomentes zu verhindern.

Die Verschiebung des Abschaltwinkels ϕ_A kann auch zur Drehzahlregelung herangezogen werden. Dies empfiehlt sich besonders dann, wenn wie in den Bildern Fig. 1, 2 und 3 eine blockförmige Ansteuerung vorgesehen ist und die Amplitude der Speisespannung nicht verändert werden kann. In diesem Zusammenhang kann es sich zur weiteren Reduktion der Drehzahl auch günstig erweisen, den Abschaltwinkel ϕ_A größer als ϕ₀ zu wählen und damit den Bremsbetrieb zu verstärken.

Bei Betrieb von dreisträngigen Motoren ist zu beachten, daß die Schaltflanken zur Ansteuerung der Stränge in der Regel nicht mit den Nulldurchgängen der induzierten Strangspannungen korrespondieren sondern infolge der bei Motoren ohne Mittelpunktsleiter erforderlichen Stromsymmetrie eine Pulsblockweite von 120° el. (36) aufspannen. In Fig. 4 ist das vorzeitige Abschalten für den dreisträngigen Motor beispielhaft dargestellt. Die im Zusammenhang mit der einsträngigen Ansteuerung beschriebenen Vorgänge können sinngemäß auch auf die Ansteuerung der dreisträngigen Maschine angewandt werden.

Claims

1. Ansteuerung der Stränge von ein- oder mehrsträngigen elektronisch kommutierten Motoren, insbesondere von Synchronmotoren, über elektronische Schaltelemente (24), dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal (25) zur Abschaltung oder Kommutierung der Strangströme bei ein- und zweisträngigen Motoren nicht unmittelbar mit dem Winkel des Nulldurchganges der induzierten Spannung ϕ₀ (27) und bei dreisträngigen Motoren nicht nach einer Pulseinschaltdauer von 120° el. Grad (32, 33) in dem betreffenden Strang erfolgt, sondern um einen Differenzwinkel Δϕ = ϕ_A - ϕ₀ (28, 34) versetzt.

2. Ansteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Abschaltwinkel ϕ_A (29) über eine zusätzliche Rotorpositionsmeßeinrichtung bestimmt wird, die gegenüber der Meßeinrichtung zur Bestimmung des Referenzwinkels ϕ_R (30) um den Winkel ϕ_A - ϕ_R versetzt ist.

3. Ansteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Abschaltwinkel ϕ_A (29), ausgehend von einem mittels einer Rotorpositionsmeßeinrichtung erfaßten Referenzwinkel ϕ_R (30), durch ein mit analogen oder digitalen elektronischen Schaltungselementen aufgebautes Zeitglied mit festeingestellter oder variabel einstellbarer Zeitdauer t_ZG (18) bestimmt wird.

4. Ansteuerung nach Anspruch 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzwinkel ϕ_R (30) bei ein- und zweisträngigen Motoren mit einem dem Winkel ϕ₀ (31) vorgelagerten Nulldurchgang der induzierten Spannung, insbesondere mit dem unmittelbar vorangegangenen Nulldurchgang (26), und bei dreisträngigen Motoren mit einer der vorgelagerten Pulsflanken, insbesondere mit der unmittelbar vorangegangenen Pulseinschaltflanke (35), übereinstimmt.

5. Ansteuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Abschaltwinkel aus der Integration ϕ_A = ϕ_R + ∫ω(t)dt bzw. bei annähernd konstanter Winkelgeschwindigkeit ω₀ aus dem Winkelgeschwindigkeit-Zeit-Produkt ϕ_A = ϕ_R + ω₀t_ZG bestimmt wird.

6. Ansteuerung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzwinkel Δϕ (28) mindestens 5% des Polwinkels ϕ₀ - ϕ_R beträgt.

7. Ansteuerung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß elektronische Schaltelemente (24) infolge einer äußeren Beschaltung (13, 14) oder infolge einer entsprechend getakteten Ansteuerung während der Einschaltphase die Stromanstiegszeit oder während der Ausschaltphase die Stromabfallszeit verlängern.

8. Ansteuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzwinkel Δϕ (28) drehzahl- oder lastabhängig verstellt wird oder zur Regelung der Drehzahl herangezogen wird.

9. Ansteuerung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzwinkel Δϕ (28) negativ ist und somit der Abschaltwinkel ϕ_A gegenüber dem Winkel ϕ₀ voreilt.

10. Ansteuerung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzwinkel ϕ_R (30) durch Messung der induzierten Spannung eines Stranges, durch Messung der winkelabhängigen Flußdichte oder durch ein anderes berührungsloses Verfahren zur Messung der Rotorposition ermittelt wird.