DE19713181A1 - Verfahren zum Bestimmen der Motordrehzahl eines Kraftfahrzeuges - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren nach dem Oberbegriff von Anspruch 1.

Ein wesentlicher Bestandteil von Tests, z. B. Abgastests, an Kraftfahrzeugmotoren ist die Bestimmung der Motordrehzahl. Dies geschieht bisher beispielsweise mit Hilfe von induktiven Drehzahlgebern an der Kurbelwelle oder piezoelektrischen Sen­ soren an den Einspritzleitungen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine genaue Bestim­ mung der Motordrehzahl eines Kraftfahrzeuges zu ermöglichen, ohne daß hierzu spezielle Geber bzw. Sensoren erforderlich sind.

Gemäß der Erfindung wird die Aufgabe durch das in Anspruch 1 angegebene Verfahren gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

In Kraftfahrzeugen werden üblicherweise Drehstromgeneratoren als Lichtmaschine eingesetzt, die über den Keilriemen von der Kurbelwelle des Motors angetrieben werden. Der erzeugte Dreh­ strom wird mittels eines Gleichrichters gleichgerichtet und dem Bordnetz mit Batterie zugeführt. Durch diese Gleichrich­ tung entsteht ein der Bordnetzgleichspannung überlagerter Wechselspannungsanteil, dessen Frequenz zur Motordrehzahl, Polpaarzahl des Drehstromgenerators sowie zur Übersetzung durch den Keilriemen zwischen Kurbelwelle und Lichtmaschine proportional ist. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird dieser Wechselspannungsanteil erfaßt, seine Frequenz ermit­ telt und daraus die Motordrehzahl bestimmt. Besondere Geber und Sensoren sind hierzu nicht erforderlich, da die Spannung direkt an dem Bordnetz abgegriffen wird.

Es ist denkbar, die Frequenz des Wechselspannungsanteils mit Hilfe der schnellen Fourier-Transformation oder durch Zählen der Nulldurchgänge des Wechselspannungsanteils innerhalb eines vorgegebenen Zeitfensters zu ermitteln. Dabei ist je­ doch zu berücksichtigen, daß der Motor in Abhängigkeit von der Zahl seiner Arbeitstakte und Zylinder beschleunigt wird und deswegen unrund läuft. Die daraus resultierende Schwin­ gung der Motordrehzahl bewirkt zum einen Spannungsschwankun­ gen an der Lichtmaschine und zum anderen eine Frequenzmodu­ lation des durch die Gleichrichtung des Drehstromes verur­ sachten Wechselspannungsanteils der Bordnetzgleichspannung. Um diese Frequenzmodulation verfolgen zu können, müßte bei der schnellen Fourier-Transformation die zur Erzielung der notwendigen Frequenzauflösung erforderliche Beobachtungszeit deutlich kleiner als die halbe Periodendauer der Modulati­ onsfrequenz sein. Außerdem müßte die Berechnung der schnellen Fourier-Transformation innerhalb dieser Zeit abgeschlossen sein und die neuen Abtastwerte des Wechselspannungsanteils müßten parallel dazu eingelesen werden. Diese Bedingungen würden eine sehr hohe Rechenleistung voraussetzen. Was die Möglichkeit des Zählens der Nulldurchgänge des Wechsel­ spannungsanteils betrifft, so müßten zuvor aus dem Wechsel­ spannungsanteil die störenden Signalanteile mittels eines Bandpaßfilters herausgefiltert werden, das stets auf die aktuelle Frequenz des drehzahlabhängigen Wechselspannungs­ anteils eingestellt werden müßte. Zur sicheren Erkennung der Nulldurchgänge müßte der Wechselspannungsanteil mit einer sehr hohen Abtastfrequenz abgetastet werden. Weiterhin würde die notwendige hohe Sperrdämpfung des Bandpaßfilters einen hohen Rechenaufwand erfordern.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird der Wechselspan­ nungsanteil der Bordnetzgleichspannung erfaßt und laufend mit einem Schätzsignal mit angenommener Frequenz und veränder­ barer Phase verglichen. Dabei wird das Schätzsignal bezüglich seiner Phase in Abhängigkeit von dem zwischen ihm und dem Wechselspannungsanteil vorhandenen Phasenunterschied korri­ giert. Die zeitliche Phasenänderung ist dabei ein Maß für den Fehler der angenommenen Frequenz des Schätzsignals, die ent­ sprechend korrigiert wird. Die so korrigierte Frequenz wird zur Bestimmung der Motordrehzahl herangezogen. Auf diese Weise wird die sich in Abhängigkeit von der Motordrehzahl ändernde zeitvariante Frequenz des Wechselspannungsanteils der Bordnetzgleichspannung bestimmt, wobei der verwendete Algorithmus auch bei einem ungenauen Startwert für die an­ genommene Frequenz des Schätzsignals konvergiert. Dabei ist lediglich erforderlich, daß zu Anfang des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Bestimmung der Motordrehzahl der Startwert für die angenommene Frequenz des Schätzsignals in der Nähe der Frequenz des von der Lichtmaschine erzeugten Wechselspan­ nungsanteils der Bordnetzgleichspannung liegt, so daß die laufende Korrektur der Frequenz des Schätzsignals in Richtung auf die Frequenz des Wechselspannungsanteils der Bordnetz­ gleichspannung und nicht in Richtung auf die Frequenz irgend­ eines anderen Störsignals erfolgt.

Als Schätzsignal wird in vorteilhafter Weise ein sinusförmi­ ges Signal verwendet, das aus zwei um π/2 phasenverschobenen und jeweils mit einem Modellparameter gewichteten Sinussigna­ len gebildet wird, wobei sich die Amplitude des Schätzsignals aus der Wurzel über die Summe der Quadrate der Modellpara­ meter und die Phase aus dem Arcustangens des Quotienten der Modellparameter ergibt.

Der Wechselspannungsanteil der Bordnetzgleichspannung wird dabei vorzugsweise mit einer vorgegebenen Abtastfrequenz ab­ getastet, wobei die dabei erhaltenen Abtastwerte mit Stütz­ werten des Schätzsignals verglichen werden. Dadurch wird die rechnerische Bestimmung der Sinussignale vereinfacht, weil entsprechend dem durch die Abtastung erfolgenden Übergang von einer zeitkontinuierlichen Betrachtung des Wechselspannungs­ anteils zu einer Betrachtung von Abtastwerten des Wechsel­ spannungsanteils zu äquidistanten Zeitpunkten die zeitkonti­ nuierlichen Sinussignale durch Sinuswerte mit äquidistanten Winkelargumenten ersetzt werden.

In diesem Zusammenhang wird eine weitere Verringerung des Rechenaufwandes dadurch erreicht, daß zusätzlich zu der an­ genommenen Frequenz des Schätzsignals auch die Abtastfrequenz zur Abtastung des Wechselspannungsanteils der Bordnetz­ gleichspannung entsprechend der zeitlichen Änderung der Phase in der Weise korrigiert wird, daß die Anzahl der Abtastwerte während der Periodendauer des Schätzsignals konstant bleibt.

Indem nämlich die Abtastfrequenz im gleichen Maße wie die angenommene Frequenz des Schätzsignals geändert wird, ergibt sich bei der Korrektur der Frequenz des Schätzsignals keine Phasenverschiebung in bezug auf die Abtastwerte des Wechsel­ spannungsanteils der Bordnetzgleichspannung. Jedem Abtastwert des Wechselspannungsanteils ist somit ein Stützwert des Schätzsignals zugeordnet, bei dem die Winkelargumente der das Stützsignal bildenden Sinuswerte fest, d. h. unveränderlich, sind. Wird die Abtastfrequenz so eingestellt, daß die Peri­ odendauer der Frequenz des Schätzsignals ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastperiode beträgt, so wird für jedes der beiden Sinussignale, aus denen das Schätzsignal zusammen­ gesetzt ist, jeweils nur eine diesem Vielfachen entsprechende Anzahl von Sinuswerten benötigt, die somit nicht mehr laufend berechnet, sondern in einer Tabelle abgelegt und bei Bedarf abgerufen werden können.

Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird im folgenden auf die Figur der Zeichnung Bezug genommen, die ein Beispiel für eine Anordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Ver­ fahrens zeigt.

Ein hier lediglich als Funktionsblock 1 dargestelltes Kraft­ fahrzeug enthält einen Motor 2, dessen Drehzahl n im Rahmen eines Motortests, z. B. eines Abgastests, bestimmt werden soll. Der Motor 2 treibt in bekannter Weise über einen Keil­ riemenantrieb 3 eine Lichtmaschine 4 an, bei der es sich um einen Drehstromgenerator mit einer Erregerwicklung 5 handelt. Die Lichtmaschine 4 speist über einen Gleichrichter 6 ein Bordnetz 8 mit Batterie 9. Ein Regler 10 regelt dabei den Strom durch die Erregerwicklung 5 im Sinne einer Konstant­ haltung der von der Lichtmaschine 4 gelieferten Generator­ spannung.

Durch die Gleichrichtung des Drehstroms entsteht ein der Bordnetzgleichspannung überlagerter Wechselspannungsanteil, dessen Frequenz f_Brumm zur Motordrehzahl n, zur Polpaarzahl p des Drehstromgenerators 4 und zur Übersetzung ü des Keil­ riemenantriebs 3 proportional ist, so daß gilt:

f_Brumm = p.ü.n (Gl. 1)

Bei jeder Umdrehung des Motors 2 wird dieser in Abhängigkeit von der Zahl seiner Arbeitstakte und der Anzahl Z seiner Zylinder beschleunigt, so daß bei einem 4-Takt-Motor der Motordrehzahl n eine Schwingung mit der Frequenz

f_Motor = n.Z/2 (Gl. 2)

überlagert ist. Diese Schwingung, die mit steigender Motor­ drehzahl n abnimmt und vom Belastungszustand des Motors 2 ab­ hängig ist, macht sich im Bordnetz 8 auf zweifache Weise be­ merkbar. Zum einen ist der Bordnetzgleichspannung ein weite­ rer Wechselspannungsanteil mit der Frequenz f_Motor überlagert und zum anderen ist der von der Gleichrichtung des Drehstroms verursachte Wechselspannungsanteil der Bordnetzgleichspannung mit der Frequenz f_Motor frequenzmoduliert.

Der aus der Gleichrichtung des Drehstroms aus der Licht­ maschine 4 herrührende Wechselspannungsanteil mit der Fre­ quenz f_Brumm ist über den ganzen Drehzahlbereich des Motors 2 feststellbar. Bei niedrigen Drehzahlen n ist er allerdings mit der Frequenz f_Motor stark frequenzmoduliert und so im Fre­ quenzspektrum nur schwer feststellbar. Der von dem unrunden Lauf des Motors 2 verursachte weitere Wechselspannungsanteil der Bordnetzgleichspannung mit der Frequenz f_Motor ist bei Leerlaufdrehzahl deutlich feststellbar. Da der Motor 2 jedoch bei steigender Drehzahl n zunehmend gleichmäßiger läuft, ist der weitere Wechselspannungsanteil immer schwerer für eine Messung verwendbar.

Die Motordrehzahl n läßt sich also über den gesamten Dreh­ zahlbereich aus der Frequenz f_Brumm des Wechselspannungs­ anteils der Bordnetzgleichspannung ermitteln, wozu aber die Übersetzung ü des Keilriemenantriebs 3 und die Polpaarzahl p des Drehstromgenerators 4 bekannt sein müssen. Diese Daten können in einer Tabelle für verschiedene Fahrzeugtypen hin­ terlegt und bei Bedarf abgefragt werden. Eine andere Möglich­ keit der Drehzahlbestimmung ohne diese Daten besteht darin, daß während einer ersten Meßphase das aufgrund der Gleichun­ gen Gl. 1 und Gl. 2 als konstant anzusehende Verhältnis v zwischen den Frequenzen f_Brumm und f_Motor ermittelt wird, so daß sich für die Drehzahl n ergibt:

n = f_Motor.2/Z = (f_Brumm/v).2/Z (Gl. 3)

Zur Bestimmung der Motordrehzahl n wird dann nur noch die Zylinderzahl Z des Motors 2 benötigt. Das Verhältnis v kann im Leerlauf des Motors 2 über die Frequenzmodulation des Wechselspannungsanteils der Bordnetzgleichspannung ermittelt werden, wozu die Frequenz f_Brumm(t) über eine Periode der Fre­ quenzmodulation gemittelt wird:

Die Ermittlung der Frequenz f_Brumm und die daraus folgende Bestimmung der Motordrehzahl n erfolgt durch eine signal­ verarbeitende Einrichtung 11, die mit ihrem Eingang 12 un­ mittelbar an dem Bordnetz 8 anschließbar ist. Dem Eingang 12 sind ein Verstärker 13, ein Bandpaßfilter 14 oder alternativ ein Hochpaßfilter und ein von einem Taktgeber 7 mit einer Abtastfrequenz f_A = 1/T_A steuerbarer Analog-/Digital-Umsetzer 15 nachgeordnet, so daß am Ausgang des Analog-/Digital-Um­ setzers 15 Abtastwerte y(k), k = 0, 1, 2, . . ., der hier mit y(t) bezeichneten Wechselspannungsanteile der Bordnetzgleich­ spannung anliegen. In den Wechselspannungsanteilen y(t) ist der von der Gleichrichtung des Drehstroms herrührende Wech­ selspannungsanteil mit der zu ermittelnden Frequenz f_Brumm enthalten.

In einem Signalmodell 16 wird für den Wechselspannungsanteil mit der Frequenz f_Brumm ein Schätzsignal (t) ermittelt. Die­ ses Schätzsignal (t) weist als Startwert eine anfänglich angenommene Frequenz in der Nähe der Frequenz f_Brumm auf. Fer­ ner ist die Phasenlage des Schätzsignals (t) durch zumin­ dest einen Modellparameter des Signalmodells 16 bestimmt. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel wird als Schätzsignal (t) ein sinusförmiges Signal mit der Amplitude A und der Phase ϕ verwendet, das wie folgt aus zwei orthogonalen, also um π/2 phasenverschoben, und jeweils mit einem Modellparameter b₁ und b₂ gewichteten Sinussignalen zusammengesetzt ist:

(t) = A.sin(ωt + ϕ) = b₁.sin ωt + b₂.cos ωt (Gl. 5)

Damit gilt für die Amplitude A und die Phase ϕ:

A = √b₁² + b₂² (Gl. 6)

ϕ = arctan (b₂/b₁) (Gl. 7)

Da die Signalverarbeitung in der Einrichtung 11 digital er­ folgt, werden anstelle des analogen Schätzsignals (t) zeit- und wertediskrete Stützwerte (k) verwendet, wobei gilt:

(k) = b₁.sin kΩ + b₂.cos kΩ (Gl. 8)

Allgemein lassen sich N Stützwerte (k) in einem Vektor zusammenfassen, der aus einer Matrix X mit Basisfunktionen und einem Parametervektor besteht:

= X.b (Gl. 9)

Bei dem hier verwendeten sinusförmigen Schätzsignal gilt speziell:

Die Wechselspannungsanteile y(t) und das Schätzsignal (t) bzw. die Abtastwerte y(k) und Stützwerte (k) werden in einer Vergleichseinrichtung 17 miteinander verglichen. Als Ergebnis des Vergleichs wird ein Schätzfehler e(t) bzw. e(k) erhalten, aufgrund dessen die Modellparameter b₁ und b₂ in einem hier durch einen Funktionsblock 18 bezeichneten Algo­ rithmus im Sinne einer Verringerung des Schätzfehlers ver­ ändert werden. Um laufend eine Aktualisierung der Modell­ parameter b₁ und b₂ zu erhalten, wird bei dem gezeigten Aus­ führungsbeispiel ein rekursiver Algorithmus verwendet, bei dem die jeweils neuen, aktuellen Modellparameter (k) = (b₁(k), b₂(k)) in Abhängigkeit von den zuvor ermittel­ ten Modellparametern (k-1) = (b₁(k-1), b₂(k-1)) und dem mit einem Gewichtsvektor(k) gewichteten Schätzfehler e(k) wie folgt ermittelt werden:

(k) = (k-1) + (k).e(k) (Gl. 11)

Zur Bestimmung des Gewichtsvektors (k) gibt es verschiedene Möglichkeiten, wobei hier, um den Rechenaufwand so gering wie möglich zu halten, der Parametervektor nach dem stochasti­ schen Gradientenverfahren um eine Schrittweite β in Richtung des negativen Gradienten des Fehlerquadrats e²(k) korrigiert wird. Für den Schätzfehler e(k) gilt:

e(k) = y(k)-(k-1) = y(k)-^T(k).(k-1) (Gl. 12)

wobei (k) den aktuellen Zeilenvektor der Modellmatrix X bezeichnet. Der neue, aktuelle Parametervektor (k) berech­ net sich somit nach dem stochastischen Gradientenverfahren wie folgt:

Ein Vergleich mit der Gleichung Gl. 11 zeigt, daß sich damit der Gewichtsvektor (k) zu

(k) = β.(k) (Gl. 14)

ergibt.

Mit den aktualisierten Modellparametern b₁ und b₂ ergibt sich entsprechend den Gleichungen Gl. 6 und Gl. 7 eine Angleichung des Schätzsignals (t) bezüglich seiner Amplitude A und Phase ϕ an die erfaßten Wechselspannungsanteile y(t) der Bordnetzgleichspannung. Da das Schätzsignal (t) bezüglich seiner Phase ϕ den Wechselspannungsanteilen y(t) nachfolgt, können Abweichungen zwischen der angenommenen Frequenz des Schätzsignals (t) und der davon nachzubildenden Frequenz der Wechselspannungsanteile y(t) und somit auch Frequenz­ änderungen der Wechselspannungsanteile y(t) über zeitliche Änderungen der Phase ϕ des Schätzsignals (t) erfaßt werden.

Dabei gilt:

Δω.T_A = Δϕ = ϕ(k) - ϕ(k-1) (Gl. 15)

Voraussetzung ist, daß der Startwert der Frequenz des Schätz­ signals (t) in der Nähe der zu ermittelnden Frequenz, hier f_Brumm, liegt, so daß der verwendete Algorithmus in Richtung auf diese Frequenz f_Brumm zu und nicht zu einer Störfrequenz hin konvergiert. Auf die Ermittlung des Startwertes wird später noch eingegangen.

Die Berechnung der Phasenänderung Δϕ = ϕ(k)-ϕ(k-1) aus den Modellparametern b₁ und b₂ erfolgt in einem Funktionsblock 19. Wegen der Mehrdeutigkeit der in der Gleichung Gl. 7 an­ gegebenen Arcustangens-Funktion und der relativ großen Inter­ polationsfehler, die bei einer aus Gründen der Verringerung des Rechenaufwandes vorgesehenen linearen Interpolation der Arcustangens-Funktion im Bereich ihrer Unstetigkeitsstellen auftreten, erfolgt die Berechnung der Phasenänderung Δϕ bei dem gezeigten Beispiel nach der Beziehung:

Da die Phasenänderung Δϕ im Bereich kleiner Winkel liegt, ergeben sich bei der Interpolation keine Probleme.

Wie durch die gestrichelte Verbindung 20 zwischen dem Funk­ tionsblock 19 und dem Signalmodell 16 angedeutet ist, kann mit der berechneten Phasenänderung Δϕ die Frequenz = Ω/2π des Schätzsignals (t) (vgl. Gleichung Gl. 5) um den Betrag Δω = Δϕ/T_A korrigiert werden. Aus der so korrigierten Fre­ quenz des Schätzsignals (t), die sich, wie bereits erläutert, der Frequenz f_Brumm angleicht und dieser nachfolgt, wird dann in einem Funktionsblock 21 auf der Grundlage der Gleichung Gl. 3 die aktuelle Motordrehzahl n berechnet.

Einfacher ist es, zusätzlich zu der Frequenz des Schätz­ signals (t) auch die Abtastfrequenz f_A des Taktgebers 7 in der Weise nachzuführen, daß die Periodendauer 2π/ω der Fre­ quenz des Schätzsignals (t) ein ganzzahliges Vielfaches N der Abtastperiode T_A = 1/f_A beträgt, so daß gilt:

ω.T_A = Ω = 2π/N (Gl. 17)

Damit wird eine phasenstarre und sich periodisch wieder­ holende Zuordnung zwischen den Wechselspannungsanteilen y(t) und dem Schätzsignal (t) bzw. zwischen den Abtastwerten y(k) und den Stützwerten (k) erzielt. Das hat zur Folge, daß für die in Gleichung Gl. 10 angegebene Modellmatrix X nur N Zeilenvektoren benötigt werden, die somit nicht mehr laufend berechnet, sondern in einer Tabelle hinterlegt und aus dieser entnommen werden können. So ergibt sich z. B. für N = 4 und Ω = 2π/N = π/2 folgende Berechnungsvorschrift für die Stützwerte (k) des Schätzsignals (t):

Nach jeder Neuberechnung der Modellparameter b₁ und b₂ wird auch die Abtastperiode T_A wie folgt korrigiert:

Je kleiner γ ist, um so größer ist die Störsicherheit, aber um so langsamer auch die Konvergenz.

Die Frequenz des Schätzsignals (t) ergibt sich dann zu:

Aus der Frequenz , die sich der Frequenz f_Brumm angleicht und dieser bei Frequenzänderungen nachfolgt, wird anschlie­ ßend in dem Funktionsblock 21 auf der Grundlage der Gleichung Gl. 3 die Motordrehzahl n berechnet.

Der Startwert der Frequenz des Schätzsignals (t) kann bei konstanter Motordrehzahl mittels einer in einer hier nicht gezeigten Recheneinrichtung durchgeführten off-line Fourier-Trans­ formation der Wechselspannungsanteile y(t) der Bordnetz­ gleichspannung ermittelt werden. Der Rechenaufwand hierfür ist relativ gering, da sich das Frequenzspektrum der Wech­ selspannungsanteile y(t) wegen der konstanten Motordrehzahl nicht ändert und daher genügend Zeit zur Durchführung der Fourier-Transformation zur Verfügung steht.

Eine alternative Möglichkeit der Ermittlung des Startwertes besteht darin, bei konstanter Motordrehzahl nacheinander Schätzsignale (t) mit unterschiedlichen Startwerten für ihre Frequenz zu erzeugen und anschließend denjenigen Start­ wert auszuwählen, bei dem das Schätzsignal (t) mit seiner Frequenz zu einem plausiblen Frequenzwert hin konvergiert.

Die zur Bestimmung des Verhältnisses v in Gleichung Gl. 3 erforderliche Frequenz f_Motor kann ebenfalls off-line mittels Fourier-Transformation bei Leerlaufdrehzahl ermittelt werden. Da der Wechselspannungsanteil mit der Frequenz f_Brumm insbe­ sondere bei niedrigen Drehzahlen stark mit der Frequenz f_Motor moduliert ist, variiert auch der Parametervektor (Gl. 9) mit gleicher Frequenz, so daß durch Zählen der Nulldurchgänge des Parametervektors, bezogen auf seinen Mittelwert, die Fre­ quenz f_Motor ermittelt werden kann.

Wie bereits erwähnt, weisen die Wechselspannungsanteile y(t) auch starke Frequenzanteile außerhalb der interessierenden Frequenz f_Brumm auf. Da die Abtastperiode T_A nach jedem Rekur­ sionsschritt zur Neuberechnung der Modellparameter b₁ und b₂ korrigiert wird, können insbesondere starke niederfrequente Wechselspannungsanteile Stabilitätsprobleme mit sich bringen. So führt eine Störfrequenz zu Schwankungen des geschätzten Parametervektors und der Abtastfrequenz T_A. Dagegen können verschiedene Maßnahmen ergriffen werden. Zum einen können, wie dies bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel vorgesehen ist, die störenden Wechselspannungsanteile durch Herausfil­ tern mittels des Bandpaßfilters 14 eliminiert werden. Hier­ durch können Störungen beliebiger Frequenz unterdrückt wer­ den, sofern sie nicht zu nahe an der interessierenden Fre­ quenz f_Brumm liegen.

Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die Phasendifferenz Δϕüber N Schritte zurückzuberechnen: Δϕ = ϕ(k)-ϕ(k-N). Alternativ dazu kann auch die Phasendifferenz Δ(ϕ) einer Mittelwertfilterung der Länge N unterzogen werden, bevor die Frequenzkorrektur durchgeführt wird.

Eine dritte Möglichkeit besteht darin, den Parametervektor erst nach N Abtastschritten zu korrigieren und die Korrektur aus den N Abtastwerten zu berechnen. Hierdurch wird der Re­ chenaufwand weiter reduziert, weil die Berechnung der neuen Abtastfrequenz f_A nicht schon nach einer, sondern erst nach N Abtastperioden T_A abgeschlossen sein muß. Zum anderen wird nicht nur die Konvergenz der Frequenznachführung verbessert, sondern auch die des Signalmodells, da Störungen bereits bei der Neuberechnung der Modellparameter b₁ und b₂ eliminiert werden.

Claims (4)

1. Verfahren zum Bestimmen der Motordrehzahl (n) eines Kraft­ fahrzeuges (1), bei dem eine von dem Motor (2) angetriebene Lichtmaschine (4) über einen Gleichrichter (6) ein Bordnetz (8) speist, dadurch gekennzeichnet,

• - daß der Wechselspannungsanteil (y(t)) der Bordnetzgleich­ spannung erfaßt wird,
• - daß mittels eines Signalmodells (16) ein Schätzsignal () mit einer angenommenen Frequenz () ermittelt wird, dessen Phase durch zumindest einen veränderbaren Modellparameter (b₁, b₂) bestimmt ist,
• - daß das Schätzsignal () laufend mit dem erfaßten Wechsel­ spannungsanteil (y(t)) verglichen wird und in Abhängigkeit von dem dabei ermittelten Schätzfehler (e) der zumindest eine Modellparameter (b₁, b₂) im Sinne einer Verringerung des Schätzfehlers (e) adaptiv verändert wird,
• - daß in Abhängigkeit von der adaptiven Änderung des zumin­ dest einen Modellparameters (b₁, b₂) die daraus folgende Änderung (Δϕ) der Phase des Schätzsignals () ermittelt wird,
• - daß die angenommene Frequenz () des Schätzsignals () entsprechend der zeitlichen Änderung der Phase korrigiert wird und
• - daß die korrigierte Frequenz zur Bestimmung der Motordreh­ zahl (n) herangezogen wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Schätzsignal () aus zwei um π/2 phasenverschobenen und jeweils mit einem Modellparameter (b₁, b₂) gewichteten Sinussignalen gebildet wird, wobei sich die Amplitude des Schätzsignals () aus der Wurzel über die Summe der Quadrate der Modellparameter (b₁, b₂) und die Phase aus dem Arcus­ tangens des Quotienten der Modellparameter (b₁, b₂) ergibt.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,

• - daß der Wechselspannungsanteil (y(t)) der Bordnetzgleich­ spannung mit einer vorgegebenen Abtastfrequenz (f_A) abge­ tastet wird und
• - daß die dabei erhaltenen Abtastwerte (y(k)) mit Stützwerten ((k)) des Schätzsignals () verglichen werden.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich zu der angenommenen Frequenz () des Schätz­ signals () auch die Abtastfrequenz (f_A) zur Abtastung des Wechselspannungsanteils (y(t)) der Bordnetzgleichspannung entsprechend der zeitlichen Änderung der Phase in der Weise korrigiert wird, daß die Anzahl der Abtastwerte (y(k)) wäh­ rend der Periodendauer des Schätzsignals () konstant bleibt.