DE19705767C2 - Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Stromsensor nach dem Kompensa­ tionsprinzip, bei dem das von einer vom zu messenden Strom durchflossenen Primärwicklung erzeugte Magnetfeld durch den Kompensationsstrom in einer Sekundärwicklung kompensiert wird und bei dem zur Steuerung des Kompensationsstromes mindestens ein vom Magnetfeld beeinflußter Sensor Abweichungen vom Nullfluß erfaßt und diesen Meßwert einer Treiberschaltung zur Erzeugung des Kompensationsstromes zuführt, wobei an den Ausgang der Treiberschaltung die Sekundärwicklung in Reihe zu einem Abschlußwiderstand angeschlossen ist und am Abschlußwiderstand eine dem zu messenden Strom proportionale Spannung anliegt.

Ein derartiger Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip ist beispielsweise aus der DE 295 20 066 U1, der EP 356 248 und der EP 691 544 bekannt und in Fig. 6 der Zeichnung dargestellt. Der zu messende Strom 11 fließt dabei durch die Primärwicklung 1 eines Strom­ transformators, der beispielsweise einen Magnetkern 2 sowie einen den Magnetfluß im Magnetkern 2 messenden Sensor 3 auf­ weist.

Der Sensor 3 besteht zum Beispiel aus einem in die Sättigung gesteuerten Transformator mit rechteckförmiger Magnetisie­ rungskennlinie. Die Ausgangsspannung des Sensors 3 wird in einer nachgeschalteten Auswerteschaltung 4 aufbereitet, der wiederum eine Treiberschaltung 5 nachgeschaltet ist. Der Aus­ gang der Treiberschaltung 5 ist über die Sekundärwicklung 6 des Stromtransformators und einen Abschlußwiderstand 7 mit einem Bezugspotential verbunden.

Der zu messende Strom erzeugt nun über die Primärwicklung 1 einen magnetischen Fluß im Magnetkern 2, der vom Sensor 3 er­ faßt wird. Die dem Sensor 3 nachgeschaltete Auswerteschaltung 4 liefert ein von der Größe und Richtung des Magnetfeldes im Magnetkern 2 abhängiges Signal an die Treiberschaltung 5, die einen Kompensationsstrom i₂ durch die Sekundärwicklung 6 treibt. Der Kompensationsstrom i₂ ist so gerichtet, daß sein Magnetfeld den Magnetfluß im Magnetkern 2 kompensiert. Der Strom in der Sekundärwicklung 6 wird vom Sensor 3 in Verbin­ dung mit der Auswerteschaltung 4, der Treiberschaltung 5 so­ wie der Sekundärwicklung 6 so lange geändert, bis das Magnet­ feld im Magnetkern 2 zu Null wird. Damit ist der Strom i₂ in der Sekundärwicklung 6 ein Maß für den Augenblickswert des zu messenden Stromes i₁ in der Primärwicklung 1, wobei sowohl Gleich- als auch Wechselströme erfaßt werden können. Der Strom i₂ fließt außerdem über einen Abschlußwiderstand 7, an dem die Ausgangsspannung Ua des Stromsensors abfällt, die da­ durch in Größe und Phasenlage dem zu messenden Strom i₁ in der Primärwicklung 1 entspricht.

Der maximal meßbare Strom i_1max des Kompensationsstromsensors ist dabei:

i_1max = w₂ . (U_V - U_B)/R_i + R_a)

wobei w₂ gleich der Sekundärwindungszahl, U_V gleich der Ver­ sorgungsspannung, U_B gleich dem Spannungsabfall in der Trei­ berstufe 5, R_i gleich dem Innenwiderstand der Sekundärwick­ lung 6 und R_a gleich dem Widerstandswert des Abschlußwider­ standes 7 ist.

Da bei gleichem Wickelvolumen der Innenwiderstand R_i mit der Windungszahl w₂ wächst, können die höchsten Ströme mit Kom­ pensationsstromsensoren mit niedrigen Windungszahlen gemessen werden. Bei gleichem Primärstrom erfordert dies jedoch einen höheren Ausgangsstrom der Treiberschaltung. In gleichem Maße nimmt damit auch die Verlustleistung in der Treiberschaltung zu. Die höchste Verlustleistung in der Treiberschaltung er­ gibt sich bei einem üblicherweise verwendeten Linearverstär­ ker im Falle der Leistungsanpassung, bei der der Spannungsab­ fall U_B in der Treiberstufe 5 gleich der halben Versorgungs­ spannung U_V ist. Zum Abführen der durch die Verlustleistung entstehenden Wärme in der Treiberstufe müssen beispielsweise die Endtransistoren der Treiberstufe gekühlt werden, was zu­ sätzlichen Aufwand und zusätzlichen Raumbedarf erfordert. An­ dernfalls bleibt nur die Möglichkeit, die Mindestwindungszahl heraufzusetzen und damit den maximal meßbaren Strom zu be­ grenzen.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen nach dem Kompensa­ tionsprinzip arbeitenden Stromsensor der genannten Art anzugeben, der diese Nachteile hinsichtlich Raumbedarf oder Begrenzung des maximal meßbaren Stromes nicht aufweist.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen Stromsensor gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungs­ gedankens sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Erfindungsgemäß wird der eingangs genannte Stromsensor derart weitergebildet, daß als Treiberschaltung eine getaktete Ver­ stärkerschaltung verwendet wird. Die getaktete Verstärkeran­ ordnung generiert aus dem von der Auswerteschaltung bereitge­ stellten linearen Signal einen entsprechenden pulsweitenmo­ dulierten Strom zur Speisung der Sekundärwicklung und des Abschlußwiderstandes. Durch Verwendung einer getakteten Trei­ berschaltung wird erreicht, daß die Verlustleistung in der Treiberschaltung gering gehalten werden kann. Denn die End­ stufentransistoren, an denen üblicherweise nahezu die gesamte Verlustleistung abfällt, sind entweder voll durchgeschaltet oder voll abgeschaltet. Da im gesperrten Zustand die Verlust­ leistung an den Endstufentransistoren nahezu Null ist und im eingeschalteten Zustand die Verlustleistung durch den in diesen Fall relativ geringen Spannungsabfall und dem durch sie fließenden Strom bestimmt wird, ergibt sich insgesamt eine äußerst geringe Verlustleistung und damit eine geringe Wärmeentwicklung, die nicht durch aufwendige Kühlmaßnahmen abgeführt werden muß. Der erforderliche Kompensationsstrom wird dabei durch ein entsprechendes Pulsbreitenverhältnis eingestellt. Aufgrund des höheren maximalen Kompensations­ stromes lassen sich geringere Windungszahlen realisieren und es werden somit höhere Ströme bei gleichem Bauvolumen meßbar. Daraus ergibt sich der Vorteil, daß die erfindungsgemäßen Stromsensoren bisherige Kompensationsstromsensoren bei erhöhtem zu messenden Strom ohne weitere Maßnahmen ersetzen können, da aufgrund der geringeren Verlustleistung sowohl die Abmessungen als auch die Dimensionierung der Spannungsver­ sorgung gleich bleiben können oder bei gleichem zu meßenden Strom die Abmessungen verringert werden können.

Bei einer Weiterbildung der Erfindung enthält die Treiber­ schaltung einen Pulsweitenmodulator, der aus dem linearen Meßwert des Sensors ein pulsweitenmoduliertes, rechteckförmi­ ges Steuersignal erzeugt, sowie zwei in Brückenschaltung be­ triebene Gegentaktendstufen. Dieses pulsweitenmodulierte Steuersignal wird den beiden in Brückenschaltung betriebenen Gegentaktendstufen zugeführt. Die Ausgänge der beiden Gegen­ taktendstufen, zwischen die die Reihenschaltung aus Sekundär­ wicklung und Abschlußwiderstand geschaltet ist, liefern dabei zueinander gegenphasige Signale. Die Gegenphasigkeit kann dabei beispielsweise dadurch erzielt werden, daß beide Gegen­ taktendstufen durch das gleiche pulsweitenmodulierte Steuer­ signal angesteuert werden, wobei eine der Gegentaktendstufen invertierend und die andere nichtinvertierend ausgeführt ist, oder daß beide Gegentaktendstufen gleichphasige Übertra­ gungseigenschaften aufweisen, jedoch gegenphasig angesteuert werden. Der Vorteil dabei ist, daß bei einer unipolaren Ver­ sorgungsspannung sowohl positive wie auch negative Kompensa­ tionsströme erzeugt werden können. Zwar ist die dem zu mes­ senden Strom proportionale Ausgangsspannung nicht massebezo­ gen, jedoch ist die Weiterverarbeitung sogenannter schwim­ mender Spannungen mit einem Differenzverstärker unproblema­ tisch. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, die Versor­ gungsspannung und die Windungszahl herabzusetzen, so daß trotz geringerer Versorgungsspannung der Meßbereich nicht verkleinert wird.

Bei einer anderen Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, daß die Treiberschaltung einen Pulsweitenmodulator zur Erzeu­ gung eines pulsweitenmodulierten Steuersignals aus dem linea­ ren Meßwert sowie zwei durch das pulsweitenmodulierte Steuer­ signal gegenphasig zueinander ausgesteuerte Gegentaktendstu­ fen aufweist. Dabei besteht die Sekundärwicklung aus zwei Teilwicklungen, die jeweils in Reihe zu einem Abschlußwider­ stand zwischen die Ausgänge der beiden Gegentaktendstufen und ein Bezugspotential geschaltet sind. Die Wicklungsenden der Teilwicklungen sind derart an die Gegentaktendstufen ange­ schlossen, daß jede Teilwicklung jeweils einen eigenen Kom­ pensationsstrom und jeder Abschlußwiderstand jeweils eine eigene, dem jeweils zu messenden Strom proportionale Einzels­ pannung liefert. Dabei ist die dem zu messenden Gesamtstrom proportionale Spannung gleich der Differenz der Einzelspan­ nung. Vorteilhaft ist hier, daß beide (bipolare) Versorgungs­ potentiale gleichmäßig belastet werden. Außerdem wird die treibende Spannung verdoppelt, so daß der zu meßende Strom bei gleichem Übersetzungsverhältnis verdoppelt wird.

Bevorzugt wird zwischen Sensor und Treiberschaltung eine Aus­ werteschaltung zur Aufbereitung des vom Sensor bereitgestell­ ten Meßwertes geschaltet. Damit läßt sich vorteilhafterweise das Ausgangssignal des Sensors an die jeweiligen eingangssei­ tigen Erfordernisse der Treiberschaltung anpassen.

Zur Pulsweitenmodulation kann insbesondere ein Schmitt-Trig­ ger, an dessen Eingang der Meßwert des Sensors angelegt wird, oder ein Komparator, dessen einem Eingang der Meßwert des Sensors zugeführt wird und an dessen anderen Eingang ein dreieckförmiges Taktsignal angelegt ist, vorgesehen werden. Im Falle des Schmitt-Triggers erfolgt dabei eine Selbsttak­ tung, während im Falle des Komparators in Verbindung mit dem dreieckförmigen Taktsignal eine Fremdtaktung durch das Takt­ signal erfolgt. Damit lassen sich mit geringem schaltungs­ technischen Aufwand Anordnungen zur Pulsweitenmodulation rea­ lisieren.

Schließlich kann eine der beiden Gegentaktendstufen in Bipo­ lartechnik und die andere in MOS-Technik ausgeführt werden. Für die Gegentaktendstufe in MOS-Technik können zur Ansteue­ rung im wesentlichen die zur Ansteuerung der Gegentaktend­ stufe in Bipolartechnik vorgesehenen Mittel verwendet werden, so daß der zusätzliche Aufwand für die Gegentaktendstufe in MOS-Technik sich im wesentlichen auf die Endstufentransisto­ ren beschränkt und damit der zusätzliche technische Aufwand äußerst gering ist.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsge­ mäßen Stromsensors mit einer Halbbrücke,

Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel mit einer Vollbrücke,

Fig. 3 ein drittes Ausführungsbeispiel mit einer Vollbrücke in Bipolartechnik mit verringertem Aufwand,

Fig. 4 ein viertes Ausführungsbeispiel in Vollbrückenschal­ tung unter Verwendung von Bipolar- und MOS-Technik,

Fig. 5 ein fünftes Ausführungsbeispiel mit zwei Gegentakt­ endstufen und einer zwei Teilwicklungen aufweisenden Sekundärwicklung und

Fig. 6 einen Stromsensor nach dem Stande der Technik.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 1 wird ein zu messender Strom i₁ durch eine Primärwicklung 1 eines Stromtransforma­ tors geleitet, der zudem einen Magnetkern 2 sowie eine über den Magnetkern 2 magnetisch gekoppelte Sekundärspule 6 auf­ weist. Ein Sensor 3 ist dabei derart mit dem Magnetkern 2 ge­ koppelt, daß er den Magnetfluß im Magnetkern 2 mißt. Der Sen­ sor 3 besteht beispielsweise aus einem in die Sättigung ge­ steuerten Transformator mit rechteckförmiger Magnetisierungs­ kennlinie oder einem Hall-Sensor. Eine dem Sensor nachge­ schaltete Auswerteschaltung 4 bereitet den vom Sensor 3 ge­ lieferten linearen Meßwert auf und leitet den aufbereiteten, beispielsweise verstärkten und gefilterten Meßwert an eine Treiberschaltung 5 weiter. Die Treiberschaltung 5 enthält ei­ nen Schmitt-Trigger 10, dessen invertierender Eingang an den Ausgang der Auswerteschaltung 4 angeschlossen ist und dessen nicht invertierender Eingang zum einen über einen Widerstand 11 mit einem Referenzpotential R und zum anderen über einen Widerstand 12 mit seinem Ausgang verbunden ist. Der Schmitt- Trigger 10 seinerseits besteht beispielsweise aus einem mit Widerständen entsprechend beschalteten Komparator oder Opera­ tionsverstärker. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 10 ist dar­ über hinaus über einen Widerstand 13 mit einem positiven Ver­ sorgungspotential +V und über einen Widerstand 14 mit einem negativen Versorgungspotential -V gekoppelt. Anstelle der beiden Widerstände 13 und 14 kann jedoch auch in gleicher Weise ein einziger Widerstand vorgesehen werden, der zwischen den Ausgang des Schmitt-Triggers 10 und ein Bezugspotential G geschaltet ist. Die Spannungsversorgung des Schmitt-Triggers 10 erfolgt jeweils unter Zwischenschaltung eines Widerstandes 15 bzw. 16 mittels des positiven Versorgungspotentials +V bzw. des negativen Versorgungspotentials -V. Die beiden Spannungsversorgungszweige dienen darüber hinaus zur Ansteuerung zweier Endstufentransistoren 17 und 18. Deren Basisanschlüsse sind jeweils an die Versorgungsanschlüsse des Schmitt-Triggers 10 angeschlossen und somit über den Widerstand 15 bzw. den Widerstand 16 mit dem positiven Versorgungspotential +V bzw. dem negativen Versorgungspoten­ tial -V gekoppelt. Der Emitter des Transistors 17, der vom pnp-Typ ist, ist an das positive Versorgungspotential +V und der Transistor 18, der vom npn-Typ ist, ist an das negative Versorgungspotential -V angeschlossen. Die Kollektoren der beiden Transistoren 17 und 18 sind - den Ausgang der Gegen­ taktendstufe und damit einen Ausgang der Treiberschaltung 5 bildend - miteinander gekoppelt und über jeweils eine als Freilaufdiode wirkende Diode 19 bzw. 20 in Sperrichtung an das positive Versorgungspotential +V bzw. an das negative Versorgungspotential -V angeschlossen. Darüber hinaus sind die gekoppelten Emitter der Transistoren 17 und 18 über die Sekundärwicklung 6 und einen in Reihe dazugeschalteten Ab­ schlußwiderstand 7 an das Bezugspotential G angeschlossen. Durch die Sekundärwicklung 6 und den Abschlußwiderstand 7 wird dabei ein Strom 12 geleitet, der zum einen den durch den Strom i₁ hervorgerufenem Magnetfluß im Magnetkern 2 kom­ pensieren soll und zum anderen einen Spannungsabfall über dem Abschlußwiderstand 7 erzeugen soll. Der Spannungsabfall über dem Widerstand 7 bildet dabei eine dem zu messenden Strom i₁ proportionale Spannung Ua. Durch die Taktung der Endstufen­ transistoren 17 und 18 läßt sich die Verlustleistung über diesen Transistoren relativ gering halten, so daß insgesamt ein höherer Strom i₂ erzeugt werden kann. Das wiederum führt dazu, daß auch der zu messende Strom i₁ einen höheren Maxi­ malwert aufweisen darf. Dabei können auch die Windungszahlen gering gehalten werden. Das Glätten des pulsweitenmodulier­ ten, also getakteten Stromes i₂ erfolgt mittels der Indukti­ vität der Sekundärwicklung 6.

Die Ausführungsform gemäß Fig. 2 ist gegenüber der in Fig. 1 gezeigten Ausführungsform dahingehend abgeändert, daß an­ stelle des Schmitt-Triggers 10 aus Fig. 1 nun ein Komparator 21 in gleicher Beschaltung verwendet wird. Lediglich der nicht invertierende Eingang des Komparators 21 ist nunmehr nicht mehr mit den Widerständen 11 und 12 verbunden, sondern an einen Dreieckgenerator 22 angeschlossen. Die Widerstände 11 und 12 entfallen. Darüber hinaus ist eine weitere iden­ tisch aufgebaute, weitere Gegentaktendstufe mit den Tran­ sistoren 17' und 18', mit den Dioden 19' und 20', den Wider­ ständen 13' bis 16' sowie einem Komparator 21' vorgesehen. Die Sekundärwicklung 6 und der in Reihe dazugeschaltete Ab­ schlußwiderstand 7 sind dabei zwischen die gekoppelten Emit­ ter der Transistoren 17 und 18 einerseits und die gekoppelten Emitter der Transistoren 17' und 18' geschaltet. Der nicht invertierende Eingang des Komparators 21 ist schließlich an ein Referenzpotential R' und dessen invertierender Eingang ist unter Zwischenschaltung eines Widerstandes 23 an den Aus­ gang des Komparators 21 angeschlossen. Bei der Ausführungs­ form nach Fig. 2 wird anstelle einer bipolaren Spannungsver­ sorgung wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 eine unipo­ lare Spannungsversorgung verwendet. An die Stelle des negati­ ven Versorgungspotentials -V tritt daher das Bezugspotential G. Das negative Versorgungspotential -V ist dabei nicht er­ forderlich. Bei gleichen Eigenschaften wie der Stromsensor nach Fig. 1 benötigt der Stromsensor nach Fig. 2 lediglich die halbe Versorgungsspannung.

Die Ausführungsform nach Fig. 3 geht aus der Ausführungsform nach Fig. 1 derart hervor, daß nunmehr der Sensor 3 direkt an den invertierenden Eingang des Schmitt-Triggers 10 ange­ schlossen ist. Zudem sind zwischen den Ausgang des Schmitt- Triggers 10 und den Widerstand 13 eine Zenerdiode 24 in Sper­ richtung und ein in Reihe dazu liegender Widerstand 25 sowie zwischen den Ausgang des Schmitt-Triggers 10 und den Wider­ stand 14 eine Zenerdiode 20 in Sperrichtung und ein dazu in Reihe liegender Widerstand 27 geschaltet. Eine weitere Gegen­ taktendstufe weist einen Transistor 28 vom pnp-Typ auf, des­ sen Emitter mit dem positiven Versorgungspotential +V und dessen Basis mit dem Knotenpunkt von Widerstand 13 und Wider­ stand 25 verbunden ist. Außerdem enthält die weitere Gegen­ taktendstufe einen Transistor 29 vom npn-Typ, dessen Emitter mit dem Bezugspotential G und dessen Basis mit dem Knoten­ punkt von Widerstand 27 und Widerstand 14 verbunden ist. Die gekoppelten Kollektoren der Transistoren 28 und 29 bilden den Ausgang der weiteren Gegentaktendstufe, der über die Reihenschaltung aus Sekundärwicklung 5 und Abschlußwiderstand 7 mit dem Ausgang der ersten Gegentaktendstufe, nämlich den gekoppelten Kollektoren der Transistoren 17 und 18, ver­ schaltet ist. Zudem sind die gekoppelten Kollektoren mit weiteren Freilaufdioden, den Dioden 30 und 31 in Sperrich­ tung, mit dem positiven Versorgungspotential +V bzw. dem Be­ zugspotential G verbunden. Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 umfaßt ebenfalls eine Brückenschaltung, deren Aufwand jedoch gegenüber dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 redu­ ziert ist.

Die Ausführungsform nach Fig. 4 ist gegenüber der Ausfüh­ rungsform nach Fig. 2 dahingehend abgeändert, daß der Sensor 3 direkt an den nicht invertierenden Eingang des Komparators 29 angeschlossen ist und somit gegenüber Fig. 2 die Auswer­ teschaltung 4 entfällt. Außerdem ist beim vorliegenden Aus­ führungsbeispiel anstelle einer Bipolartransistoren enthal­ tenden weiteren Gegentaktendstufe eine MOS-Transistoren ent­ haltende weitere Gegentaktendstufe vorgesehen. Diese enthält einen MOS-Transistor 32 vom n-Kanal-Leitungstyp sowie einen MOS-Transistor 33 vom p-Kanal-Typ, deren Gate- und Drainan­ schlüsse jeweils miteinander gekoppelt sind. Die gekoppelten Gateanschlüsse der Transistoren 32 und 33 sind dabei mit den gekoppelten Kollektoren der Transistoren 17 und 18 verbunden und werden durch diese angesteuert. Die gekoppelten Drainan­ schlüsse der Transistoren 32 und 33 sind zum einen über die Reihenschaltung aus Sekundärwicklung 6 und Abschlußwiderstand 7 mit den gekoppelten Kollektoren der Transistoren 17 und 18 verbunden und zum anderen über jeweils eine Diode 34 bzw. 35 in Sperrichtung mit dem positiven Versorgungspotential +V bzw. dem Bezugspotential G verbunden. Bei bestimmten MOS- Transistoren besteht sogar die Möglichkeit auf externe Frei­ laufdioden wie die Dioden 34 und 35 zu verzichten, da diese parasitäre, als Freilaufdioden wirkende Halbleiterübergänge aufweisen. Der Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform ist der äußerst geringe zusätzliche Aufwand für die Realisierung einer Treiberschaltung 5 in Brückenschaltung.

Die Ausführungsform nach Fig. 5 ist gegenüber der nach Fig. 2 dahingehend abgeändert, daß anstelle einer unipolaren eine bipolare Stromversorgung mit dem positiven Versorgungspoten­ tial +V, dem negativen Versorgungspotential -V sowie dem Be­ zugspotential G verwendet wird und die Sekundärwicklung 2 in zwei Teilwicklungen 6' und 6" aufgeteilt ist, die jeweils in Reihe zu einem Abschlußwiderstand 7' und 7" zwischen das Be­ zugspotential G und jeweils den gekoppelten Kollektoren der Transistoren 17 und 18 bzw. Transistoren 17' und 18'. Die Spannung Ua ist dabei differentiell und kann zwischen den, dem Bezugspotential G abgewandten Anschlüssen der Abschluß­ widerstände 7' und 7" abgegriffen werden. Vorteilhaft ist, daß beide Versorgungspotentiale gleichmäßig belastet werden und darüberhinaus der meßbare Strom i₁ verdoppelt wird.

Abschließend sei darauf hingewiesen, daß bei Verwendung spe­ zieller, beispielsweise bereits getakteter Sensoren die nach­ folgende Signalaufbereitung und Pulsweitenmodulation abwei­ chend von den in den Ausführungsbeispielen gezeigten Ausfüh­ rungsformen erfolgen kann.

Claims (6)

1. Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip, bei dem das von einer vom zu messenden Strom durchflossenen Primärwicklung (1) erzeugte Magnetfeld durch den Kompensationsstrom in einer Sekundärwicklung (6) kompensiert wird und bei dem zur Steue­ rung des Kompensationsstromes mindestens ein vom Magnetfeld beeinflußter Sensor (3) Abweichungen vom Nullfluß erfaßt und diesen Meßwert einer Treiberschaltung (5) zur Erzeugung des Kompensationsstromes, wobei an den Ausgang der Trei­ berschaltung (5) die Sekundärwicklung (6) in Reihe zu einem Abschlußwiderstand (7) angeschlossen ist und am Abschlußwi­ derstand (7) eine dem zu messenden Strom proportionale Span­ nung (Ua) anliegt, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiber­ schaltung (5) eine getaktete Verstärkeranordnung (13 bis 20, 13' bis 20'; 28 bis 31; 32 bis 35) aufweist, die aus dem von der Auswerteschaltung (4) bereitgestellten linearen Meßwert einen entsprechenden pulsweitenmodulierten Kompensationsstrom zur Speisung der Sekundärwicklung (6) und des Abschlußwider­ standes (7) generiert,
daß die Treiberschaltung (5) ferner einen Pulsweitenmodulator (10, 11, 12; 21, 22) zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Steuersignals aus dem Meßwert sowie zwei durch das pulsweitenmodulierte Steuersignal gegenphasig zueinander ausgesteuerte Gegentaktendstufen (13 bis 20, 13' bis 20'; 28 bis 31; 32 bis 35) aufweist,
daß die Sekundärwicklung (6) aus zwei Teilwicklungen (6', 6") besteht, die jeweils in Reihe zu einem Abschlußwiderstand (7', 7") zwischen die Ausgänge der beiden Gegentaktendstufen (13 bis 20, 13' bis 20') und ein Bezugspotential (G) geschaltet sind,
und daß die Wicklungsenden der Teilwicklungen derart an die Gegentaktendstufen (13 bis 20, 13' bis 20') angeschlossen sind, daß jede Teilwicklung (6', 6") jeweils einen eigenen Kompensationsstrom und jeder Abschlußwiderstand (7', 7") jeweils einen eigenen dem jeweils zu messenden Strom proportionale Einzelspannung liefert, wobei die dem zu messenden Gesamtstrom proportionale Spannung (Ua) gleich der Differenz der Einzelspannungen ist.

2. Stromsensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiber­ schaltung (5) einen Pulsweitenmodulator (10, 11, 12; 21, 22) zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Steuersignals aus dem Meßwert sowie zwei durch das pulsweitenmodulierte Steuer­ signal gegenphasig zueinander ausgesteuerte Gegentaktendstu­ fen (13 bis 20, 13' bis 20'; 28 bis 31; 32 bis 35) aufweist, wobei die Reihenschaltung aus Sekundärwicklung (6) und Ab­ schlußwiderstand (7) zwischen die Ausgänge der beiden Gegen­ taktendstufen (13 bis 20, 13' bis 20'; 28 bis 31; 32 bis 35) geschaltet ist.

3. Stromsensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Auswer­ teschaltung (4) zur Aufbereitung des vom Sensor (3) bereitge­ stellten Meßwertes zwischen Sensor (3) und Treiberschaltung (5) geschaltet ist.

4. Stromsensor nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Pulswei­ tenmodulation ein Schmitt-Trigger (10, 11, 12) vorgesehen ist, dessen Eingang der Meßwert des Sensors (3) zugeführt wird.

5. Stromsensor nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Pulswei­ tenmodulation ein Komparator (21, 22) vorgesehen ist, dessen einem Eingang der Meßwert des Sensors (3) zugeführt wird und an dessen anderen Eingang ein dreieckförmiges Taktsignal an­ gelegt ist.

6. Stromsensor nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine (13 bis 20) der beiden Gegentaktendstufen (13 bis 20, 13' bis 20'; 28 bis 31; 32 bis 35) in Bipolartechnik und die andere (32 bis 35) in MOS-Technik ausgeführt ist.