DE19702722C2 - Festkörper-Schaltungsanordnung - Google Patents
Festkörper-SchaltungsanordnungInfo
- Publication number
- DE19702722C2 DE19702722C2 DE19702722A DE19702722A DE19702722C2 DE 19702722 C2 DE19702722 C2 DE 19702722C2 DE 19702722 A DE19702722 A DE 19702722A DE 19702722 A DE19702722 A DE 19702722A DE 19702722 C2 DE19702722 C2 DE 19702722C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- input
- amplifier
- output
- detector
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 239000007787 solid Substances 0.000 title description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 5
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/33—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in discharge-tube amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/26—Push-pull amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/28—Push-pull amplifiers; Phase-splitters therefor with tubes only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/04—Modifications of control circuit to reduce distortion caused by control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/22—Automatic control in amplifiers having discharge tubes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Festkörper-
Schaltungsanordnung zur Verringerung des
Verstärkungsgrades eines Röhrenleistungsverstärkers.
Leistungsverstärkerschaltungen mit Einrichtungen zur
Verzerrungsverminderung sind im Stand der Technik
bekannt.
Aus der US 3 397 285 ist ein Röhrenleistungsverstärker
mit Phaseninverter, Gegentaktstufe und Ausgangswandler
bekannt. Der Röhrenleistungsverstärker weist zwei Röhren
auf, welche im B-Betrieb arbeiten. Darüber hinaus weist
er über eine Rückkopplungsschaltung eine
Verstärkungsregelung auf, welche auch Verzerrungen
vermindern kann.
Weiterhin offenbart die US 4 318 053, als
Verzerrungserfassungstechnik (Distortion Detection
Technique = DDT) bekannt, einen Festkörperverstärker
mit einer automatischen Verzerrungsreglung. Der
Verstärker ist zwischen dem Verstärkerausgang und den
Rückkopplungsanschlüssen mit einem Detektor zum Erfassen
eines nichtlinearen Zustands bei einer gleichphasigen
Differentialschaltung versehen, die mit dem Detektor
verbunden ist und einen Ganzwellen Schwellenwert-Detektor
speist, der einen Speicherkondensator proportional zu dem
Prozentsatz lädt, zu dem das Ausgangssignal des
Verstärkers gekappt wird. Der Speicherkondensator wird in
der Verstärkereingangsschaltung in einen
Eingangsverstärker mit variablem Verstärkungsfaktor
entladen, um den Verstärkungsfaktor zum Minimieren der
Signalkappung zu verringern.
Die DDT-Schaltung in der US 4 318 053 ist für eine
Festkörperverstärkerschaltung bestimmt. Es ist
wünschenswert, eine Verzerrungserfassungstechnik auch bei
Röhrenleistungsverstärkern anwenden zu können, um dadurch
eine Signalkappung zu vermeiden, wenn in den Eingang des
Leistungsverstärkers ein Signal eingespeist wird, das
normalerweise ausreichen würde, den Leistungsverstärker
zu kappen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine besonders
effektive Schaltung mit einfachem Aufbau zur Verringerung
des Verstärkungsgrades eines Röhrenleistungsverstärkers
unterhalb eines Niveaus, das ausreicht, den Verstärker zu
veranlassen, den Ausgang zu kappen, zur Verfügung zu
stellen.
Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand des
Patentanspruches 1 gelöst.
Die vorliegende Erfindung basiert auf der Entdeckung, daß
eine Festkörperschaltung in einem Röhrenleistungsverstärker
angewendet werden kann, um Verzerrungen in dem Verstärker zu
erfassen und zu verringern.
Der Detektor für den Röhrenverstärker vergleicht die
Gitterspannung mit einer Vergleichsspannung. Wenn das Gitter
ins Positive geht, d. h., wenn der Röhrenleistungsverstärker
das Signal kappt, erzeugt der Detektor einen (ins Positive
gehenden) Impuls, dessen Breite proportional der Zeitdauer ist,
in welcher das Signal gekappt ist. In einer Gegentakt-
Ausführung wird ein Impuls erzeugt, wenn entweder der positive
oder negative Abschnitt des Signals gekappt wird. Der Impuls
wird dann gleichgerichtet und gefiltert, um ein
Gleichstromniveau zu erzeugen, das proportional zum Betrag der
Signalkappung ist. Der Gleichstrompegel wird verwendet, um den
Verstärkungsfaktor eines Transkonduktanz-Operationsverstärkers
zu regeln, der die Systemverstärkung für die Schaltung regelt.
Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild eines Gegentakt-
Röhrenleistungsverstärkers;
Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild eines Gegentakt-
Röhrenleistungsverstärkers der Fig. 1 mit der erfindungsgemäßen
Verzerrungsreglung.
Unter Bezug auf Fig. 1 sind die Eingangssignale über C1
mit dem Gitter von V1A gekoppelt, welche die Hälfte von dem
ist, was als kathodengekoppelte Phasenumkehrschaltung 10 bekannt
ist. Der Zweck des Phaseninverters 10 besteht darin, zwei
phasenverschobene Signale A und B an einen Gegentakt-Verstärker
12 zu senden, der Ausgangsröhren V2 und V3 in einer B-
Betriebsanordnung umfaßt. Die Kathoden von V1A und V1B sind
miteinander verbunden. V1A arbeitet somit in einer Betriebsart
mit geerdeter Kathode, während V1B in einer Betriebsart mit
geerdetem Gitter in Bezug auf das Eingangsgitter von V1B
arbeitet. Die gleichen, jedoch phasenverschobenen Signale A und
B treten somit an den Anoden von V1A und V1B auf. Der
Widerstand R3, der mit den Kathoden von V1A und V1B gemeinsam
verbunden ist, stellt die Vorspannung für jede Röhre ein; R1
und R5 sind die Gitter-Vorspannungswiderstände; R6 ist der
gemeinsame Widerstand zwischen Kathode und Erde, und R7 wird
verwendet, um eine Rückkopplung aus dem Ausgang zuzuführen, um
die Gesamtverzerrung zu verringern. Das Gitter von V1B ist in
Nebenschluß über den Kondensator C2 an Erde gelegt (in diesem
Fall der Niedrigimpedanz-Rückkopplungspunkt), wie es für einen
geerdeten Gitterbetrieb erforderlich ist. Die Widerstände R2
und R4 sind die jeweiligen Anodenlasten für V1A und V1B. Die
entsprechenden Anodensignale A und B sind über C3 und C4 mit
den Ausgangsröhren gekoppelt. Jedes Ausgangsröhrengitter ist
über Widerstände R10 und R11 an einer -55-Volt-
Vorspannungsquelle angeschlossen. Diese -55-Volt-Quelle wird
außerhalb dieser Schaltung erzeugt und durch den Kondensator C7
entsprechend gefiltert. Negative 55 Volt sind als der geeignete
Wert gewählt, um die Ausgangsröhren (6L6GC's) in den B-Betrieb
mit minimaler Übergangsverzerrung bei niedrigem Signalpegel
vorzuspannen.
Die Schaltung vervollständigend, ist R8 ein
Rückkopplungswiderstand; R9 und R12 sind Stromzufuhr-
Entkopplungswiderstände; C5, C6 und C8 sind Filterkondensatoren
für die verschiedenen Versorgungsquellen in der B+-Schaltung.
T1 ist ein Röhren-Gegentakt-Ausgangswandler, in diesem Fall mit
Ausgangsabgriffen für 8 und 4 Ohm. Der in Fig. 1 gezeigte
Leistungsverstärker wird einen Effektivwert von ungefähr 50 W an den passenden
Belastungswert abgeben.
Bei allen Signalpegeln unterhalb der Ausgangskappung (die
Ausgangswellenform ist rein und frei von Verzerrungen), werden
die Signalpegel an den jeweiligen Gittern G2 und G3 der
Ausgangsröhre V2 und V3 deutlich unterhalb der 55-Volt-
Amplitudenschwingung liegen, wobei der durchschnittliche
Gleichstrom-Vorspannungspegel an jedem Ausgangsröhrengitter -55 Volt
Gleichspannung betragen wird. Bei der
Ausgangssignalkappung und darüber werden die Signalpegel an
jedem Ausgangsröhrengitter G2 und G3 jedoch den +55-Volt-
Höchstwertausschlag überschreiten, und somit wird das Gitter in
Bezug auf die Kathode bei jedem positiven Höchstwert-
Signalausschlag positiv vorgespannt. Jedesmal, wenn das Gitter
bezüglich der Kathode positiv angesteuert wird, wird es zu
einer einfachen in Vorwärtsrichtung betriebenen Diode. Diese
Diode wird daher bewirken, daß das durchschnittliche, negative
Gleichstrom-Vorspannungsniveau an jedem Ausgangsröhrengitter im
Verhältnis zu dem Überlastungs-Eingangswert über dem
Kappungswert erhöht wird. Die Ausgangsröhren V2 und V3 werden
somit über den B-Betrieb hinaus vorgespannt, und ebenso wird
bei einer harten Ausgangssignalkappung eine beachtliche
Übergangsverzerrung erzeugt.
Wie in Fig. 2 gezeigt, wo gleiche Bezugszeichen verwendet
werden, steuert erfindungsgemäß der Inverter 10 den Verstärker
12. Der mit dem Verstärker 12 gekoppelte Detektor 14 erfaßt die
Signalkappung und erzeugt eine Detektorausgangsgröße für die
Verzerrungsreglungsschaltung 16, die mit dem Eingang des
Inverters 10 verbunden ist. Die Gitter G2 und G3 jeder
zugehörigen Leistungsröhre V2 und V3 sind gemeinsam durch ein
durch R108, R110, CR103, CR104 und R113 gebildetes Netzwerk mit
dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers U101
verbunden. Dieses Netzwerk trennt und unterteilt das Signal im
Verhältnis von ½ (R108 oder R109 und R113) abzüglich des
Abfalls der in Vorwärtsrichtung betriebenen Diode CR103 oder
CR104, wenn das Gittersignal A oder B plus der Vorspannung die
Vorwärts-Vorspannung der entsprechenden Diode überschreitet.
Der invertierende Eingang von U101 ist durch ein durch
R109 und R112 gebildetes Teiler-Netzwerk vorgespannt. Die an
dem invertierenden Eingang anliegende Spannung ist einfach eine
Vergleichsspannung VR, die auf ein angemessenes Niveau
(ungefähr 0,3 Volt) von der +15-Volt-Versorgung abgezweigt ist.
Wenn kein Signal vorhanden oder das Signal so ist, daß der
Leistungsverstärker V2/V3 sich nicht in einem gekappten Zustand
befindet, liegt der Ausgang von U101 bei -15 V. Bei solch einem
Signal ist der Detektor 14 nicht aktiv, und es wird keine
Verzerrungsreglung erreicht. Wenn das in den
Leistungsverstärker gesendete Signal A oder B ausreichend ist,
wird der Verstärker "gekappt", und die Gitter G2 und G3 der
Leistungsröhren V2, V3 werden positiv. Dies wiederum stellt die
Dioden CR103 und CR104 in Vorwärtsrichtung. In diesem Punkt ist
die an dem nicht invertierenden Eingang von U101 anliegende
Spannung größer, als die Vergleichsspannung VR an dem
invertierenden Eingang. Dies bewirkt, daß der Ausgang von U101
für eine Dauer, welche dem gekappten Abschnitt des
Ausgangssignals entspricht, von den ursprünglichen -15 Volt auf
+15 Volt schwingt.
Aufgrund des Phaseninverters 10 sind die an den Gittern G2
und G3 der jeweiligen Leistungsröhren V2 und V3 vorhandenen
Eingangssignale A und B um 180° phasenverschoben. Das Gitter
einer Leistungsröhre wird somit positiv, während das andere
negativ bleibt. Die Tatsache, daß das Gitter der Leistungsröhre
positiv wird, ist ein klares Anzeichen dafür, daß der
Leistungsverstärker 12 Signale kappt. Jedesmal, wenn eines der
Gitter der Leistungsröhren positiv wird, werden die zugehörigen
Dioden (CR103 oder CR104) in Vorwärtsrichtung betrieben. In
einem symmetrisch gekappten Zustand werden beide Dioden (CR103
und CR104) abwechselnd um 180° phasenverschoben in
Vorwärtsrichtung betrieben. In beiden Fällen schwingt der
Ausgang von U101 im Detektor 14 (der als Vergleicher wirkt) in
den positiven Bereich. Der Arbeitszyklus des Ausgangs von U101
ist eine Funktion dessen, wie hart der Verstärker "kappt". Um
180° versetzte Impulse werden am Ausgang von U101 vorhanden
sein, solange der Verstärker Signale kappt.
Die am Ausgang des Detektors 14 vorhandenen, positiven
Impulse werden durch CR105 gleichgerichtet. Umgekehrt laden
diese Impulse über R111 den Kondensator C102. Die
Geschwindigkeit, mit der C102 lädt, ist durch R111 bestimmt.
Dies regelt die Einschwingzeit der Verzerrungsreglungsschaltung
16.
Wenn die Spannung an dem Kondensator C102 beginnt, in die
positive Richtung zu laden, beginnt Strom über R107 und CR102
zu dem Transkonduktor-Operationsverstärker U100 in der
Verzerrungsreglungsschaltung 16 zu fließen. Solange die an der
positiven Anschlußklemme von C102 vorhandene Spannung stärker
positiv ist, als die an dem Verstärkungsfaktor-Regelungseingang
18 von U100 vorhandene Spannung ist, wird Strom über CR102 und
R107 fließen. Der Verstärkungsgrad von U100 ist abhängig von
dem Strom (labc) durch den Regelungseingang 18 von U100, wobei
der Verstärkungsgrad von U100 durch den Kappungsbetrag geregelt
wird, der durch U101 erfaßt wird. R106 hält U100 abgeschaltet,
wenn keine Kappung erfaßt wird, indem der Regelungseingang 18
bei -15 Volt gehalten wird. Dies bedeutet, es ist kein Strom
vorhanden, um U100 einzuschalten; labc = 0.
Der Systemverstärkungsgrad wird durch die Strommenge
(labc) geregelt, die während des Kappens aus dem
Regelungseingang 18 von U100 abgezogen wird. U100 regelt den
Systemverstärkungsgrad durch Zuführen eines phasenverschobenen
Signals an den Ausgang 20, um den Eingangswiderstand R101
wirksam zu laden (d. h., entweder Anheben oder Senken des
Stroms durch R101). Dieser Vorgang reduziert wirksam den
Verstärkungsgrad des Systems, wenn auf ein Signal getroffen
wird, das ausreicht, den Leistungsverstärker in den kappenden
Zustand zu steuern.
Die R101, R102 umfassende Eingangsschaltung 31 ist über C1
mit dem Phaseninverter 10 gekoppelt. Q100, R100, Q101 und R103
bilden einen einheitlichen Verstärkungsgrad-Mitläufer 22.
Dieser trennt den Eingang der Schaltung 31 von der Belastung
des Spannungsteilers R104, R105 am Eingang von U100, der das
Eingangssignal empfängt. Dieser Teiler senkt das Eingangssignal
auf ein Niveau, das für U100 akzeptabel ist. Der Kondensator
C101 liefert eine Hochfrequenzdämpfung für U100. C100 koppelt
die Eingangssignale an die Eingangsschaltung 31, und R102
liefert den Erdungsbezug für die Eingangsschaltung 31.
Claims (6)
1. Festkörper-Schaltungsanordnung zur Verringerung des
Verstärkungsgrades eines Röhrenleistungsverstärkers
auf ein Niveau, unterhalb dessen der Verstärker ein
Eingangssignal kappt, mit:
einem Detektor mit einem Eingangsschluss, einem Referenzanschluss und einem Ausgang,
wobei der Eingangsanschluss an ein Steuergitter der Verstärkerröhre und der Referenzanschluss an einen Referenzpunkt angepasst und zu koppeln ist,
wobei der Detektor ein Ausgangssignal erzeugt, wenn das Eingangssignal des Röhrenleistungsverstärkers ein Niveau überschreitet, bei dem der Verstärker kappt und die Dauer des Ausgangssignals proportional der Zeit ist, in welcher das Eingangssignal das Niveau überschreitet;
einer Verzerrungsregelungsschaltung mit einem Eingang für den Detektor und einem Ausgang, der an den Eingang des Röhrenleistungsverstärkers angepasst und zu koppeln ist und den Eingang aufgrund der Detektorausgangsgröße belastet.
einem Detektor mit einem Eingangsschluss, einem Referenzanschluss und einem Ausgang,
wobei der Eingangsanschluss an ein Steuergitter der Verstärkerröhre und der Referenzanschluss an einen Referenzpunkt angepasst und zu koppeln ist,
wobei der Detektor ein Ausgangssignal erzeugt, wenn das Eingangssignal des Röhrenleistungsverstärkers ein Niveau überschreitet, bei dem der Verstärker kappt und die Dauer des Ausgangssignals proportional der Zeit ist, in welcher das Eingangssignal das Niveau überschreitet;
einer Verzerrungsregelungsschaltung mit einem Eingang für den Detektor und einem Ausgang, der an den Eingang des Röhrenleistungsverstärkers angepasst und zu koppeln ist und den Eingang aufgrund der Detektorausgangsgröße belastet.
2. Festkörper-Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass
sie für einen Gegentakt-Röhrenleistungsverstärker
vorgesehen ist und der Eingangsanschluss des
Detektors an die Steuergitter der Verstärkerröhren
angepasst und an sie gemeinsam zu koppeln ist.
3. Festkörper-Schaltungsordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Detektor einen Vergleicher umfasst mit einem
Eingang, der auf das Gittersignal anspricht und einem
Referenzeingang für einen dem Kappungsniveau des
Verstärkers proportionalen Referenzwert.
4. Festkörper-Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Verzerrungsregelungsschaltung einen
Transkonduktanz-Operationsverstärker umfasst, der
einen auf die Detektorausgangsgröße reagierenden
Verstärkungsgrad-Regelungseingang aufweist.
5. Festkörper-Schaltungsordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass
sie eine Eingangsschaltung zur Trennung des
Verstärkereingangs von der
Verzerrungsregelungsschaltung enthält.
6. Festkörper-Schaltungsonordnung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Verzerrungsregelungsschaltung einen Eingang
aufweist, der mit dem Ausgang der Eingangsschaltung
gekoppelt ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/586,596 US5668499A (en) | 1996-01-16 | 1996-01-16 | Tube type power amplifier with distortion control |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19702722A1 DE19702722A1 (de) | 1997-07-17 |
DE19702722C2 true DE19702722C2 (de) | 2002-01-17 |
Family
ID=24346386
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19702722A Expired - Fee Related DE19702722C2 (de) | 1996-01-16 | 1997-01-15 | Festkörper-Schaltungsanordnung |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5668499A (de) |
CA (1) | CA2194935C (de) |
DE (1) | DE19702722C2 (de) |
GB (1) | GB2309347B (de) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6175271B1 (en) * | 1997-12-04 | 2001-01-16 | Korg Inc. | Output signal converter for tube amplifiers |
US6140870A (en) * | 1998-05-18 | 2000-10-31 | Cook; Erick M. | Hybrid thermionic valve and solid state audio amplifier |
ATE381715T1 (de) * | 2001-06-25 | 2008-01-15 | Koninkl Philips Electronics Nv | Verzerrungsdetektor |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3397285A (en) * | 1964-07-22 | 1968-08-13 | Motorola Inc | Electronic apparatus |
US4318053A (en) * | 1979-11-21 | 1982-03-02 | Hartley D. Peavey | Amplifier system with automatic distortion control |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US1734219A (en) * | 1925-02-27 | 1929-11-05 | Western Electric Co | Transmission regulation |
GB396143A (en) * | 1932-03-01 | 1933-08-03 | Wortley Baggally | Improvements in thermionic valve circuits |
US2221541A (en) * | 1936-01-22 | 1940-11-12 | Rca Corp | Gain control device |
US2552136A (en) * | 1945-06-13 | 1951-05-08 | Gen Electric | Linear amplifier system |
US2713620A (en) * | 1949-04-29 | 1955-07-19 | Phillips Petroleum Co | Automatic volume control system |
US2768249A (en) * | 1951-06-07 | 1956-10-23 | Crosley Broadcasting Corp | Device for automatically governing dynamic level range in audio frequency circuits |
US2930987A (en) * | 1955-05-23 | 1960-03-29 | Itt | Signal translation system |
US3248642A (en) * | 1962-05-22 | 1966-04-26 | Raymond S Rothschild | Precision voltage source |
US4048573A (en) * | 1976-10-15 | 1977-09-13 | Mcintosh Laboratory, Incorporated | Amplifier improvements for limiting clipping |
US4581589A (en) * | 1983-04-28 | 1986-04-08 | Toa Electric Co., Ltd. | Apparatus for avoiding clipping of amplifier |
DE3522408A1 (de) * | 1985-06-22 | 1987-01-02 | Ant Nachrichtentech | Arbeitspunktstabilisierter linearisierter wanderfeldroehrenverstaerker |
US5327101A (en) * | 1993-07-02 | 1994-07-05 | Ford Motor Company | Distortion-free limiter for a power amplifier |
-
1996
- 1996-01-16 US US08/586,596 patent/US5668499A/en not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-01-02 GB GB9700018A patent/GB2309347B/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-01-13 CA CA002194935A patent/CA2194935C/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-01-15 DE DE19702722A patent/DE19702722C2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3397285A (en) * | 1964-07-22 | 1968-08-13 | Motorola Inc | Electronic apparatus |
US4318053A (en) * | 1979-11-21 | 1982-03-02 | Hartley D. Peavey | Amplifier system with automatic distortion control |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB9700018D0 (en) | 1997-02-19 |
DE19702722A1 (de) | 1997-07-17 |
US5668499A (en) | 1997-09-16 |
CA2194935C (en) | 1999-10-12 |
GB2309347A (en) | 1997-07-23 |
GB2309347B (en) | 1997-12-10 |
CA2194935A1 (en) | 1997-07-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2445316C2 (de) | ||
DE3200086C2 (de) | Elektronische Schweißenergiequelle für das Lichtbogenschweißen mit vorgebbarem statischem und dynamischem Verhalten | |
DE1073543B (de) | Impuls-Verstarker mit Transistor | |
EP0162278B1 (de) | Verfahren zur Trägersteuerung eines amplitudenmodulierten Senders und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens | |
DE2159575B2 (de) | Deltamodulator | |
DE4205352A1 (de) | Vorrichtung und verfahren zum gewinnen von impulssignalen | |
CH672382A5 (de) | ||
DE3341344A1 (de) | Laengsspannungsregler | |
DE19702722C2 (de) | Festkörper-Schaltungsanordnung | |
DE2112918B2 (de) | Deltamodulations-Kodierer-Dekodierer zur Verwendung in Deltamodulations-Übertragungssy stemen | |
EP0137055B1 (de) | Schaltnetzteil mit Überstromschutz | |
DE60121192T2 (de) | Modulator mit gesteuerter selbstoszillation und leistungsumsetzungssystem mit einem solchen modulator | |
EP0003567A1 (de) | Störungssicherer QRS-Detektor mit automatischer Schwellenwertbestimmung | |
DE2230153A1 (de) | Adaptiver Delta-Modulations-Decodierer | |
DE1911431C3 (de) | Übertragungsanordnung mit Impulsdeltamodulation | |
DE2341381B2 (de) | Schaltungsanordnung zur uebertragung von impulsdeltamodulierten informationssignalen | |
DE102005017004B4 (de) | Demodulations-und Regelkonzept, insbesondere für IR-Empfänger | |
DE3136565C2 (de) | Vorverstärker für einen Infrarotlicht-Fernbedienungsempfänger | |
DE2557512C3 (de) | PDM-Verstärker | |
CH631845A5 (de) | Vorrichtung zur pegelregelung in am-pm-empfaengern. | |
EP0022558B1 (de) | Schaltungsanordnung zur Amplitudenregelung bei einer automatischen adaptiven, zeitlichen Entzerrung der Nachschwinger eines mindestens dreipegeligen Basisbandsignals | |
DE2155834C3 (de) | Frequenz-Spannungs-Wandler, insbesondere für Blockier- und Schleuderschutzeinrichtungen bei Fahrzeugen | |
DE19744893C2 (de) | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Signals | |
DE69835152T2 (de) | Teilnehmerleitungsschnittstellenschaltung und verfahren | |
DE2543860B1 (de) | Schaltungsanordnung zur erzeugung eines pegelmeldesignals bei der uebertragung von signalen in fernmeldeanlagen, insbesondere datenuebertragungsanlagen |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |