DE19648144A1

DE19648144A1 - Wechselstrom-Zündsystem für einen Motor

Info

Publication number: DE19648144A1
Application number: DE19648144A
Authority: DE
Inventors: Ulrich Bentel; Helmut Schmied; Thomas Capouschek
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1996-11-21
Filing date: 1996-11-21
Publication date: 1998-05-28
Also published as: US5875749A; JPH10159695A; JP4026903B2

Description

Stand der Technik

Die Erfindung betrifft ein Wechselstrom-Zündsystem für einen Motor, mit einem Zündtransistor, der eine Primärwicklung einer Zündspule schaltet, mit einer Ansteuerungsschaltung zur Ansteuerung des Zündtran sistors, und mit einer Parallelschaltung aus Kon densator und Diode zwischen Emitter und Kollektor des Zündtransistors.

Derartige Wechselstrom-Zündsysteme sind aus dem Stand der Technik bekannt, beispielsweise in Form der in Fig. 3 dargestellten Schaltung. Ein als IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) ausgebil deter Zündtransistor wird über eine Ansteuerungs schaltung A angesteuert. Diese Ansteuerungsschal tung umfaßt neben einem Operationsverstärker (Dif ferenzverstärker), einer Stromerfassungseinrichtung und einer Treiberschaltung (im folgenden kurz Trei ber) ein Zeitglied, dessen Ausgangssignal logisch "UND"-verknüpft mit einem Zündansteuerungssignal dem Differenzverstärker zugeführt wird. Die Funkti onsweise der gezeigten Schaltung beruht darauf, daß der Zündtransistor abgeschaltet wird, wenn die an einem Shunt-Widerstand abfallende Spannung einen bestimmten Wert überschreitet. Das Einschalten des Zündtransistors erfolgt dann nach einer bestimmten Zeit, die das Zeitglied vorgibt. Durch Einsatz ei nes Zeitglieds soll erreicht werden, daß der Ein schaltvorgang des Zündtransistors in ein bestimmtes Zeitfenster fällt, in dem eine zwischen Kollektor und Emitter des Zündtransistors angeordnete Diode aktiv ist. In diesem Fall hat der Einschaltvorgang praktisch keine Auswirkung auf die Eigenschaften der Schaltung.

Hieraus ergibt sich jedoch der Nachteil, daß auf grund von Toleranzen oder Alterung von Zündspule und Zündkerze, also der zeitkritischen Bauteile, aufgrund unterschiedlichem Schwingverhalten der Schaltung beim sekundären Leerlauf und während der Funkendauer eine Verschiebung des Zeitfensters auf treten kann. Fällt das Ansteuerungssignal des Zünd transistors dann nicht mehr in die Aktivphase der Diode D, so entstehen Einschaltstromspitzen bei je dem Schaltvorgang, erhöht sich die Gesamtverlust leistung der Schaltung und reduziert sich im übri gen das Zündspannungsangebot.

Vorteile der Erfindung

Das Wechselstrom-Zündsystem mit den Merkmalen des Anspruchs 1 hat demgegenüber den Vorteil, daß die Ansteuerung des Zündtransistors immer zu Beginn des Zeitfensters erfolgt. Die Ansteuerung des Zündtran sistors paßt sich somit den lokalen Gegebenheiten an, so daß Toleranzen oder alterungsbedingte Ände rungen keinen Einfluß auf das Schaltverhalten ha ben. Darüber hinaus wird der Zündtransistor in je der Zündperiode beim ersten Einschalten "weich" ge schaltet, was ebenfalls positive Auswirkungen auf die Funktionsfähigkeit des Zündsystems hat. Dies wird dadurch erreicht, daß der Ansteuerungsschal tung ein dem Kollektorpotential des Zündtransistors proportionales Signal zugeführt wird, anhand dessen die Ansteuerung erfolgt.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Zeichnungen

Die Erfindung wird nun anhand eines Ausführungsbei spiels mit Bezug auf die Zeichnungen näher be schrieben. Dabei zeigen:

Fig. 1 ein Schaltdiagramm eines Ausführungsbei spiels der Erfindung;

Fig. 2 ein Spannungsdiagramm, in dem die Signal verläufe mehrerer Knotenpunkte der Schal tung dargestellt sind und

Fig. 3 ein Wechselstrom-Zündsystem nach dem Stand der Technik

Ausführungsbeispiel

Fig. 1 zeigt ein Wechselstrom-Zündsystem 1, das eine Zündeinheit 3, eine Ansteuerungsschaltung 5 und eine Meßvorrichtung 7 umfaßt.

Die Zündeinheit 3 weist einen Zündtransistor T auf, der vorzugsweise als IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) ausgebildet ist. Zwischen einer Span nungsquelle U und dem Kollektor des Transistors T ist eine Primärwicklung P einer Zündspule SP ange ordnet. Der Emitter des Transistors T ist über einen als Strom-Shunt dienenden Widerstand R13 mit Masse verbunden. Zwischen Kollektor und Emitter des Transistors T sind ein Kondensator C3 und eine in Sperrichtung gepolte Diode D3 geschaltet. Der Basis des Transistors T wird ein Ausgangssignal der An steuerungsschaltung 5 zugeführt.

Am Eingang der Ansteuerungsschaltung 5 sind zwei parallel zueinander angeordnete Invertierer I1 und 12 vorgesehen, deren beide Eingänge über einen Kon densator C1 miteinander verbunden sind. Der Eingang des einen Invertierers I1 ist darüber hinaus über einen Widerstand R10 mit einer positiven Versor gungsspannung Uv verbunden. Der Eingang des zweiten Invertierers I2 dient dagegen als Eingang für das Zündansteuerungssignal.

Der Ausgang des ersten Invertierers I1 ist über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R9 und einer Diode D1 mit einem Knoten K1 verbunden, der seinerseits über einen Widerstand R6 mit dem Aus gang des Invertierers I2 verbunden ist. Mit der Versorgungsspannung Uv ist der Knoten K1 über einen Widerstand R1 und mit Masse über einen Widerstand R2 verbunden.

Die Ansteuerung 5 weist darüber hinaus einen Diffe renz- beziehungsweise Operationsverstärker OP auf, der zwei Eingänge E⁻, E⁺ besitzt. Der Eingang E⁺ ist direkt mit dem Knoten K1 verbunden, während der Eingang E⁻ über einen Widerstand R3 an der positi ven Versorgungsspannung Uv liegt. Zwischen dem Ein gang E⁻ und Masse ist eine Parallelschaltung aus einem Widerstand R4 und einem Kondensator C2 vorge sehen. Über einen Widerstand R8 ist der Eingang E⁻ des Differenzverstärkers zusätzlich mit dem Emitter des Transistors T verbunden.

Der Ausgang des Differenzverstärker OP ist über einen Widerstand R11 mit der Spannung Uv und über einen Rückkopplungswiderstand R5 mit dem Eingang E⁺ verbunden. Das Ausgangssignal des Differenzverstär kers OP wird einem Treiber TR1 zugeführt, dessen Ausgangssignal über einen Widerstand R12 zur Basis des Transistors T geleitet wird. Der Ausgang des Treibers TR1 selbst ist über einen Widerstand R17 mit der Versorgungsspannung U_V verbunden.

Ein von der Meßvorrichtung 7 geliefertes Signal wird in der Ansteuerungsschaltung 5 einem dritten Invertierer I3 zugeführt, dessen Ausgang mit der Kathode einer Diode D2 verbunden ist. Die Anode dieser Diode D2 ist über einen Widerstand R7 mit dem Knoten K1 verbunden.

Das Ausgangssignal des dritten Invertierers I3 wird darüberhinaus einem Treiber TR2 zugeführt, dessen Ausgangssignal über einen Widerstand R19 der Basis des Transistors T zugeleitet wird. Zusätzlich ist der Ausgang des Treibers TR2 über einen Widerstand R18 mit der Versorgungsspannung U_V verbunden.

Die Meßvorrichtung 7 umfaßt eine Reihenschaltung aus drei Widerständen R14 bis R16, wobei das eine Ende des Widerstands R16 mit dem Kollektor des Transistors T und ein Ende des Widerstands R14 mit Masse verbunden ist. Parallel zu den beiden Wider ständen R15 und R14 ist eine Zenerdiode zum Schutz vorgesehen. Das Meßsignal wird an der Verbindungs stelle der beiden Widerstände R14 und R15 abgegrif fen und, wie erwähnt, dem dritten Invertierer I3 zugeführt.

Im folgenden wird nun anhand der Spannungsverläufe gemäß Fig. 2 die Funktion der beschriebenen Wech selstrom-Zündschaltung erläutert.

In einer Phase 0, in der keine Zündansteuerung er folgen soll, besitzt das Ansteuerungssignal A einen Pegel "1", der beispielsweise 15 Volt entsprechen kann. Das Signal "1" sowohl am Eingang des Inver tierers I1 als auch des Invertierers I2 wird je weils zu einem Ausgangssignal mit dem Pegel "0", beispielsweise 0 Volt. Damit wird das Potential am Knoten K1 und entsprechend am Eingang E⁺ des Diffe renzverstärkers aufgrund der entsprechenden Dimen sionierung der Widerstände R1, R2, R3, R4 auf einen Wert gezogen, der deutlich unter dem Wert des am Eingang E⁻ anliegenden Potentials liegt. Dies ist in Fig. 2 deutlich zu erkennen, wobei die ge schlossene Linie den Spannungsverlauf am Eingang E⁺ und die gestrichelte Linie den Spannungsverlauf am Eingang E⁻ darstellen.

Da der Eingang E⁻ auf einem höheren Potential liegt als der Eingang E⁺, weist der Ausgang des Diffe renzverstärkers ein geringes Potential auf, so daß das am Ausgang der Ansteuerungsschaltung 5 anlie gende Steuersignal zu gering ist, den Transistor leitend zu schalten. Der Transistor sperrt, so daß zwischen Kollektor und Emitter eine Spannung ent steht, die in Fig. 2 zu erkennen ist.

Wird zu einem Zeitpunkt t1 das Ansteuerungssignal auf einen Pegel "0" gesetzt, springt das Ausgangs signal des Invertierers I2 auf den Pegel "1", so daß auch das Potential des Knotens K1 steigt. Gleichzeitig mit dem Umschalten des Ausgangssignals des Invertierers I2 schaltet auch das Ausgangssi gnal des Invertierers I1 auf einen Pegel "1", zu mindest so lange, bis der Kondensator C1 aufgeladen ist. Der "1"-Pegel des Invertierers I1 hat zur Folge, daß das Potential am Knoten K1 weiter ange hoben wird, so daß es schließlich über dem Poten tial des Eingangs E⁻ liegt.

Mit Überschreiten des Potentials an E⁻ schaltet der Differenzverstärker das Ausgangssignal auf einen Pegel "1" mit der Folge, daß der Treiber TR1 ein Ausgangssignal an den Widerstand R12 und damit an die Basis des Transistors T abgibt. Weil in dieser Phase der Ausgang des Treibers TR2 auf Pegel "0" geschaltet ist, bilden R12 und R19 einen Spannungs teiler, der die Gate-Spannung des Transistors ge genüber "Normal Ein" (Phase 3, 3a, . . .) absenkt, was wiederum einen großen Einschaltstrom des Tran sistors (Entladen von C3) verhindert. Die Spannung zu Kollektor und Emitter fällt nur langsam ab.

Mit steigender Spannung an der Basis des Transi stors T steigt zunehmend die Leitfähigkeit der Kol lektor-Emitter-Verbindung, so daß das Potential am Kollektor sinkt. Dieses Potential wird von der Meßvorrichtung 7 abgegriffen und dem dritten Inver tierer I3 der Ansteuerungsschaltung 5 zugeführt. Sobald das Meßsignal und damit das Potential am Kollektor einen bestimmten Schwellenwert unter schritten hat, schaltet der Invertierer I3 sein Ausgangssignal auf einen Pegel "1". Damit wird ei nerseits die potentialmindernde Wirkung des Wider stands R7 und der Diode D2 beseitigt, so daß das Potential am Knoten K1, das heißt am Eingang E⁺, nochmals steigt. Dies ist in Fig. 2 in der Phase 2 deutlich zu erkennen. Andererseits sorgt der Pegel "1" über die Treiberschaltung TR2 und den Wider stand R19 für ein sofortiges Durchschalten des Transistors T.

Bereits zu Beginn der Phase 1 fließt ein Strom über den Transistor T, der dafür sorgt, daß das Poten tial am Eingang E⁻ des Differenzverstärkers stetig steigt.

Sobald der Kondensator C1 am Eingang der Ansteue rungsschaltung 5 aufgeladen ist, wird das Ausgangs signal des Invertierers I1 auf einen Pegel "0" zu rückgesetzt, so daß die potentialerhöhende Wirkung entfällt. Die Folge ist ein Potentialabfall am Kno ten K1 und damit am Eingang E⁺, wie dies in Fig. 2 zu Beginn der Phase 3 zu erkennen ist. In der Phase 3 steigt das Potential am Eingang E⁻ aufgrund des über den Transistor T fließenden Spulenstroms kon tinuierlich weiter, bis es zum Zeitpunkt t2 den Pe gel am Eingang E⁺, der dem angestrebten Abschalt strom entspricht, erreicht. Mit Beginn der Phase 4 überschreitet das Potential E⁻ den Wert am Eingang E⁺ mit dem Ergebnis, daß der Differenzverstärker den Eingang auf einen Pegel "0" setzt. Über den Rückkopplungswiderstand R5 erfolgt dann entspre chend eine Herabsetzung des Potentials am Eingang E⁺, wie in Fig. 2 zu erkennen. Der Potentialpegel am Eingang E⁺ liegt jedoch noch oberhalb des Pegels am Eingang E⁻ in der Phase 0, also bei einem Spu lenstrom von null.

Während der Phase 4 steigt das Potential am Eingang E⁻ weiter, obgleich der Transistor T abschaltet. Dies liegt daran, daß der Spulenstrom nach Abschal ten des Transistors T, bedingt durch das Aufladen des Kondensators C3, weiterfließt.

Sobald der von der Meßvorrichtung 7 aufgenommene Potentialwert einen bestimmten, durch Dimensionie rung der Widerstände R14 bis R16 einstellbaren, Schwellenwert überschreitet, schaltet der Invertie rer I3 sein Ausgangssignal auf einen Pegel "0". Dies hat zur Folge, daß das am Knoten K1 liegende Potential über den Widerstand R7 und die Diode D2 nach unten gezogen wird. Dies ist in Fig. 2 zu Be ginn der Phase 5 erkennbar.

In dieser Phase 5 sinkt der Potentialpegel am Ein gang E⁻ ab, bleibt jedoch immer über dem Potential wert am Eingang E⁺. Gleichzeitig verläuft die Span nung zwischen Kollektor und Emitter des Transistors T halbwellenförmig, wie in Fig. 2 zu sehen, wobei der Spulenstrom am Ende dieser Halbwelle seinen ma ximalen Negativwert erreicht. Zu diesem Zeitpunkt t3 am Ende der Phase 5 ist die Spannung zwischen Kollektor und Emitter des Transistors T nur soweit gesunken, daß der Invertierer I3 sein Ausgangssi gnal auf einen Pegel "1" setzt, so daß der Knoten K1 einen Pegel erreicht, den er zuvor in der Phase 3 bereits hatte. Da zum Zeitpunkt t3 der Pegel am Eingang E⁻ über dem Pegel am Eingang E⁻ liegt, wird der Transistor T wieder leitend geschaltet, so daß entsprechend die Phasen 3, 4 und 5 erneut ablaufen. Die Wiederholung dieser Phasen erfolgt so lange, wie das Ansteuerungssignal A auf einen Pegel "0" gesetzt ist.

Aus der Funktionsbeschreibung wird deutlich, daß die Ansteuerung des Transistors T alleine abhängig von den Spannungsverläufen erfolgt und zwar immer am Halbwellenende des Spannungsverlaufs zwischen Kollektor und Emitter des Transistors T. Somit er folgt die Ansteuerung immer am Beginn des in der Fig. 2 eingezeichneten Zeitfensters.

Wie bereits erwähnt, sind die Vorteile insbesondere darin zu sehen, daß die Schaltung robust ist, von Bauteiltoleranzen absolut unabhängig, eine Verstim mung zwischen Anregung und Eigenfrequenz nicht mög lich und alle Schaltvorgänge von der Eigenfrequenz abgeleitet sind. Damit ist eine minimale Verlust leistung erreichbar, wobei keine IGBT-Stromspitzen auftreten. Da das Wiedereinschalten des IGBT immer am Anfang des erlaubten Zeitfensters erfolgt, wer den hinsichtlich des Einschaltverhaltens des IGBT keine besonderen Forderungen gestellt.

Claims

1. Wechselstrom-Zündsystem für einen Motor, mit einem Zündtransistor, der die Primärwicklung einer Zündspule schaltet, mit einer Ansteuerungsschaltung zur Ansteuerung des Zündtransistors, und einer Par allelschaltung aus Kondensator und Diode zwischen Emitter und Kollektor des Zündtransistors, dadurch gekennzeichnet, daß der Ansteuerungsschaltung (5) ein dem Kollektorpotential des Zündtransistors (T) proportionales Meßsignal zuführbar ist, und daß die Ansteuerungsschaltung (5) abhängig vom Meßsignal den Zündtransistor steuert, derart, daß der Zünd transistor bei geringer Spannung zwischen Kollektor und Emitter des Transistors geschaltet wird.

2. Wechselstrom-Zündsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuerungsschaltung (5) einen Differenzverstärker (OP) aufweist, dessen ei nem Eingang (E⁺) das Meßsignal zugeführt ist.

3. Wechselstrom-Zündsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß dem einen Eingang (E⁺) ein dem Ansteuerungszündsignal (A) entsprechendes Signal zugeführt ist.

4. Wechselstrom-Zündsystem nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß dem einen Eingang (E⁺) ein spannungserhöhendes Signal für eine kurze Phase zu Beginn der Zündansteuerung zugeführt ist.

5. Wechselstrom-Zündsystem nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ausgangs signal des Differenzverstärkers (OP) einer Treiber schaltung (TR1) zugeführt ist, deren Ausgangssignal der Basis des Zündtransistors (T) zugeleitet ist.

6. Wechselstrom-Zündsystem nach einem der vorherge henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Meßsignal von einer Spannungsteilerschaltung (R16, R15, R14) einem Invertierer (I3) zugeführt ist, dessen Ausgang über eine Reihenschaltung aus Wider stand (R7) und Diode (D2) in Verbindung mit dem einen Eingang (E⁺) des Differenzverstärkers (OP) steht.

7. Wechselstrom-Zündsystem nach einem der vorherge henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein anderer Eingang (E⁻) des Differenzverstärkers (OP) mit dem Emitter des Zündtransistors verbunden ist.

8. Wechselstrom-Zündsystem nach einem der vorherge henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein als Strom-Shunt dienender Widerstand zwischen Emit ter des Transistors (T) und Masse liegt.

9. Wechselstrom-Zündsystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Parallelschaltung aus Wi derstand (R4) und Kondensator (C2) zwischen zweitem Eingang (E⁻) und Masse parallel zum Strom-Shunt (R13) angeordnet ist.

10. Wechselstrom-Zündsystem nach einem der vorher gehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ausgangssignal des Invertierers (I3) einer Treiber schaltung (TR2) zugeführt ist, dessen Ausgangssi gnal der Basis des Zündtransistors (T) zugeleitet ist.

11. Wechselstrom-Zündsystem nach einem der vorher gehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor ein IGBT (Insulated Gate Bipolar Tran sistor) ist.