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Die
Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Ausgleich eines Frequenz-Offsets
in einer Empfangseinheit einer Funkstation in einem Mobil-Kommunikationssystem.
Weiterhin bezieht sich die Erfindung auf eine Empfangseinheit zur
Durchführung
des Verfahrens.
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Bei
einer Übertragung
von Signalen, beispielsweise digitaler Funksignale, über zeitvariante
und umwegebehaftete Funkkanäle
treffen die gesendeten Signale sowohl über unterschiedliche Ausbreitungswege mit
unterschiedlichen Laufzeiten und Phasenlagen, als auch mit unterschiedlichen
Signalstärken
bzw. Empfangspegeln, aus unterschiedlichen Richtungen bei der empfangenden
Funkstation ein.
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In
der deutschen Patentanmeldung
DE 195 06 117 C1 sind diese Funkkanäle und ihre
Wechselwirkungen in der empfangenden Funkstation beschrieben. Außer einem
Signal auf dem direkten Weg erreicht eine Reihe von Signalkomponenten,
die im Fernfeld an Hindernissen oder beispielsweise an einem Gebirge reflektiert
werden, über
Umwege die empfangende Funkstation. Das Maß der Verzögerung der Signalkomponenten
ist abhängig
von den Weglängendifferenzen
der einzelnen Umwege, während
die Pegelwerte durch die auf dem entsprechenden Umweg herrschende
Funkfelddämpfung
bestimmt werden.
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Die
von einer sendenden Funkstation abgegebenen Signale erleiden auch
in der unmittelbaren Umgebung der empfangenden Funkstation, d.h.
im Nahfeld, eine Streuung. Neben der durch Abschattung und Beugung
gedämpften
Hauptwelle jeder Komponente der Signale auf dem Funkkanal erreicht
ein ganzes Bündel
von begleitenden, diffusen Wellenkomponenten mit äußerst geringen
gegenseitigen Verzögerungen
und mit etwa gleich großen
Pegelwerten, die empfangende Funkstation. Somit befindet sich die
empfangenden Funkstation in einem dispersiven Feld von Wellenkomponenten,
die im Mittel Bleichverteilt aus allen Richtungen auf die Antenne
der empfangenden Funkstation einfallen. Die vektorielle Addition
der Wellenkomponenten ergibt das resultierende Summensignal pro
Signalkomponente an der Antenne, während die resultierende Phase
den Phasenwinkel zwischen der direkten Welle und dem resultierenden
Vektor beschreibt.
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Solange
sich eine Mobilstation als empfangende oder sendende Funkstation
und/oder die beteiligten Reflexionsstellen in einem stationären Zustand
befindet und sich damit nicht bewegt, verändert das Summensignal pro
Signalkomponente seine Amplitude und Phase nicht.
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Wenn
sich die Mobilstation bewegt, erleiden die Wellenkomponenten, die
die Antenne aus der Bewegungsrichtung treffen, je nach Einfallswinkel
mehr oder weniger ausgeprägte,
positive Dopplerverschiebungen. Gleichzeitig erleiden solche Wellenkomponenten,
die aus der Gegenrichtung eintreffen, negative Dopplerverschiebungen.
Bei der vektoriellen Addition der Wellenkomponenten und unter dem
Einfluß der
Bewegung der Mobilstation ergibt sich, daß die unterschiedlichen Dopplerverschiebungen
der dispersiven Wellenkomponenten, die zu den einzelnen Signalkomponenten
gehören,
zu ortsabhängigen,
stochastischen Amplituden- und Phasenschwankungen pro Signalkomponente
führen.
Diese Amplituden- und Phasenschwankungen sind jedoch miteinander
vektoriell verknüpft.
Die stochastischen Schwankungen der über unterschiedliche Umwege
empfangenen Signalkomponenten sind aber unkorreliert.
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Die
Verteilungswahrscheinlichkeit der Amplitudenschwankungen entspricht
einer sogenannten Rayleigh-Verteilung und wird allgemein als Rayleigh-Fading
bezeichnet, während
die Phasen schwankungen gleichverteilt sind und als parasitäres Phasenrauschen
(random Phase noise) bezeichnet werden.
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Auf
den Übertragungskanälen tritt
somit eine Reihe von zeitlich nacheinander eintreffenden Signalkomponenten
auf, die durch relativ lange Umwege im Fernfeld der Antenne verursacht
werden. Der Summenpegel jeder Signalkomponente weist aufgrund der
Nahfeldstreuung voneinander unabhängige ortsverteilte, stochastische
und geschwindigkeitsabhängige
Pegelschwankungen und die damit korrelierten Phasenschwankungen
auf. Zusätzlich
besitzt jede Signalkomponente das von der Pegelschwankung unabhängige, jedoch
auch ortsabhängig
veränderliche
Dopplerspektrum, dessen spektrale Breite ebenfalls geschwindigkeitsabhängig ist.
Zusätzlich
unterliegen alle im Fernfeld reflektierten Signalkomponenten, bedingt
durch die Ortsabhängigkeit
des Mehrwegeprofils, einer ortsabhängigen Verzögerung, bezogen auf den direkten
Weg.
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Das
Empfangssignal r(t) kann als Zeitfunktion des Sendesignals beschrieben
werden: r(t) = h0(t)
+ h1(t – τ1)
+ h2(t – τ2)
+ h3(t – τ3)
... + hn(t – τn),wobei τi die
Verzögerung
jeder einzelnen Signalkomponente in Bezug auf den direkten Ausbreitungspfad
bezeichnet.
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Der
Vektor hi(t) der Signalkomponente, stellt
hierin den Momentanwert des stochastisch schwankenden, komplexen
Empfangssignals auf dem entsprechenden Ausbreitungspfad dar.
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Bei
der Übertragung
mit relativ niedrigen Bitraten ist die Nachbarzeichenstörung gering,
soweit die Bedingung erfüllt
ist, daß die
Zeichenlänge
der Nutzsignale groß ist
gegen die Zeichenverschiebungen im Funkkanal. In solchen Fällen tritt
lediglich ein mehrwegebedingter, erhöhter Phasenjitter auf.
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Wenn
jedoch höhere
Bitraten, d.h. kürzere
Zeichen, übertragen
werden, wirken sich die gegenseitigen Verschiebungen der Signalkomponenten
als Nachbarzeichenstörungen
aus. Im Grenzfall kann die Verschiebung der einzelnen Signalkomponenten
sogar mehrere Zeichen betragen. Sobald eine merkliche Nachbarzeichenstörung auftritt,
geht die Erkennbarkeit der Zeichen mit konventionellen Detektoren
verloren.
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Im
folgenden wird insbesondere auf das sogenannte DS(Direct Sequence)-CDMA(Code
Division Multiple Access)-Verfahren Bezug genommen. Bei diesem Verfahren
werden die Signale im Zeitbereich mit einer um einen Spreizfaktor
höheren
Codefolge gespreizt. Hierdurch belegt das Sendesignal ein um den
Spreizfaktor erweitertes Frequenzband. Viele Teilnehmer nutzen gleichzeitig
dasselbe Frequenzband, jedoch mit unterschiedlichen, teilnehmerindividuellen
Spreizcodes. Zur Trennung der unterschiedlichen Codes müssen diese einen
hinreichenden Korrelationsabstand aufweisen.
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Die
um den sogenannten Spreizfaktor erhöhte Zeichenfolge des gespreizten
Signals wird als Chiprate bezeichnet. Der Spreizfaktor ist folglich
der Quotient: Spreizfaktor J = Chiprate/Bitrate.
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Bei
einem nach dem DS-CDMA-Verfahren arbeitenden Übertragungssystem werden auf
der Sendeseite die von einer Datenquelle abgegebenen Nutzsignale
mit in Spreizcode-Generatoren erzeugten teilnehmerindividuellen
sendeseitigen Spreizcode, dem sogenannten Direct Sequence Code,
gespreizt. Nach der Übertragung über den Übertragungskanal,
beispielsweise den Funkkanal, werden die empfangenen Signale mit
einem dem jeweiligen Spreizcode entsprechenden Korrelationscode
korreliert, der in einem Korrelationscode-Generator erzeugt wird.
In einer Entscheidungsstufe werden dann die ursprünglichen
Nutzsignale wieder hergestellt und an eine Datensenke abgegeben.
Für die
Korrelation ist eine Synchronität
zwischen dem Spreizcode und dem Korrelationscode erforderlich. Diese
Synchronität
wird zu Beginn der Übertragung
hergestellt.
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Beim
DS-CDMA-Verfahren ist es durch einen Korrelator auf der Empfängerseite
möglich,
die einzelnen zeitlich aufeinanderfolgenden Signalkomponenten eines
Empfangssignals aufzulösen
und zur Rekonstruktion der Nutzsignale geeignet zu überlagern.
Jedoch auch bei anderen Übertragungsverfahren,
wie dem TDMA(time division multiple access)-Verfahren beim GSM-Mobilfunksystem
(Global System for Mobile Communications) kann z.B. durch Antennen-,
Polarisations- oder Makrodiversität eine Diversitätsinformation über das
Nutzsignal zur besseren Signaldetektion genutzt werden.
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Eine
prinzipielle Voraussetzung für
die Detektion der Nutzsignale liegt in der Abstimmung der Empfangsfrequenz
einer Empfangseinheit der empfangenden Funkstation in Bezug auf
die Sendefrequenz der sendenden Funkstation. Ein Frequenz-Offset
bei der Empfangseinheit der empfangenden Funkstation führt zu einer
konstant weglaufenden Phase, die die Detektion erschwert. Ein Frequenz-Offset
entsteht z.B. dadurch, daß ein
Oszillator bei der Übertragung
der Empfangssignale ins Basisband nicht exakt auf seiner Soll-Frequenz
schwingt bzw. nicht genau auf den komplementären Oszillator des Senders
abgestimmt ist. Zu diesem wenig zeitabhängigen Frequenz-Offset addiert sich
der durch den Doppler-Effekt verursachte Frequenz-Offset, welcher
zeitabhängig
ist.
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Dem
Frequenz-Offset wird durch eine automatische Frequenz-Kontrolle (AFC) entgegengewirkt,
die jedoch auf bestimmte Korrekturgrößen zurückgreifen muß.
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Aus
F.Classen, H.Meyr und P.Sehier, „Maximum likelihood open loop
carrier synchronizer for digital radio", IEEE International Conference an Communications
ICC, Mai 1993, S.493-497 ist die Bestimmung einer solchen Korrekturgröße durch
eine Bestimmung der Phasendifferenz zweier aufeinanderfolgender Abtastwerte
des Nutzsignals bekannt. Hierbei werden jedoch nicht weitere Signalkomponenten,
neben der leistungsstärksten
Signalkomponente, zur Bestimmung des Frequenz-Offsets beachtet,
so daß aufgrund
der fehlenden Unterscheidung der den Frequenz-Offset verursachenden
Einwirkungen keine optimale Auswahl von Korrekturmaßnahmen
möglich
ist.
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Der
Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine
Empfangseinheit anzugeben, mit denen der Ausgleich des Frequenz-Offsets
verbessert werden kann. Diese Aufgabe wird durch das Verfahren nach
Patentanspruch 1 und die Empfangseinheit nach Patentanspruch 10
gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu
entnehmen.
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Es
ist ein Verfahren zum Ausgleich eines Frequenz-Offsets in einer
Empfangseinheit einer Funkstation in einem Mobil-Kommunikationssystem
angegeben, das eine Diversitäts-Information über die
Empfangssignale in die Bestimmung des Frequenz-Offsets einbezieht.
Dies geschieht, indem eine Multiplikation einer Signalkomponente
mit dem konjugiert komplexen und um eine Zeitdauer verzögerten Wert
dieser Signalkomponente durchgeführt
wird, jedoch diese Multiplikation unter Ausnutzung der Diversitäts-Information
jeweils für
mehrere, durch unterschiedliche Ausbreitungspfade bedingte Signalkomponenten
eines Empfangssignals erfolgt. Daraufhin werden die Multiplikationsergebnisse
für mehrere
Signalkomponenten geignet überlagert
(ist beispielsweise durch eine Matrixoperation gegeben) und der
Phasenwinkel bestimmt. Unter Verwendung dieses Phasenwinkels wird
schließlich
ein Korrekturwert für
den Frequenz-Offset gebildet. Durch die Einbeziehung mehrerer Signalkomponenten,
die unterschiedliche Einflüsse
des Doppler-Effektes aufweisen, wird mit einer Mittelung der Einfluß des Doppler-Effekts
verringert. Es ergibt sich ein genauerer Schätzwert für den z.B. durch Oszillatorinstabilitäten bedingten
Frequenz-Offset, der mit Hilfe des Korrekturwertes ausgeglichen
werden kann.
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Durch
die durch die Multiplikation erzielte Ausnutzung der Energie mehrerer
Signalkomponenten wird die Streuung des Ergebnisses der Schätzung des
Frequenz-Offsets verringert und ein besseres Signal-Rausch-Verhältnis erzielt,
womit der bestimmte Korrekturwert zuverlässiger ist.
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Die
für das
erfindungsgemäße Verfahren
notwendige Diversitäts-Information
kann beim DS-CDMA nach der Dekorrelation und somit der Auflösung der
einzelnen Ausbreitungspfade oder beim TDMA-Verfahren z.B. im GSM-Mobilfunksystem
durch andere Diversitäts-Empfangsverfahren,
wie zum Beispiel Antennen- oder Polarisationsdiversität erzeugt
werden.
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Nach
einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens
beträgt
die Zeitdauer der Verzögerung
eines Wertes der Signalkomponente eine Symboldauer, wodurch die
durch den Frequenz-Offset bedingte Phasendifferenz von Symbol zu
Symbol eines digitalen Signals gemessen wird.
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Weiterhin
erweist es sich als vorteilhaft, die Signalkomponenten vor dem Multiplizieren
jeweils mit einem Wichtungsfaktor zu bewerten. Dies geschieht beispielsweise
durch Werte, die auf das Signal-Rausch-Verhältnis oder die Signalstärke der
bewerteten Signalkomponenten bezogen sind. Diese Wichtungsfaktoren
berücksichtigen
die unterschiedliche Zuverlässigkeiten
der einzelnen Ausbreitungspfade und führen zu einer Verbesserung
der Genauigkeit der Schätzgröße für den Frequenz-Offset.
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Um
die Genauigkeit weiter zu erhöhen
werden gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung die Multiplikationsergebnisse
für mehrere
Zeitpunkte summiert. So entsteht ein Schätzfenster, das mehrere Abtastzeitpunkte
des Signals umfaßt.
Die Mittelung der Meßergebnisse
für die
Phasendifferenz erfolgt somit über eine
größere Datenbasis.
Die Länge
des Schätzfensters
ist bezogen auf die Empfangsqualität in der Empfangseinheit und/oder
die Genauigkeit des zu bestimmenden Korrekturwertes einstellbar.
Während
des Empfangs kann somit die Länge
des Schätzfensters
adaptiv an die Qualitätsmerkmale
der Übertragung
angepaßt werden.
Durch diese Maßnahme
kann der Rechenaufwand bei der Bestimmung der Korrekturgröße und die Genauigkeit
der Korrekturgröße den Anforderungen
angepaßt
werden.
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Der
bestimmte Korrekturwert für
den Frequenz-Offset kann zur Abstimmung eines für die Übertragung des Empfangssignals
ins Basisband vorgesehenen Oszillators und/oder zur Parametrisierung
eines Kanalschätzers
in der Empfangseinheit eingesetzt werden.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
und die erfindungsgemäße Empfangseinheit
werden im folgenden unter Bezugnahme auf folgende Figuren näher erläutert:
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1 ein
Blockschaltbild einer Funkstation mit einer erfindungsgemäßen Empfangseinheit,
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2 ein
Blockschaltbild eines Kanalschätzers
der erfindungsgemäßen Empfangseinheit,
und
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3 ein
Blockschaltbild eines Schätzers
für den
Frequenz-Offset entsprechend der Erfindung.
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Die
Funkstation FS eines Mobil-Kommunikationssystems, beispielhaft wird
im folgenden von einem DS-CDMA Mobilfunksystem ausgegangen, enthält eine
Antenneneinheit AE, eine Empfangseinheit EE und eine Sendeeinheit
SE. Die Empfangseinheit EE und die Sendeeinheit SE, verallgemeinert
können
jedoch auch mehrere dieser Einheiten vorgesehen sein, sind jeweils
mit der Antenneneinheit AE verbunden.
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Die
von der Funkstation FS von einer, nicht dargestellten, sendenden
Funkstation empfangenen Empfangssignale r werden der Empfangseinheit
EE über
die Antenneneinheit AE zugeführt.
Im weiteren wird nur der Empfangsfall dargestellt.
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Ein
Mittel BB zur Übertragung
der Empfangssignale r ins Basisband wandelt unter Kenntnis der vereinbarten
Sendefrequenz f
s der sendenden Funksstation
die Empfangssignale r in niederfrequente Signale im Basisband um.
Diese niederfrequenten Signale werden einem Korrelator KOR zugeführt, der
die Entspreizung durch Multiplikation mit dem der sendenden Funkstation
zugeordneten Spreizcode a(t – τ) vornimmt:
wobei l einen Ausbreitungspfad
1..L bezeichnet, und T die Zeitdauer zur Übertragung eines Symbols, τ die Laufzeit
auf dem jeweiligen Ausbreitungspfad und n einen diskreten Zeitpunkt
repräsentieren.
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Die
Ausgangsgröße Z(l)(n) dieser Operation ist die Ausgangsgröße des Korrelators
KOR und dient als Eingangsgröße eines
Kanalschätzers
KS und eines Schätzers
FOS für
den Frequenz-Offset.
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Der
Kanalschätzer
KS bestimmt die Kanalkoeffizienten h(n), die zur Modellierung des
Funkkanals dienen und die spätere
Datendetektion in einem Detektor DEK ermöglichen. Der Detektor DEK stellte
als Ausgangsgröße die entschiedenen
Datensymbole b(n) zur Verfügung.
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Zur
Schätzung
des Frequenz-Offsets ist der Schätzer
FOS vorgesehen, dem die Ausgangsgröße Z(l)(n)
des Korrelators KOR und die bereits detektieren Datensymbole b ^(n)
zugeführt
werden.
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Die
Ausgangsgröße Z(l)(n) des Korrelators KOR enthält noch
die Datenmodulation, welche mit z(l)(n)
= b ^(n)·Z(l)(n) für
1≤I≤Lrückgängig gemacht
wird. Dazu werden die bereits detektierten Datensymbole b ^(n) verwendet.
Im Schätzers FOS
für den
Frequenz-Offset, der sich in einer laufenden Phase des Empfangssignals
r äußert, wird
ein Korrekturwert Δf ^ bestimmt,
der entweder zur Abstimmung der Basisbandübertragung der Empfangssignale
r oder zur Kanalschätzung,
ggf. zu beiden verwendet wird.
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Im
Kanalschätzer
KS nach 2, der beispielhaft mit rückgeführten entschiedenen
Datensymbolen funktioniert (decision directed), findet eine Datendemodulation
mit den entschiedenen Datensymbolen b ^(n) statt, z.B. für eine sogenannte
Binary Phase Shift Keying (BPSK) Modulation nach der Gleichung: z(l)(n) = b ^(n)·Z(l)(n).
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Von
der Ausgangsgröße z(l)(n) der Datendemodulation werden die im
Kanalschätzer
KS bestimmten Kanalkoeffizienten h ^(n) subtrahiert und das Ergebnis
mit einer sogenannten Kalman Gain Matrix K(n) multipliziert, siehe
B.D.Anderson, J.B.Moore, „Optimal
filtering", Prentice
Hall, 1979, für
Einzelheiten der Kalman Filterung. Das Ergebnis dieser Multiplikation
wird mit der Ausgangsgröße eines
Kalman-Filters addiert und man erhält: x ^(n +
1|n) = x ^(n|n – 1)·F(n),worauf
diese Größe x ^(n) um
eine Symboldauer verzögert
zur Bestimmung der Kanalkoeffizienten h ^(n) verwendet wird. Die Kanalkoeffizienten h ^(n)
werden sowohl dem Detektor DEK zur Datendetektion zugeführt, als
auch zur Addition mit den Korrelatordaten z(l)(n)
rückgeführt.
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Der
im Schätzer
FOS für
den Frequenz-Offset (siehe
3) bestimmte
Korrekturwert Δf ^,
beispielsweise in der Form Δω ^T,
dient dazu, die Systemmatrix F(n) des Kalman-Filters zu modifizieren
und so den Frequenz-Offset durch die Korrektur der weglaufenden
Phase auszugleichen. Dies geschieht nach folgender Gleichung:
wobei F'(n) die Systemmatrix des Kalman-Filters
ohne Korrektur ist.
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Im
Schätzer
FOS für
den Frequenz-Offset nach 3 wird dieser spezielle Korrekturwert Δω ^T bestimmt.
Dazu werden die Signalkomponenten z(l)(n)
(Datendemodulation bereits durchgeführt) zum einen transponiert
[z(l)(n)]T, und
zum anderen um eine Symboldauer verzögert z(l)(n – 1) und
letztere zusätzlich
in ihrere konjugiert komplexe Werte [z(l )(n – 1)]* umgewandelt. Jede transponierte Signalkomponente
[z(l)(n)]T wird mit
einem Wichtungsfaktor W(n) bewertet, der dem Signal-Rausch-Verhältnis des
jeweiligen Ausbreitungspfades entspricht.
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Es
findet daraufhin eine Multiplikation der bewerteten transponierten
Signalkomponenten W(n)[z
(l)(n)]
T mit
den konjugiert komplexen, um eine Symboldauer verzögerten Signalkomponenten
[z
(l)(n – 1)]
* entsprechend
folgender Gleichung
für mehrere Signalkomponenten
z⇔z
(l) statt.
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Die
Multiplikationsergebnisse werden summiert:
mit L als Anzahl der auflösbaren Ausbreitungspfade,
wobei die Summierung über
mehrere ein Schätzfenster bildende
diskrete Zeitpunkte N im Datenstrom durchgeführt wird,
und es wird
der Phasenwinkel der Summe bestimmt:
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Dieser
Phasenwinkel Δω ^T
wird als Korrekturwert Δf ^,
wie in 2 dargestellt, dem Kanalschätzer KS zum Abgleich des Frequenz-Offsets
zugeführt.
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Der
Korrelator KOR, der Kanalschätzer
KS, der Detektor DEK und der Schätzer
FOS für
den Frequenz-Offset werden vorteilhafterweise durch einen digitalen
Signalprozessor (DSP) realisiert, so daß die Parameter zur Schätzung des
Frequenz-Offset,
z.B. die Fensterlänge,
adaptiv in Abhängigkeit
von den Empfangsbedingungen und weiteren Vorgaben einstellbar sind.
Außer
den geschilderten Methoden unter Verwendung bereits detektierter
Datensymbole b ^(n) sind auch andere Methoden mit oder ohne Wissen über die
zu detektierenden Daten äquivalent
anwendbar.
