DE19614195C1

DE19614195C1 - Gepulste Spannungsversorgung für elektrostatische Staubabscheider

Info

Publication number: DE19614195C1
Application number: DE1996114195
Authority: DE
Inventors: Lothar Dr Ing Heinemann
Original assignee: ABB Research Ltd Switzerland
Current assignee: Alstom SA
Priority date: 1996-04-10
Filing date: 1996-04-10
Publication date: 1997-06-12
Anticipated expiration: 2016-04-11
Also published as: JPH1084681A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Einrichtungen zur gepulsten Spannungsversorgung ei nes elektrostatischen Staubabscheiders.

Elektrostatische Staubabscheider (ESP) dienen zur Reinigung des Rauchgases von z. B. kohlegefeuerten Kraftwerken. Sie bestehen im Prinzip aus zwei großflächigen und rechteckförmigen, geerdeten metallischen Platten, die parallel zueinander in einem Abstand von 400 mm bis 500 mm angeordnet werden. Zwischen diesen beiden Platten befinden sich spiralförmige Gegenelektroden mit einer hohen negativen Spannung, die eine negative Korona frei setzen. Die Rauchgaspartikel werden aufgeladen und abge schieden. Ein elektrostatischer Staubabscheider verhält sich elektrisch wie ein Kon densator mit nichtlinearem und verlustbehaftetem Dielektrikum. Die statische Kennlinie ist in erster Näherung vergleichbar mit der Durchlaßkennlinie einer Diode, wobei die Korona-Einsetzspannung der Diodenschleusenspannung entspricht.

Besonders einfach und kostengünstig gestaltet sich die Rauchgasreinigung bei einer angelegten hohen negativen Gleichspannung, da das hierfür benötigte robuste Netzge rät im wesentlichen aus einem einfachen 50-Hz-Drehstromsteller, einem Dreipha senhochspannungstransformator und einem sekundärseitigen Brückengleichrichter besteht.

Bei grobkörnigen Rußpartikeln wird mit dieser Spannungsform gewöhnlich ein guter Abscheidegrad erzielt. Das Abscheiden von feinkörnigen und damit lungengängigen, krebserregenden Rauchgaspartikeln mit einer Größe von etwa 0,5 µm ist mit einer an gelegten Gleichspannung fast nicht bzw. nur mit sehr hohem Aufwand möglich.

Bei der für die Abscheidung von feinkörnigen Rauchgaspartikeln notwendigen sehr hohen Spannung von gewöhnlich mehr als 100 kV muß regelmäßig mit lastseitigen Spannungsüberschlägen gerechnet werden. Dies führt unmittelbar zu einer Unterbre chung des Abscheideprozesses. Das Rauchgas gelangt in diesem Fall kurzzeitig un gefiltert durch den Schornstein in die Atmosphäre bzw. wird ein mehrstufiger Staubab scheider zwingend erforderlich.

Des weiteren beträgt die Leistungsaufnahme bei einer Anlage mit angelegter Gleich spannung selbst bei Großfeuerungsanlagen etwa 0,02% der gesamten installierten Kraftwerksleistung, so daß den ursprünglich niedrigen Installationskosten hohe Be triebskosten folgen.

Durch eine gepulste Spannungsversorgung mit Pulsbreiten von etwa 50 µs bis 100 µs kann man dies verhältnismäßig gut vermeiden. Durch die kurzen Pulse tritt ein lastsei tiger Spannungsüberschlag erst bei viel höheren Spannungsspitzen auf als dies bei einer angelegten Gleichspannung der Fall wäre. Aus diesem Grund kann man bei einer derartigen Spannungsform einen relativ hohen Abscheidegrad selbst bei feinkörnigen Rauchgaspartikeln erreichen. Zudem ist der erforderliche Leistungsbedarf je nach Pulsform sowie Pulsbreite der lastseitigen Spannung deutlich kleiner als bei angelegter Gleichspannung. Wie beispielsweise in Herbert J. Hall, History of Pulse Energization in Electrostatic Precipitation, Journal of Electrostatics, Volume 25, No. 1, Seite 1-21, Juni 1990 oder in W. Mcllvaine, (Publisher and Managing editor), Pulse Energization, PRECIP NEWSLETTER, No. 216, Januar 1994 ausgeführt, ist diese Art der Aufladung deshalb weit verbreitet.

Konventionelle Pulsspannungsversorgungen bestehen gewöhnlich aus zwei Gleich spannungsnetzteilen und einer Pulserzeugungseinheit. Das erste Netzteil kleiner Lei stung liefert eine Gleichspannung, die üblicherweise geringfügig unterhalb der Koro na-Einsatzspannung liegt. Das zweite Netzteil liefert zunächst eine Zwischenkreis gleichspannung. Durch eine nachgeschaltete direkt gekoppelte oder potentialgetrennte Pulserzeugungseinheit werden schließlich die Pulse erzeugt und der Gleichspannung des ersten Netzteiles überlagert.

Bei einer direkt gekoppelten Pulserzeugungseinheit liefert das zweite Netzgerät eine hohe Zwischenkreisspannung von beispielsweise 70 kV. Der notwendige Halbleiter schalter zum Initialisieren der Pulse ist gewöhnlich als Thyristorkaskade mit bis zu 100 in Reihe geschalteten Elementen ausgeführt. Durch einen einfachen Resonanzkreis sowie eine Energierückschwingdiodenkaskade, die parallel zum Thyristorschalter an geordnet wird, werden schließlich die Pulse ausgebildet. Um eine gleichmäßige Span nungsaufteilung bei den in Reihe geschalteten Thyristoren gewährleisten zu können, wird durch entsprechend dimensionierte lineare Netzwerke eine Symmetrierung her beigeführt.

Je mehr Thyristoren allerdings in Reihe geschaltet werden sollen, um so schwieriger gestaltet sich die Symmetrierung. Aus diesem Grund ist bei kommerziell erhältlichen direkt gekoppelten Pulsspannungsversorgungen der Maximalwert der Lastspannung üblicherweise kleiner als 80 kV.

Im anderen Fall werden die Pulse durch wenige in Reihe geschaltete Thyristoren bei einem niedrigeren Spannungsniveau von z. B. 10 kV generiert und durch einen Im pulstransformator auf das gewünschte hohe Spannungsniveau angehoben. Die Thyri storen weisen hierbei ein denkbar ungünstiges Verhältnis von Spitzenstrombelastung und Mittelwert auf. Dies erfordert großvolumige Halbleiterschalter, wie sie, obwohl hier wesentlich kleinere Leistungen zu schalten sind, von Traktionsantrieben her bekannt sind. Analoges gilt auch für den Impulstransformator. Der Impulsstrom weist nämlich auf Grund seiner extrem hohen Amplitude und seiner geringen Pulsdauer bei gängigen Wiederholungsfrequenzen von 400 Hz ein weites Frequenzspektrum auf, was insbe sondere als sehr nachteilig für die Dimensionierung des Transformators angesehen werden muß und zu einer Verlustleistungserhöhung durch den Skineffekt führt. Des weiteren führen die durch den Pulsstrom resultierenden Transformatorkräfte zu einer für Menschen schmerzhaften Geräuschbelastung von mehr als 110 dB. Eine aufwen dige Geräuschkapselung ist in diesem Fall zwingend erforderlich.

Kommerziell erhältlich sind Pulsspannungsversorgungen mit einem einzelnen Puls (sog. Single-Pulsspannungsversorgung) oder mit einer Pulsfolge (sog. Multi-Pulsspan nungsversorgung). Wie beispielsweise in C. Mauritzson, K. Porle, M. Kirsten; Experi ence with Pulsed Energization of Precipitators for a Wide Range of Processes and Ope raüng Conditions, 3. ICESP, Padova, 1987 berichtet, ist dabei der jeweils maximal er reichbare Abscheidegrad von der Pulsform und der Zusammensetzung des Rauchga ses abhängig.

Der Schaltplan einer kommerziellen Single-Pulsspannungsversorgung mit Impulstrans formator ist beispielsweise dem vorgenannten Journal of Electrostatics, History of Pul se Energization in Electrostatic Precipitation, Vol. 25, dort Fig. 3 zu entnehmen. Eine direkt gekoppelte Multi-Pulsspannungsversorgung ist im gleichen Artikel, dort Fig. 6 dargestellt. Bei dieser sehr einfachen Schaltung (lediglich 5 Hochspannungs bauelemente) wird ein zweites Netzteil für die Unterlagerungsgleichspannung nicht benötigt. Die Funktion dieses Netzteiles wird durch einen einfachen Widerstand über nommen. Der Zwischenkreiskondensator (Resonanzkondensator) C wird dabei so ge wählt, daß die Kapazität etwa gleich der parasitären Kapazität des Staubabscheiders ist.

In ersten wissenschaftlichen Studien wurde nun gezeigt, daß der erreichbare Abschei degrad insbesondere bei kleinen Staubpartikeln (z. B. < 0,5 µm) weiter erhöht werden kann, wenn die Pulsweiten von derzeit minimal 50 µs weiter verringert werden. Da dies aber selbst mit schnellen Thyristorkaskaden nicht mehr möglich ist, bedarf es anderer Konzepte oder zumindest anderer Halbleiterschalter, die die prinzipbedingten Nachtei le von Thyristoren (z. B. einzuhaltende Sicherheitszeiten) umgehen.

Prinzipiell ist hier der Einsatz von IGBT-Leistungsmodulen denkbar. Allerdings müßte man bei direktem Schalten aufgrund der heute am Markt verfügbaren IGBT′s mit einer Sperrspannung von maximal 2 kV eine Vielzahl derartiger Leistungsmodule in Reihe und auf Grund des ungünstigen Verhältnisses von Stromamplitude zu Strommittelwert auch eine Vielzahl parallel schalten. Des weiteren ist die Ansteuerung von in Reihe geschalteten IGBT′s bekannterweise sehr aufwendig. Der Verwendung von schnell schaltenden Halbleitern sind demzufolge bei den heute bekannten Schaltungen vor allem wirtschaftliche Gründe entgegenzusetzen.

Mit einem anderen von Masuda vorgestellten Konzept (vgl. oben zitierte Literaturstelle Journal of Electrostatics, History of Pulse Energization in Electrostatic Precipitation, Vol. 25, Seite 18 und Fig. 8) werden durch rotierende Funkenstrecken Pulsweiten von weniger als 1 µs erzielt. Allerdings ist dieser Lösungsvorschlag aufgrund des sensiblen mechanischen Aufbaues eher für experimentelle Untersuchungen von Interesse. Eine Kommerzialisierung dieses Lösungsvorschlages ist vor allem aus Kostengründen nicht möglich.

Ein weiterer Lösungsvorschlag ist beispielsweise in EP 0 417 771 B1, Fig. 1 zu fin den. Hier wird ein schneller Schaltvorgang durch eine Kombination von zwei in Reihe geschalteten magnetischen Schaltern (Prinzip der Serienpulskompressionsschaltung) herbeigeführt. Der eigentliche Halbleiterschalter fungiert hierbei lediglich als Zwi schenelement und ist für die Initialisierung der Pulse erforderlich. Die in EP 0 417 771 B1 vorgestellte Schaltung ist allerdings sehr aufwendig und damit teuer, da eine Viel zahl von hochspannungsfesten und großvolumigen Bauelementen benötigt wird (primärseitiger Thyristorkaskade mit Energierückschwingdiodenkaskade, Impulstrans formator, 3 impulsfeste Hochspannungskondensatoren, 2 magnetische Schalter mit zusätzlichen Steuerwicklungen, primärseitige Energierückschwingdiode, Netzteil für Steuerwicklung etc.). Des weiteren ist unmittelbar zu erkennen, daß die verwendeten Bauelemente sehr genau aufeinander abgestimmt werden müssen, da sonst die ei gentliche Funktionsweise der Schaltung nicht mehr gewährleistet werden kann (z. B. Sättigung des Impulstransformators, wenn der sekundärseitig parallel geschaltete Kon densator nach erfolgtem Schaltvorgang nicht vollständig entladen worden ist).

Dieses seit Jahrzehnten bekannte Grundprinzip des magnetischen Schalters ist für die wirtschaftliche Generierung von sehr kurzen Impulsen bestens geeignet. Dies wurde nämlich insbesondere bei Pulsspannungsversorgungen für Hochleistungslaser bereits mehrfach unter Beweis gestellt. Bei Staubabscheidern hingegen konnte sich diese ro buste Schalttechnik bislang noch nicht durchsetzen, da auf Grund des hohen Lei stungsbedarfs von beispielsweise 20 bis 30 kW pro Pulsspannungsversorgung und den unterschiedlichsten Betriebsbedingungen die bis dato vorgeschlagenen Konzepte für eine Applikation nicht oder nur sehr eingeschränkt geeignet sind.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Einrichtung zur gepulsten Spannungsversorgung eines elektrostatischen Abscheiders anzugeben, die auf wirt schaftliche Weise herstellbar ist, sehr kurze Pulsweiten von z. B. weniger als 10 µs er möglicht und je nach Zusammensetzung der Rauchgaspartikel einen einfachen Puls oder eine Pulsfolge mit hinreichend hoher Pulswiederholungsfrequenz bis hin zu eini gen kHz bei Spitzenspannungen von mehr als 100 kV erlaubt.

Diese Aufgabe wird gemäß den in den Ansprüchen 1, 5 bzw. 6 wiedergegebenen Merkmalen gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die erfindungsgemäße Einrichtung weist eine Reihe von Vorteilen auf:

a) Die Pulserzeugungseinrichtung enthält bei einer nicht potentialgetrennten Ver sion nur eine Kombination eines konventionellen Halbleiterschalters (z. B. einer Thyristorkaskade) mit genau einem magnetischen Schalter.
b) Die Pulserzeugungseinrichtung weist eine minimal mögliche Anzahl von hoch spannungs- und impulsfesten Bauteilen auf (vergleiche hierzu insbesondere EP 0 417 771 B1, Fig. 1)
c) Der Halbleiterschalter der Pulserzeugungseinheit wird trotz der lastseitigen sehr kurzen Impulse von z. B. < 10 µs mit einem Strom geringer Amplitude und hoher Pulsbreite von z. B. 150-200 µs beaufschlagt, so daß insbesondere ko stengünstige Halbleiterschalter kleiner Leistung verwendet werden können.
d) Bei einer nicht potentialgetrennten Version ist die Sperrspannungsbeanspru chung des Halbleiterschalters und der Energierückschwingdiodenkaskade deutlich geringer als bei herkömmlichen Konzepten, da bei verlustarmen Bau elementen quasi eine Spannungsverdoppelung an der Last resultiert bzw. ist bei gleicher Zwischenkreisspannung die letztlich erreichbare lastseitige Spit zenspannung deutlich höher als bei konventionellen Konzepten.
e) Zum Schalten können neben Thyristoren und GTO′s auch schnellschaltende IGBT′s oder MCT′s eingesetzt werden, da das Verhältnis von Pulsbreite zu Pulsstromamplitude deutlich günstigere Werte als bei herkömmlichen Puls spannungsversorgungen annimmt.
g) Die erforderliche Zwischenkreisgleichspannung bzw. die Unterlagerungs gleichspannung kann mit einem hochdynamischen und vor allem kleinvolumi gen Schaltnetzteil, z. B. in Resonanzschalttechnik erzeugt werden.
h) Ein zweites Netzteil zur Bereitstellung einer Unterlagerungsgleichspannung ist nicht unbedingt erforderlich. Kostengünstige ohmsche Widerstände überneh men diese Aufgabe in den Pulspausen.
i) Durch eine sehr einfache Schaltungserweiterung kann die Dauer der Ener gierückschwingung gezielt beeinflußt werden. Auf diese Weise kann die für ei ne optimale Abscheidung notwendige Pulsbreite bestimmt werden.
j) Die Schaltung ist je nach Ausführungsform für Single-Pulsbetrieb und für Multi- Pulsbetrieb geeignet. Möglich ist auch ein Quasi-Multi-Pulsbetrieb. In diesem Fall wird durch eine entsprechende Regelung mit einem Mikroprozessor ein Pulsmuster (mehrere Pulse direkt nacheinander, dann Pulspause) vorgegeben. Das Pulsmuster kann dabei so gestaltet werden, daß ein möglichst hoher Ab scheidegrad erzielt wird.
k) Ein lastseitigen Spannungsüberschlag führt nicht wie bei den bislang üblichen Schaltungen zum unmittelbaren Abschalten des Netzteiles und damit zur Un terbrechung des Abscheideprozesses, weil der Halbleiterschalter bereits wie der geöffnet hat, wenn ein Überschlag auftritt. Nach Verlöschen des Über schlages kann sofort wieder mit der Generierung eines neuen Impulses begon nen werden. Der Halbleiterschalter wird auf diese Weise sicher vor Kurz schlußströmen geschützt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 Einrichtung zur gepulsten Spannungsversorgung eines elektrostati schen Staubabscheiders mit einer Pulserzeugungseinheit ohne Poten tialtrennung für Single- und Quasi-Multipulsbetrieb, mit einem magneti schen Schalter, einer zusätzlichen Resonanzspule für eine variabel gestaltbare Energierückschwingzeit ohne ein Netzteil für die Unterlage rungsgleichspannung;

Fig. 2 Pulsspannungsversorgung ohne Potentialtrennung wie in Fig. 1 je doch mit einer Resonanzspule, die zwei Wicklungen mit unterschiedli chen Windungszahlen N₁, N₂ aufweist;

Fig. 3 Pulsspannungsversorgung ohne Potentialtrennung wie in Fig. 1, mit lediglich einer Resonanzspule;

Fig. 4 Pulsspannungsversorgung ohne Potentialtrennung wie in Fig. 3, mit zusätzlichem Netzteil für eine Unterlagerungsgleichspannung, das mit dem Netz verbunden ist;

Fig. 5 Pulsspannungsversorgung ohne Potentialtrennung wie in Fig. 3 mit zusätzlichem Netzteil für eine Unterlagerungsgleichspannung, das die Versorgung aus dem Zwischenkreis bezieht;

Fig. 6 Pulsspannungsversorgung ohne Potentialtrennung mit zusätzlichem Resonanzkreis für Multipulsbetrieb, ohne ein Netzteil für die Unterlage rungsgleichspannung;

Fig. 7 Pulsspannungsversorgung mit Potentialtrennung und zusätzlichem Re sonanzkreis für Multipulsbetrieb hier mit zusätzlichem Netzteil für die Unterlagerungsgleichspannung;

Fig. 8.1 Typischer Verlauf der Spannung am Staubabscheider bei einer Anord nung gemäß den Fig. 1 bis 5 und Singlepulsbetrieb;

Fig. 8.2 Typischer Verlauf der Spannung am Staubabscheider bei einer Anord nung gemäß den Fig. 1 bis 5 und Quasi-Multipulsbetrieb;

Fig. 8.3 Typischer Verlauf der Spannung am Staubabscheider bei einer Anord nung gemäß den Fig. 6 und 7 und Multipulsbetrieb;

Fig. 9 Simulierte Strom- und Spannungsverläufe in Abhängigkeit von der Zeit bei einer Anordnung gemäß den Fig. 1 bis 5 bei Singlepulsbetrieb und einer Pulswiederholungsfrequenz von 400 Hz;

Fig. 10 Simulierte Strom- und Spannungsverläufe in Abhängigkeit von der Zeit bei einer Anordnung gemäß den Fig. 1 bei 5 bei Singlepulsbetrieb (detaillierter Ausschnitt).

Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Einrichtung zur gepulsten Spannungsversorgung eines elektrostatischen Staubabscheiders 4. Ein erstes Netzteil 1.1 stellt - ausgehend von einer z. B. dreiphasigen Wechselspannung aus einem Wechselspannungsnetz AC - an seinem Ausgang 2, 2′ eine Zwischenkreisspannung u_C1(t) an einem Zwischen kreiskondensator C₁ für die Pulserzeugung bereit. Das Netzteil 1.1 kann hierbei als hochdynamisches und kleinvolumiges Schaltnetzteil z. B. in Resonanzschalttechnik ausgeführt sein, das hier keiner näheren Erläuterung bedarf. Selbstverständlich kann auch ein konventionelles 50-Hz-Netzteil verwendet werden. Ein zusätzliches Netzteil für die Bereitstellung einer Unterlagerungsgleichspannung ist bei dieser Variante nicht unbedingt erforderlich.

Das Netzteil 1.1 speist eine Pulserzeugungseinheit, die parallel zum Netzge räte-Ausgang 2, 2′ eine Reihenschaltung eines Halbleiterschalters T₁, z. B. einer Thyri storkaskade, einer Resonanzspule L₁ und eines Resonanzkondensators C₂.

Der Resonanzkondensator C₂ ist mit einem ersten Anschluß eines nichtlinearen ma gnetischen Schalters L₂ verbunden. Der zweite Anschluß des magnetischen Schalters L₂ ist mit einem Ausgang 3 der Pulserzeugungseinheit verbunden. Der nichtlineare magnetische Schalter L₂ ist als sättigbarer Eisenkern mit einer Wicklung ausgeführt. Eine Diode D₁ und eine zweite Resonanzspule L₃ ermöglichen das Rückschwingen der Energie. Durch entsprechende Dimensionierung von L₃ kann die Zeit für das Rückschwingen der Energie gezielt beeinflußt werden. Widerstände R₁ und R₂ sorgen in den Pulspausen für eine nahezu konstante Unterlagerungsgleichspannung unterhalb der Koronaeinsetzspannung. Ein zusätzliches Netzteil ist deshalb nicht erforderlich. Der parallel zum magnetischen Schalter L₂ angeordnete Widerstand R₂ hat zudem die wichtige Aufgabe, in den Pulspausen Spannungsunterschiede am Kondensator C₂ ge genüber der Spannung am Staubabscheider 4, der an den Ausgängen 3, 3′ ange schlossen ist, möglichst schnell wieder auszugleichen. Auf diese Weise kann bei allen Betriebsbedingungen immer gewährleistet werden, daß der magnetische Schalter L₂ bei einer sonst gegebenenfalls verbleibenden Spannungsdifferenz zwischen der Span nung am Resonanzkondensator C₂ und der Spannung am Staubabscheider 4 nicht unkontrolliert wieder einschaltet.

Die Wirkungsweise der Anordnung gemäß Fig. 1 ist weiter unten beschrieben. Der typische Verlauf der Spannung u_DP(t) am Ausgang 3, 3′ bei Singlepulsbetrieb ist in Fig. 8.1 dargestellt. Fig. 8.2 zeigt den typischen Verlauf der Spannung u_DP(t) bei Quasi-Multipulsbetrieb.

Ein zweites Ausführungsbeispiel ist in Fig. 2 gezeigt. Bei dieser Variante ist im Ge gensatz zu der Anordnung gemäß Fig. 1 keine zusätzliche Resonanzspule für das Rückschwingen der Energie erforderlich. Die hier eingesetzte Resonanzspule L₁₃ weist jedoch zwei Wicklungen N1, N2 mit im allgemeinen unterschiedlichen Wicklungs zahlen auf. Durch Variation des Verhältnisses der Windungszahlen der Wicklungen N1, N2 kann analog der Anordnung in Fig. 1 die Zeit für das Rückschwingen der Energie beeinflußt werden.

Die in Fig. 3 gezeigte Variante ist besonders einfach, d. h. mit wenig Bauteilen aufge baut, da eine zweite Resonanzspule bzw. zweite Wicklung (vergl. Fig. 2) vermieden ist. Diese Anordnung unterscheidet sich gegenüber den beiden ersten Varianten dadurch, daß die Zeit für das Rückschwingen der Energie nicht variiert werden kann. Je nach Applikation ist diese kostengünstige Anordnung im Hinblick auf das erreichbare Ab scheideergebnis aber völlig ausreichend.

Die Fig. 4 und 5 zeigen eine Pulserzeugungseinheit analog der in Fig. 3 darge stellten Anordnung, wobei jedoch ein zweites Netzteil 1.2 für die Bereitstellung einer Unterlagerungsgleichspannung an einem Kondensator C₀ angeordnet ist und keine Potentialtrennung besteht. Bei der Anordnung gemäß Fig. 4 ist das zusätzliche Netz teil 1.2 direkt mit einer z. B. dreiphasigen Netzspannung verbunden. Bei der Anordnung gemäß Fig. 5 wird die erforderliche Energie dagegen direkt aus dem Zwischenkreis oder - hier nicht explizit dargestellt - über einen zweiten Ausgang des ersten Netzteiles 1.1 bzw. mit einer zusätzlichen Wicklung auf der Spule L₁ gewonnen. Die Steuerung des zweiten Netzteiles 1.2 kann unter Verwendung von Lichtwellenleitern für die Über tragung der Ansteuersignale erfolgen. In diesem Fall sind keinerlei weitere Maßnah men zur Erfüllung der sonst üblichen hohen Isolationsanforderungen notwendig. Selbstverständlich sind auch die in den Fig. 1, 2 sowie 6 und 7 gezeigten Anord nungen für die in den Fig. 4 und 5 dargestellten Modifikationen geeignet, ohne daß nachfolgend noch einmal explizit darauf hingewiesen wird.

Eine weitere Variante ohne Potentialtrennung ist in Fig. 6 gezeigt. Die Anordnung ist geeignet für die Generierung von sehr kurzen Multipulsen. Es ist lediglich ein Halblei terschalter T₁ erforderlich. Eine zusätzliche Diode mit in Reihe geschalteter Reso nanzspule ist bei dieser Variante nicht notwendig, da ein Rückschwingen der Energie bei Multipulsbetrieb nicht zwingend erforderlich ist. Durch die mehrmals kurz hinterein ander auftretenden sehr kurzen Spannungspulse sind deutlich geringere Pulswiederho lungsfrequenzen (z. B. 10 bis 50 Hz) als bei Singlepulsbetrieb möglich (bis 400 Hz). Auf diese Weise kann der Leistungsbedarf für die zugrunde liegende Applikation gering gehalten werden (siehe hierzu auch oben zitierte Literaturstelle von C. Mauritzson, K. Porle, M. Kirsten; Experience with Pulsed Energization of Precipitators for a Wide Ran ge of Processes and Operating Conditions, 3. ICESP, Padova, 1987).

Bei der in Fig. 6 dargestellten Variante ist der magnetische Schalter nicht direkt mit dem Staubabscheider 4 sondern mit einem ersten Anschluß einer zweiten Resonanz spule L₃ und eines zweiten Resonanzkondensators C₃ verbunden. Das Schließen das magnetischen Schalters L₂ stößt eine Resonanzschwingung an, die sich zwischen der Resonanzspule L₃, dem Resonanzkondensator C₃ und der parasitären Kapazität des Staubabscheiders 4 ausbildet, wenn der magnetische Schalter L₂ bereits wieder geöff net hat.

Eine Variante für Multipulsbetrieb mit Potentialtrennung ist in Fig. 7 dargestellt. Die Pulserzeugungseinheit enthält eine Reihenschaltung eines ersten Halbleiterschalters T₁, der Primärwicklung eines Pulstransformators T_r und eines zweiten Halbleiterschal ters T₂. Mit D₁ bzw. D₂ sind Freilaufdioden zur Entmagnetisierung des Pulstransforma tors bezeichnet. Die beiden Halbleiterschalter T₁, T₂ werden jeweils gleichzeitig ein- und ausgeschaltet. Es versteht sich, daß anstelle dieser Primärseiten Schaltung auch noch andere Varianten möglich sind.

Der Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des Pulstransformators T_r ist über eine Reihenschaltung einer Entkopplungsdiode D₃ und einer ersten Resonanzspule L₁ mit dem ersten Anschluß des ersten Resonanzkondensators C₂ und mit dem ersten An schluß des magnetischen Schalters L₂ verbunden. Der zweite Anschluß des magneti schen Schalters L₂ ist mit dem ersten Anschluß einer zweiten Resonanzspule L₃ und dem ersten Anschluß eines zweiten Resonanzkondensators C₃ verbunden, und der zweite Anschluß der Resonanzspule L₃ ist schließlich mit dem Ausgang 3 verbunden. Das Wicklungsende der Sekundärwicklung des Pulstransformators T_r ist mit dem zweiten Anschluß des Resonanzkondensators C₂ und außerdem mit dem zweiten An schluß des Resonanzkondensators C₃ sowie mit dem Ausgang 3′ verbunden. Der typi sche Verlauf der Spannung u_DP(t) am Ausgang 3, 3′ bei Multipulsbetrieb ist in Fig. 8.3 dargestellt.

Die Arbeitsweise der Gesamteinrichtung zur gepulsten Spannungsversorgung und ins besondere der Pulserzeugungseinheit mit magnetischem Schalter wird nachstehend anhand der in Fig. 1 dargestellten Anordnung und in den Fig. 9 und 10 darge stellten simulierten Strom- und Spannungsverläufen erläutert. Folgende Nomenklatur laut nachfolgender Tabelle 1 wurde verwendet:

Tabelle 1: verwendete Nomenklatur

Für die Simulation wurde für den Staubabscheider eine parasitäre Kapazität von 100 nF angenommen. Dies entspricht etwa einem Wert, der bei Staubabscheidern von Großfeuerungsanlagen üblich ist. Der Wert des Resonanzkondensators C₂ wurde zu 120 nF, der des Zwischenkreiskondensators C₁ zu 400 nF gewählt. Die Resonanzspu len L₁ und L₂ wurden so dimensioniert, daß die erste Resonanzphase nach ca. 30 µs (Zeit T₁ in Fig. 10) und die Phase für das Rückschwingen der Energie nach ca. 15 µs (Zeit T₄ in Fig. 10) beendet ist. Für den magnetischen Schalter kann ein handelsübli ches weichmagnetisches Kernmaterial mit den für die zugrunde liegende Applikation notwendigen Eigenschaften (siehe hierzu auch die Literaturstelle Richard Boll, Weichmagnetische Werkstoffe, 4. Auflage, Vacuumschmelze GmbH) verwendet wer den. Der magnetische Schalter ist dabei so zu dimensionieren, daß unter allen Be triebsbedingungen die erste Resonanzphase abgeschlossen ist und der Halbleiter schalter wieder geöffnet hat, bevor der magnetische Schalter schließt (Zeit T₂ ≈ 4-6 µs in Fig. 10). Ist dies gewährleistet, wird der Halbleiterschalter sicher vor lastseitigen Kurzschlüssen (Spannungsüberschlägen) geschützt.

Die Pulswiederholfrequenz bei Singlepulsbetrieb wurde zu 400 Hz gewählt, was einer Periodendauer von 2500 µs (Zeit TPS in Fig. 9) entspricht. Die Simulationen wurden für eine Zwischenkreisspannung von 80 kV bei einer Unterlagerungsgleichspannung von 20 kV durchgeführt. Durch die gewählte Dimensionierung resultiert somit an der Last ein Spannungsspitzenwert von ca. 130 kV. Die Zeit bis zum Erreichen des Spit zenwertes liegt bei ca. 4 µs (Zeit T_S1 in Fig. 10).

Zur Erläuterung der Wirkungsweise wird zunächst angenommen, daß der Halbleiter schalter T₁ geöffnet ist. Die Spannung am Kondensator C₁ beträgt 80 kV. Kondensator C₂ und Staubabscheider sind auf den Wert der unterlagerten Gleichspannung (20 kV) aufgeladen.

Durch Schließen des Schalters T₁ wird die erste Schwingung eingeleitet. Es fließt ein halbsinusförmiger Resonanzstrom i_L1(t) wie in Fig. 10 dargestellt ist. Der Kondensa tor C₂ wird resonant aufgeladen. Am Ende der ersten Resonanzphase (Zeitintervall T₁) erreicht die Spannung an Kondensator C₂ den maximalen Wert, der vom Verhältnis der beiden Kondensatoren C₁ und C₂ abhängt (Prinzip der Spannungsverdopplung). Die erste Resonanzphase ist damit beendet. Der Halbleiterschalter öffnet, sobald der Resonanzstrom wieder den Wert Null erreicht.

Während der ersten Resonanzphase fließt - bedingt durch die steigende Spannung am Kondensator C₂ - gleichzeitig ein kleiner Magnetisierungsstrom i_L2(t) durch den ma gnetischen Schalter L₂. Der magnetische Fluß im Magnetkern des magnetischen Schalters L₂ erhöht sich langsam bis die Sättigungsgrenze erreicht ist (Zeitintervall T₂). Die Induktivität des magnetischen Schalters geht jetzt bei entsprechendem Ma gnetmaterial quasi schlagartig auf den Wert bei der Sättigung zurück, was einen im pulsförmigen Stromanstieg im magnetischen Schalter zur Folge hat. Der Staubab scheider wird folglich sehr schnell resonant geladen (Zeitintervall T₃).

Sobald die Spannung am Staubabscheider den Wert der Zwischenkreisspannung er reicht hat (etwa in der Mitte des Zeitintervalles T₃), wird die Diode D₁ leitend. Das Rückschwingen der Energie vom Staubabscheider zum Zwischenkreiskondensator C₁ über die Resonanzspule D₁ setzt langsam ein. Diese dritte Resonanzphase ist been det, wenn der Strom durch die Diode D₁ nach dem Zeitintervall T₄ wieder den Wert Null erreicht hat. Wird dabei die Bedingung T₄ < 2.5 T₃ eingehalten, hat das bereits in der Mitte der zweiten Resonanzphase einsetzende Rückschwingen nahezu keinen Einfluß auf die maximal erreichbare Spannungsamplitude an der Last. Des weiteren ist jetzt unmittelbar zu erkennen, daß durch entsprechende Auslegung der Resonanzspule L₃ die Rückschwingzeit gezielt beeinflußt werden kann.

Ein vollständiger Zyklus ist damit durchlaufen. Der Halbleiterschalter T₁ kann wieder eingeschaltet werden. Die Ansteuerung des Halbleiterschalters T₁ für Einzelimpulse oder Impulsfolgen erfolgt durch eine in den Figuren nicht dargestellte Ansteuerschal tung.

Die Funktionsweise der in den Fig. 2 bis 5 dargestellten Anordnungen ist - bis auf die oben bereits beschriebenen Unterschiede - analog der in Fig. 1 gezeigten Schal tung. Bei der in Fig. 6 gezeigten Anordnung laufen die ersten beiden Resonanzpha sen analog wie bei der in Fig. 1 dargestellten Anordnung ab. Anstelle des Ener gierückschwingkreises ist bei dieser Variante ein weiterer Resonanzkreis für die Gene rierung von sehr kurzen Multipulsen vorgesehen. Diese sich zwischen der Resonanz spule L₃, dem Resonanzkondensator C₃ und der parasitären Kapazität des Staubab scheiders einstellende freie gedämpfte Schwingung wird durch den magnetischen Schalter angestoßen. Ein nochmaliges unkontrolliertes Einschalten des magnetischen Schalters kann hierbei durch entsprechende Dimensionierung des dritten Resonanz kreises vollständig vermieden werden.

Bei der Anordnung gemäß Fig. 7 erfolgt die Initialisierung der Pulse auf einem redu zierten Spannungsniveau durch gemeinsames Einschalten der beiden Halbleiterschal ter T₁ und T₂ (hier mit IGBT-Schaltern anstelle von Thyristoren). Kondensator C₃ wird resonant über den Impulstransformator und die Entkopplungsdiode D₃ geladen. An schließend wird - analog der in Fig. 6 dargestellten Anordnung - durch Schließen des magnetischen Schalters wieder die dritte Resonanzphase an der Last eingeleitet. Die Entkopplungsdiode D₃ ist notwendig, da sonst der Transformator nach erfolgter Ener gieübertragung sättigen könnte. Durch die beiden Dioden D₁ und D₂ kann die primär seitige Entmagnetisierung des Transformators sichergestellt werden.

Bezugszeichenliste

1.1 erstes Netzteil
1.2 zweites Netzteil
2, 2′ Netzgeräte-Ausgang
3, 3′ Ausgang der Pulserzeugungseinheit
4 elektrostatischer Staubabscheider
5, 5′ Ausgang des zweiten Netzteils
AC Wechselspannungsnetz
C₀ Kondensator
C₁ Zwischenkreiskondensator
C₂ erster Resonanzkondensator
C₃ zweiter Resonanzkondensator
D₁, D₂, D₃ Diode
L₁ erste Resonanzspule
L₂ magnetischer Schalter
L₃ zweite Resonanzspule
L₄ dritte Resonanzspule
L₁₃ Resonanzspule mit zwei Wicklungen
N1, N2 Wicklung
R₁, R₂ Widerstand
T_r Pulstransformator
T₁, T₂ Halbleiterschalter

Claims

1. Einrichtung zur gepulsten Spannungsversorgung eines elektrostatischen Staubabscheiders (4), mit der bei einer hohen Pulsfrequenz und geringen, auch weni ger als 10 µs breiten Pulsbreiten und hohen Pulsspannungsamplituden von mehr als 100 kV ein Multi-Pulsbetrieb, ein Single-Pulsbetrieb oder ein Quasi-Multi-Pulsbetrieb ermöglicht ist, mit

a) einem aus einem Wechselspannungsnetz (AC) gespeisten Netzteil (1.1) zur Bereitstellung einer Zwischenkreisspannung (U_C1(t)) an seinen Ausgängen (2, 2′) und einem dazu parallelgeschalteten Zwischenkreiskondensator (C₁), und
b) einer Pulserzeugungseinheit,
- b1) die parallel zum Zwischenkreiskondensator (C₁) geschaltet eine Reihenschal tung einer ersten Resonanzspule (L₁), eines Halbleiterschalters (T₁) und eines Resonanzkondensators (C₂) enthält,
- b2) die genau einen magnetischen Schalter (L₂) enthält, dessen erster Anschluß mit der Verbindungsstelle zwischen dem Halbleiterschalter (T₁) und dem Reso nanzkondensator (C₂) verbunden ist, und dessen zweiter Anschluß mit dem Ausgang (3) der Pulserzeugungseinheit für den Anschluß des Staubabschei ders (4) verbunden ist,
- b3) eine zum ersten Widerstand (R₁) parallel geschaltete Reihenschaltung einer Diode (D₁) und einer zweiten Resonanzspule (L₃) enthält, die ein Rückschwin gen der Energie ermöglicht, und
- b4) einen ersten Widerstand (R₁), der zwischen dem Netzteil-Ausgang (2) und den Pulserzeugungseinheiten-Ausgang (3) geschaltet ist, sowie einem zweiten Wi derstand (R₂), der parallel zum magnetischen Schalter (L₂) geschaltet ist, ent hält, wobei diese Widerstände (R₁, R₂) in den Pulspausen eine nahezu kon stante Unterlagerungsgleichspannung unterhalb der Koronaeinsetzspannung bewirken.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch abgewandelt, daß anstelle der ersten Resonanzspule (L₁) eine Resonanzspule (L₁₃) mit zwei Wicklungen (N₁, N₂) eingesetzt ist und die zweite Wicklung (N₂) die zweite Resonanzspule (L₃) ersetzt, wobei durch Variation des Windungsverhältnisses (N₁/N₂) die Zeit für das Rückschwingen der Energie beeinflußt werden kann.

3. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Re sonanzspule (L₃) nicht vorhanden ist und die Diode (D₁) zwischen den Pulseinheiten ausgang (3) und die Verbindungsstelle zwischen der ersten Resonanzspule (L₁) und dem Halbleiterschalter (T₁) geschaltet ist.

4. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch abgewandelt, daß der erste Widerstand (R₁) nicht vorhanden ist, und daß die Unterlagerungsgleich spannung durch ein zweites Netzteil (1.2) erzeugt wird, dessen Ausgang (5, 5′) zum Staubabscheider (4) parallel geschaltet ist und dessen Eingang entweder zum Zwi schenkreiskondensator (C₁) parallelgeschaltet ist oder aus dem Wechselspannungs netz (AC) gespeist ist.

5. Einrichtung zur gepulsten Spannungsversorgung eines elektrostatischen Staubabscheiders (4), mit der Multipulse sehr kurzer Pulsdauer generierbar sind, mit

a) einem aus einem Wechselspannungsnetz (AC) gespeisten Netzteil (1.1) zur Bereitstellung einer Zwischenkreisspannung (U_C1(t)) an seinen Ausgängen (2, 2′) und einem dazu parallelgeschalteten Zwischenkreiskondensator (C₁), und
b) einer Pulserzeugungseinheit,
- b1) die parallel zum Zwischenkreiskondensator (C₁) geschaltet eine Reihenschal tung eines Halbleiterschalters (T₁), einer ersten Resonanzspule (L₁) und eines Resonanzkondensators (C₂) enthält,
- b2) die genau einen magnetischen Schalter (L₂) enthält, dessen erster Anschluß mit der Verbindungsstelle zwischen der ersten Resonanzspule (L₁) und dem Resonanzkondensator (C₂) verbunden ist, und dessen zweiter Anschluß mit dem ersten Anschluß eines zweiten Resonanzkondensators (C₃), sowie dem ersten Anschluß einer dritten Resonanzspule (L₄) verbunden ist, wobei der zweite Anschluß des zweiten Resonanzkondensators (C₃) mit dem Bezugspol verbunden ist, der zwischen den ein- und ausgangsseitigen Anschlüssen (2′, 3′) der Pulserzeugungseinheit durchverbunden ist, und wobei der zweite An schluß der dritten Resonanzspule (L₄) mit dem Ausgang (3) der Pulserzeu gungseinheit verbunden ist,
- b3) die außerdem zum magnetischen Schalter (L₂) und zur dritten Resonanzspule (L₄) parallelgeschaltet einen zweiten Widerstand (R₂) enthält, sowie einen er sten Widerstand (R₁), der den Pulseinheiten-Ausgang (3) mit dem Netz teil-Ausgang (2) verbindet.

6. Einrichtung zur gepulsten Spannungsversorgung eines elektrostatischen Staubabscheiders (4) mit der Multipulse sehr kurzer Pulsdauer generierbar sind, und bei der ein Pulstransformator (Tr) zur Potentialtrennung eingesetzt ist, mit

a) einem aus einem Wechselspannungsnetz (AC) gespeisten ersten Netzteil (1.1) zur Bereitstellung einer Zwischenkreisspannung (U_C1(t)) an seinen Ausgängen (2, 2′) und einem dazu parallelgeschalteten Zwischenkreiskondensator (C₁),
b) einem zweiten - entweder aus dem Wechselspannungsnetz (AC) oder dem Ausgang (2, 2′) des ersten Netzteils (1.1) gespeisten - Netzteil (1.2), das eine Unterlagerungsgleichspannung liefert, und dessen Ausgang (5, 5′) dem Aus gang (3, 3′) einer Pulserzeugungseinheit parallelgeschaltet ist, und
c) der Pulserzeugungseinheit mit dem Pulstransformator (Tr),
- c1) die eine - an den Ausgang (2, 2′) des ersten Netzteils (1.1) angeschlossene - Reihenschaltung eines ersten Halbleiterschalters (T₁), der Primärwicklung des Pulstransformators (Tr) und eines zweiten Halbleiterschalters (T₂) enthält, so wie Entmagnetisierungsdioden (D₁, D₂), wobei die beiden Schalter (T₁, T₂) je weils gleichzeitig ein- und ausgeschaltet werden,
- c2) die sekundärseitig eine Reihenschaltung einer Entkopplungsdiode (D₃) und einer ersten Resonanzspule (L₁) enthält, wobei die Entkopplungsdiode (D₃) mit dem Wicklungsanfang der Sekundärwicklung des Transformators (Tr) verbun den ist und die Spule (L₁) mit dem ersten Anschluß eines ersten Resonanzkon densators (C₂) und mit dem ersten Anschluß eines magnetischen Schalters (L₂) verbunden ist, deren zweiter Anschluß mit dem ersten Anschluß einer vierten Resonanzspule (L₄) und dem ersten Anschluß eines zweiten Resonanzkon densators (C₃) verbunden ist, der zweite Anschluß der vierten Resonanzspule (L₄) den ersten Ausgang (3) der Pulserzeugungseinheit bildet, und wobei das Wicklungsende der Sekundärwicklung mit den jeweils zweiten Anschlüssen der Resonanzkondensatoren (C₂, C₃) und dem zweiten Anschluß (3′) der Pulser zeugungseinheit verbunden ist, und
- c3) bei der ein Widerstand (R₂) den Ausgang (3) der Pulserzeugungseinheit und die Verbindungsstelle zwischen erster Resonanzspule (L₁) und magnetischem Schalter (L₂) verbindet.

7. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekenn zeichnet, daß die Halbleiterschalter (T1 ,T2) der Pulserzeugungseinheit ausgewählt sind aus Thyristoren, GTO′s, IGBT′s oder MCT′s.

8. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekenn zeichnet, daß wenigstens eines der Netzteile (1.1, 1.2) als Schaltnetzteil ausgeführt ist.