DE19604026A1 - Schaltungsanordnung zur Spannungsverdopplung - Google Patents
Schaltungsanordnung zur SpannungsverdopplungInfo
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- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
- H02M7/10—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode arranged for operation in series, e.g. for multiplication of voltage
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Gleichrichteranordnung
gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine solche
Schaltungsanordnung ist unter dem Namen "Villard-Schaltung" aus
dem Buch von Tietze/Schenk "Halbleiter-Schaltungstechnik",
Springer-Verlag, Berlin, Heidelberg, New York, 1971, Seite 35
bekannt.
Die bekannte Schaltungsanordnung belastet die speisende
Wechselspannungsquelle, d. h. in der Regel ein
Wechselspannungsnetz, mit unsymmetrischen (Netz-)Strömen und
ist auch in ihrer Belastbarkeit gering.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Gleichrichterschaltungsanordnung der eingangs genannten Art
anzugeben, mit der die Belastbarkeit erhöht wird und die die
speisende Wechselspannungsquelle mit symmetrischen Strömen
belastet.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung (für eine einphasige
Anordnung) durch die im Anspruch 1 oder (für die eine
dreiphasige Anordnung) durch die im Anspruch 4 gekennzeichneten
Merkmale gelöst.
Mittels geringen Aufwands ist damit vorteilhafterweise die
erwünschte Spannungserhöhung der Gleichspannung erreichbar,
wobei sich gleichzeitig die Arbeitsfrequenz der Nachladung des
Stützkondensators verdoppelt bzw. sich entsprechend die
Ladezeit des Stützkondensators verringert. Neben einer Erhöhung
der Belastbarkeit der transformatorlosen Gleichspannungsquelle
wird bei gleich groß zu wählender Kapazität der Nachlade-
Kondensatoren eine Symmetrierung des die Wechselspannungsquelle
belastenden Stromes erreicht.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Anordnung nach der Erfindung
sind in den restlichen Ansprüchen gekennzeichnet.
Liegen den Nachlade-Kondensatoren jeweils Dioden parallel, d. h.
werden vorhandene Netzbrücken mit entsprechenden Nachlade-
Kondensatoren versehen, ist der Innenwiderstand der
Gleichspannungsquelle für Spannungen unterhalb der
gleichgerichteten Netzspannungsamplitude besonders gering.
Andererseits kann eine Nachladeschaltung mit Kondensatoren ohne
diesen parallelliegende Dioden z. B. ohne merkliche ohm′sche
Verluste als Vorladeschaltung eines Zwischenkreiskondensators
in einem Spannungszwischenkreisumrichter dienen, sogar über den
Wert der gleichgerichteten Netzspannungsamplitude hinaus bis
zum doppelten Wert.
Die Erfindung soll im folgenden für Ausführungsbeispiele anhand
der Zeichnung beschrieben werden. Es zeigen
Fig. 1a bis 1c eine einphasige Schaltungsanordnung nach
der Erfindung mit den Strompfaden über die
Schaltungselemente während dreier
aufeinanderfolgender Halbperioden der
Eingangswechselspannung,
Fig. 2 eine dreiphasige Anordnung gemäß der
Erfindung und
Fig. 3 die Villard-Schaltung als Stand der
Technik.
Gemäß Fig. 3 besteht die bekannte Spannungsverdopplerschaltung
nach Villard aus einem Stützkondensator Cd, an den eine hier
nicht gezeigte, in ihren Anschlüssen gestrichelt angedeutete
(in der Regel ohmisch-induktive) Last angeschlossen ist.
Zwischen den beiden Anschlüssen des Stützkondensators Cd liegen
hintereinander eine erste Diode D1 und eine zweite
Diode D2. Der Verbindungspunkt zwischen den beiden Dioden D1
und D2 ist an den einen Pol einer eine Eingangswechsel
spannung Ue bereitstellenden Wechselspannungsquelle U (z. B. ein
Wechselspannungsnetz) gelegt. Zwischen dem anderen Pol dieser
Wechselspannungsquelle U und einem der Anschlüsse des
Stützkondensators Cd ist ein erster Nachlade-Kondensator C1
geschaltet. Die Kapazität dieses ersten Nachlade-Konden
sators C1 ist gering gegen die Kapazität des Stützkonden
sators Cd.
Mit I ist der Stromverlauf von der Wechselspannungsquelle U
über den ersten Nachlade-Kondensator C1 und die erste Diode D1
während der einen Halbperiode der Eingangswechselspannung Ue
bezeichnet; während der anderen Halbperiode der Eingangs
wechselspannung Ue fließt gemäß dem Verlauf II der Strom von
der Wechselspannungsquelle U über die zweite Diode D2, den
Stützkondensator Cd und den ersten Nachlade-Kondensator C1
zurück zur Wechselspannungsquelle U. Dabei wird der
Stützkondensator Cd auf eine Gleichspannung Ud aufgeladen, die
maximal das Doppelte der Amplitude der Eingangswechselspan
nung Ue beträgt.
Erkennbar ist, daß die Ströme während der beiden Halbperioden
der Eingangswechselspannung Ue die Spannungsquelle U unter
schiedlich, d. h. unsymmetrisch (und damit nachteiligerweise
oberwellenbehaftet) belasten, da nur während der zweiten
Halbperiode (II) der Strom über den Stützkondensator Cd fließt.
Eine Nachladung des Stützkondensators Cd kann also nur während
jeder zweiten Halbperiode erfolgen. Infolge der üblicherweise
geringen Kapazität des Nachlade-Kondensators C1 gegenüber der
Kapazität des Stützkondensators Cd ist demnach die Belast
barkeit der Anordnung gering.
Die Erfindung schafft hier Abhilfe: Gemäß Fig. 1a bis Fig. 1c
ist zwischen den Pol der Wechselspannungsquelle U, an den der
erste Nachlade-Kondensator C1 angeschlossen ist und demjenigen
Anschluß des Stützkondensators Cd, der nicht unmittelbar mit
dem ersten Nachlade-Kondensator C1 verbunden ist, ein zweiter
Nachlade-Kondensator C2 geschaltet. Die Nachlade-Kondensato
ren C1, C2 haben beide die gleiche geringe Kapazität gegenüber
der Kapazität des Stützkondensators Cd. In vorteilhafter
Ausbildung des Erfindungsgedankens sind, um die Anordnung
gegenüber der (auch hier nicht gezeigten) Last mit möglichst
geringem Innenwiderstand zu versehen, parallel zum ersten
Nachlade-Kondensator C1 eine dritte Diode D3 und parallel zum
zweiten Nachlade-Kondensator C2 eine vierte Diode D4
geschaltet.
Erkennbar ist aus Fig. 1a bis Fig. 1c, daß die Dioden D1 bis D4
eine (üblicherweise bei Netzgleichrichteranordnungen (z. B. in
Zwischenkreisspannungsumrichtern) vorhandene)
Netzbrückenschaltung bilden, der lediglich die Nachlade-
Kondensatoren C1 und C2 im Sinne der Erfindung zugeschaltet
sind.
In Fig. 1a sind zwei sich ergebende Stromverläufe gestrichelt
bzw. strichpunktiert während einer ersten Halbperiode der
Eingangswechselspannung Ue bei noch zunächst ungeladenen
Nachlade-Kondensatoren C1 und C2 eingezeichnet und die sich
dabei aufbauenden Polaritäten der Potentiale an den
Kondensatoren C1, C2 und Cd angezeigt.
In Fig. 1b sind gestrichelt bzw. strichpunktiert zwei sich
ergebende Stromverläufe während der an die erste, im Falle der
Fig. 1a auftretende Halbperiode anschließenden zweiten
Halbperiode der Eingangswechselspannung Ue aufgezeigt und die
sich dabei ergebenden entsprechenden Polaritäten der Potentiale
an den Kondensatoren C1, C2 und Cd angeschrieben.
Schließlich sind in Fig. 1c die Strom- und Polaritäts
verhältnisse in der auf die zu Fig. 1b angesprochene
Halbperiode folgenden Halbperiode der Eingangswechsel
spannung Ue dargestellt.
Durch die gemäß der Erfindung ausgebildete Brückenschaltung
wird mit jeder Halbperiode der Eingangswechselspannung Ue dem
Stützkondensator Cd Energie nachgeladen. Dadurch verdoppelt
sich die Nachladefrequenz für den Stützkondensator Cd; er
erreicht schneller das höhere Spannungsniveau, und es kann ihm
der doppelte Strom entnommen werden, wobei der der Wechsel
spannungsquelle U entnommene Strom symmetrisch bleibt.
Eine vorteilhafte Variante zeigt Fig. 2 in einer dreiphasigen
Schaltung. Zusätzlich zu der zu den Fig. 1a bis 1c bereits
erläuterten Schaltungsanordnung ist ein weiterer Diodenzweig
mit einer fünften Diode D5 und einer sechsten Diode D6
vorgesehen, der den beiden Diodenzweigen aus den Dioden D1 und
D2 bzw. D3 und D4 in Bildung einer dreiphasigen
Brückenschaltung parallelgeschaltet ist. Die Verbindungspunkte
zwischen den Dioden in den jeweiligen Zweigen sind an die
dreiphasige Wechselspannung U mit den Anschlüssen RST gelegt.
Selbstverständlich können die Dioden D1 bis D6 (Fig. 1a bis
Fig. 1c) bzw. (Fig. 2) auch ansteuerbare Halbleiterschalter
sein.
Claims (4)
1. Gleichrichterschaltungsanordnung zur Erzeugung einer den
doppelten Wert der Spannungsamplitude einer Eingangs
wechselspannung (Ue) aufweisenden Spannung (Ud) an einem einer
Last parallelgeschalteten Stützkondensator (Cd) mit einer
zwischen dessen beiden Anschlüssen liegenden, durch eine erste
und eine zweite Diode (D1, D2) gebildeten Reihenschaltung, bei
der der Verbindungspunkt zwischen der ersten und der zweiten
Diode (D1, D2) mit dem einen Pol einer die Eingangs
wechselspannung (Ue) bereitstellenden Wechselspannungs
quelle (U) verbunden ist und bei der einer der beiden
Anschlüsse des Stützkondensators (Cd) über einen (ersten)
Nachlade-Kondensator (C1) an den anderen Pol der Wechselspan
nungsquelle (U) angeschlossen ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein zweiter Nachlade-Kondensator (C2) vorgesehen ist, der
einerseits ebenfalls an den anderen Pol der Wechselspan
nungsquelle (U) und andererseits an den nicht mit dem ersten
Nachlade-Kondensator (C1) verbundenen Anschluß des
Stützkondensators (Cd) angeschlossen ist.
2. Gleichrichterschaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß dem ersten Nachlade-Kondensator (C1) eine dritte Diode (D3)
sowie dem zweiten Nachlade-Kondensator (C2) eine vierte
Diode (D4) parallelgeschaltet sind.
3. Gleichrichterschaltungsanordnung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß bei einer dreiphasigen Wechselspannungsquelle (U) dem
Diodenzweig mit der ersten (D1) und zweiten Diode (D2) und dem
Diodenzweig mit der dritten (D3) und der vierten Diode (D4) ein
dritter Diodenzweig mit einer fünften (D5) und einer sechsten
Diode (D6) parallelgeschaltet ist, bei dem der Verbindungspunkt
zwischen der fünften (D5) und der sechsten Diode (D6) mit dem
dritten Pol der dreiphasigen Wechselspannungsquelle (U)
verbunden ist.
4. Gleichrichterschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1
bis 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Dioden (D1 bis D6) durch ansteuerbare Halbleiter
schalter ersetzt sind.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1996104026 DE19604026A1 (de) | 1996-01-24 | 1996-01-24 | Schaltungsanordnung zur Spannungsverdopplung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE1996104026 DE19604026A1 (de) | 1996-01-24 | 1996-01-24 | Schaltungsanordnung zur Spannungsverdopplung |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19604026A1 true DE19604026A1 (de) | 1997-08-07 |
Family
ID=7784500
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1996104026 Ceased DE19604026A1 (de) | 1996-01-24 | 1996-01-24 | Schaltungsanordnung zur Spannungsverdopplung |
Country Status (1)
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