DE1766435C3 - Temperaturkompensierter Quarzoszillator - Google Patents

Description

der sich in Abhängigkeit von der Temperatur ändert

Aus dem »Transistorlehrbuch« von H. E. K a d e η, 2. Auflage 1965, Seite 108, ist es bereits bekannt, dem Eingangskreis eines Transistors eine Steuerspannung zuzuführen, die von einem an der Versorgungsspannung liegenden Spannungsteiler mit einem temperaiurabhängigen Widerstand abgreifbar ist

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine temperaturkompensierte Oszillatorschaltung zu schaffen, bei der eine Kompensation der ι ο durch Temperaturschwankungen verursachten Frequenzänderungen mit einer Genauigkeit bis zu 10~⁷ unter Verwendung einfacher Schaltmittel möglich ist

Die temperaturkompensierte Oszillatorschaltung der eingangs genannten Art wird zur Lösung dieser Aufgabe derart ausgebildet, daß die Induktivität von einem sich mit der Umgebungstemperatur von einem Anfangswert an linear ändernden Gleichstrom durchflossen ist und daß der Anfangswert des Stromes einsteübar ist

Durch diese Maßnahmen erhält man eine Kompensationsschaltung, die es gestattet, die durch die Temperaturschwankungen bedingten Frequenzänderungen bis zu einer Frequenzgenauigkeit von ΙΟ-⁷ auszugleichen. Dabei kann die Kompensation durch Einstellung des Anfangsstromes der Induktivität den durch die verwendeten Bauteile jeweils unterschiedlichen Betriebsbedingungen der Oszillatorschaitung angepaßt werden. Die Temperaturkompensation ist außerdem weitgehend unabhängig von Verstimmungen der Resonanzfrequenz, y> die durch Alterung des Quarzes oder ähnliche Vorgänge hervorgerufen werden.

Bei einer vorteilhaften Weiterbildung der F.rfindung kann dem Eingangskreis eines Transistors eine Steuerspannung zugeführt werden, die von einem an der Versorgungsspannung liegenden Spannungsteiler mit mindestens einem temperaturabhängigen Widerstand abgreifbar ist, wobei der Ausgangsstrom des Transistors der Induktivität zugeführt wird. Diese Weiterbildung hat den Vorteil, daß bei nicht allzu großen Arbeitstemperaturbereichen die Kompensation nur auf einen Ast der Temperaturfrequenzparabel beschränkt werden kann, so daß man eine sehr einfache Schaltung erhält, bei der außerdem die Temperatureinflüsse der Bauteile auf die Kompensation sehr leicht zu beherrschen sind.

Sind jedoch die Arbeitstemperaturbereiche größer, so ist es erforderlich, eine Kompensation auf beiden Parabelästen durchzuführen. Zu diesem Zwecke kann vorteilhafterweise eine Schaltungsanordnung verwendet werden, die derart ausgebildet ist, daß der Ausgangsübertrager des Oszillators mit einer zusätzlichen mittelangezapften Wicklung versehen ist, die mit einem temperaturabhängigen Widerstand und einem weiteren ohmschen Widerstand zu einer Brücke ergänzt ist, und daß der Brückenausgang über eine Gleichrichterdiode mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden ist, dessen Ausgangsstrom der Induktivität zugeführt ist, und daß die Mittelanzapfung der zusätzlichen Wicklung mit einem zwischen den beiden Polen der Versorgungsspannungsquelle liegenden Spannungsteiler verbunden ist.

Anstelle eines Transistors läßt sich auch, wenn man ein aktives Bauteil vermeiden will, ein auf Resonanzfrequenz abgestimmter Parallelschwingkreis verwenden.

Eine in ihrem Aufbau besonders einfache Schaltung erhält man, wenn man anstelle der zur Temperaturkompensation vorgesehenen Induktivität und des den Gleichstrom liefernden Transistors ein mit einer eigenen Steuerwicklung versehenes Variometer setzt Dabei ist die Steuerwicklung zur völligen Entkopplung gegenüber der Variometerinduktivität um 90° verdreht

Bei Verwendung eines Transistors für die Erzeugung des Steuerstromes der Induktivität kann zum Zwecke einer hochohmigen Ankopplung eine für die Verstärkung der Steuerspannung in Emitterschaltung arbeitenden Transistorschaltung verwendet werden, bei der Emitter und Basis über eine Kapazität verbunden sind. Dadurch wirkt der Transistor, von der Koilektorelektrode her gesehen, als ein in Basisschaltung arbeitendes Verstärkerelement mit sehr hochohmigem Eingangswiderstand.

Zur Abstimmung des durch Alterungserscheinungen sich in seiner Resonanzfrequenz ändernden Quarzes läßt sich auch zwischen Quarz und Kompensationsinduktivität eine weitere einstellbare Induktivität einschalten.

Zur Erzielung einer optimalen Kompensation kann der Anfangswert des Stromes für die jeweils verwendeten Schaltungselemente einstellbar sein.

Anhand des Quarzersatzschaitbildes nach F i g. 1 sowie der Diagramme nach den F i g. 2,3, 7 und 8 sowie der Ausführungsbeispiele nach den F i g. 4, 5 und 6 wird die Erfindung näher erläutert.

F i g. 1 zeigt das Ersatzschaltbild des Schwingquarzes ohne Verluste.

Berechnet man den Leitwert dieser Schaltung, so ergibt sich nach einigem Umformen und beschränkt auf kleine Verstimmung

γ. _{r =} Q I

^r/'"^Cl C₁ 21/

fs

wobei/, = Serienresonanzfrequenz = ——,.-.

2 .-τ \ L₁C₁

1 / = Frequenzabweichung von /_s.

Benutzt man nun eine Induktivität L 2 in Reihe zum Quarz zur Verschiebung seiner Serienresonanzfrequenz, so ergibt sich folgender Zusammenhang zwischen der Induktivität L 2 und der Verstimmung Al·.

^v ' 2:ι//_λο/_<ί-γ ·

Da nur eine kleine Verstimmung betrachtet werden soll, kann ω als konstant angenommen werden.

Diese Funktion ist in Fig. 2 für ein Q/a -Verhältnis von 100 und 200 dargestellt.

Man erkennt, daß bis zu einer Verstimmung des Quarzes um ca. 1 · 10-⁴ der Zusammenhang zwischen der Induktivität L 2 und der Verstimmung zl/linear ist.

Eine Änderung der Induktivität L 2, z. B. zur Temperaturkompensation, ergibt, unabhängig von einer in Serie liegenden Induktivität L 2', die zum Ausgleich der Anlieferungstoleranz und der Alterung des Quarzes dienen kann, immer nahezu die gleiche Frequenzänderung.

Das Diagramm nach F i g. 3 zeigt den Zusammenhang zwischen Induktivität und Gleichstrom einer Spule mit Eisenkern. Wird bei einer gegebenen Spule ein Vorstrom von 5 niA angenommen, so folgt die Induktivitätsabnahme ziemlich gut einer quadratischen Funktion, die durch Punkte M angedeutet ist. Es ist nun

nur noch erforderlich, eine Schaltung zu finden, die von einer bestimmten Temperatur (Umkehrpunkt) ausgehend bei Temperaturänderung einen linear ansteigenden Strom zur Steuerung der Induktivität erzeugt. Dazu wird zweckmäßigerweise die in F i g. 4 gezeigte Wechselstrombrückenschaltung mit der Wicklung 4 und den Widerständen R 6 und R 7 verwendet.

Fig.4 zeigt die Schaltung eines Oszillators für 100 kHz. Der Oszillator enthält einen gegengekoppelten Transistor Ts 1 in Emitterschaltung. Die Rückkopplung erfolgt über Wicklung 2 des Übertragers Ü, über die zur Kompensation vorgesehene Induktivität L 2, die zur Frequenzeinstellung vorhandene Induktivität L 2' und den Quarz auf die Basis von Transistor Ts 1. Die Amplitude der Schwingung wird durch die Yerdopplerschaltung aus dem Kondensator C2 und den Halbleiterdioden CrI, Gr2 und die Zenerdiode SZ begrenzt. Gleichzeitig erhält der Generator über die Zenerdiode SZeine konstan.e Betriebsspannung. Die Brückenschaltung besteht aus der Symmetriewicklung 4 des Übertragers Ü, dem temperaturabhängigen Widerstand R6 und einem Widerstand RT. Der Widerstand Rl wird bei der Temperatur des Umkehrpunktes so eingestellt, daß die mit der Halbleiterdiode Gr3 gleichgerichtete Ausgangsspannung der Brücke zu null 2s wird. Die Brückenspannung gelangt auf die Basis des Transistors Ts 2 und wird in einen eingeprägten Strom, der über die Induktivität L 2 nach +B fließt, umgewandelt. Der Widerstand Λ 5 dient zur Gegenkopplung und damit zur Stabilisierung der Verstärkung. Da die Basis über den Kondensator CS abgeblockt ist, arbeitet der Transistor Ts 2, vom Kollektor gesehen, in Basisschaltung, ist also äußerst hochohmig, so daß der Quarzkreis fast nicht belastet wird. Die Widerstände RS, R9 dienen zur Einstellung des bereits erwähnten Vorstroms durch die Induktivität L 2.

In F i g. 5 ist eine Schaltungsanordnung gezeigt, bei der anstelle des Transistors Ts 2 der Parallelschwingkreis L 3, C 6 verwendet wird. Der Einfachheit halber sind nur die wesentlichen Teile der Schaltung dargestellt.

Fig. 6 zeigt eine vereinfachte Schaltungsanordnung, bei der nur ein Ast der Parabel ausgenützt wird, wobei der Umkehrpunkt des Quarzes am oberen Ende des Arbeitstemperaturbereiches, also z.B. bei etwa .')5°C liegt. Die Steuerspannung für den Transistor Ts 2 wird hierbei über den Spannungsteiler RW, /f 12 erhalten, wobei Λ 11 ein temperaturabhängiger Widerstand ist. Vertauscht man beide Widerstände untereinander, so erhält man eine Schaltung, bei der die Kompensation dann eintritt, wenn der Umkehrpunkt des Quarzes am unteren Ende des Arbeitstemperaturbereiches, also bei etwa 10°C liegt. Eine Brückenschaltung wie bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 5 ist für diesen Fall nicht erforderlich.

Das Diagramm in Fig. 7 zeigt die Abhängigkeil der Frequenz von dem in der Induktivität L 2 fließenden Strom I. Bei konstanter Umgebungstemperatur, etwa bei einem Strom 2,5 mA steigt die Frequenz wie gewünscht quadratisch mit dem Strom an. Bezogen auf einen Anfangsstrom von 5 mA sind die jeweils errechneten Punkte für eine quadratische Kennlinie eingezeichnet. Man sieht, daß sich die errechnete Kennlinie mit der gemessenen fast vollständig deckt.

Das Diagramm nach F i g. 8 zeigt die Abhängigkeit der Frequenz von der Temperatur, wobei die Kurve c die Abhängigkeit ohne Kompensation, die Kurve b die Abhängigkeit bei einem Vorstrom von 3,5 mA bei einer gegebenen Spule und die Kurve a die Abhängigkeit bei der gleichen Spule bei einem Vorstrom von 5 mA zeigt. Der richtige Vorstrom für die Induktivität L 2 ist daher für den praktisch zugrunde liegenden Fall 3,5 mA. Bei 5 mA wäre bereits eine Überkompensation vorhanden. Diese Überkompensation bei 5 mA kommt deshalb zustande, weil nicht nur der Quarz sondern auch die Induktivität L 2, die Diode D 3 und der Transistor Ts 2 temperaturabhängige Einflüsse aufweisen.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (9)

Patentansprüche:

1. Temperaturkompensierter Oszillator mit einem im Rückkopplungsweg liegenden Quarz als frequenzbestimmendes Element, wobei in Reihe zum Quarz eine Induktivität angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (L2) von einem sich mit der Umgebungstemperatur von einem Anfangswert an linear ändernden deich- ι ο strom durchflossen ist und daß der Anfangswert des Stromes einstellbar ist

2. Temperaturkompensierter Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Eingangskreis eines Transistors (Ts 2) eine Steuerspannung zugeführt ist, die von einem an der Versorgungsspannung liegenden Spannungsteiler (RiI, R12) mit mindestens einem temperaturabhängigen Widerstand (R 11) abgreifbar ist, und daß der Ausgangsstrom des Transistors der Induktivität (L 2) zugeführt ist

3. Temperaturkompensierter Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangsübertrager (U) des Oszillators mit einer zusätzlichen mittelangezapften Wicklung (4V versehen ist, die mit einem temperaturabhängigen Widerstand (R 6) und einem ohmschen Widerstand (R 7) zu einer Brücke ergänzt ist, und daß der Brückenausgang über eine Gleichrichterdiode (Gr 3) mit der Steuerelektrode des Transistors (Ts 2) verbunden ist, dessen Ausgangsstrom der Induktivität (L 2) zugeführt ist, und daß die Mittelanzapfung der zusätzlichen Wicklung (4) mit einem zwischen den beiden Polen der Versorgungsspannungsquelle (Ub) liegenden Spannungsteiler (R 8, R 9) verbunden ist.

4. Temperaturkompensierter Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle eines Transistors (Ts 2) ein auf Resonanzfrequenz abgestimmter Parallelschwingkreis (L3, C6) verwendet ist.

5. Temperaturkompensierter Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle der Induktivität (L 2) und des Transistors (Ts 2) ein mit einer eigenen Steuerwicklung versehenes Variometer verwendet ist.

6. Temperaturkompensierter Oszillator nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (Ts 2) für die Verstärkung der Steuerspannung in Emitterschaltung arbeitet und daß Basis und Emitter über eine Kapazität (CS) verbunden sind.

7. Temperaturkompensierter Oszillator nach einem der Ansprüche 2, 3 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß im Emitterkreis des Transistors (Ts 2) ein Gegenkopplungswiderstand (R 5) liegt.

8. Temperaturkompensierter Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Quarz (Q)und der der Kompensation dienenden Induktivität (L 2) eine weitere veränderbare Induktivität (L 2') eingeschaltet ist.

9. Temperaturkompensierter Oszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Anfangswert des Stromes ft? für die jeweils verwendeten Schaltungselemente einstellbar ist.

Die Erfindung betrifft einen temperaturkompensierten Oszillator mit einem im Rückkopplungsweg liegenden Quarz als frequenzbestimmendes Element, wobei in Reihe zum Quarz eine Induktivität angeordnet ist

Schwingquarze mit Ausnahme der Dickenscherungsschwinger zeigen einen parabelförmigen Verlauf der Resonanzfrequenz über der Temperatur. Ihr Anwendungsgebiet liegt im Bereich bis etwa 500 kHz. Legt man ihren Umkehrpunkt auf 35° C, so muß je nach Quarzschnitt mit einer Frequenzabweichung von 10 bis 20 · 10-⁶ im Temperaturbereich von 10 bis 6O⁰C gerechnet werden. Häufig wird eine bessere Frequenzkonstanz benötigt Dazu ist der Quarz in einem Thermostat unterzubringen, der insbesondere bei tiefen Frequenzen groß wird, wegen der Regelschaltung aufwendig ist und einen nicht zu unterschätzenden Heizleistungsbedarf hat In vielen Fällen genügt eine Frequenzkonstanz von 1 bis 10 - I0~⁶. Dafür bietet sich eine Kompensation des Temperaturgangs der Quarzresonanzfrequenz an.

Zur Temperaturkompensation ist es aus dem Artikel »Temperature Compensated Crystal-Oscillators for Production« von R.C. Rennick, erschienen in »Bell Laboratories Record«, October 1964, Seiten 321-325, bekannt, eine Kapazitätsdiode in Reihe zum Quarz vorzusehen. Vorteilhaft ist die leichte Steuerbarkeit einer solchen Diode. Da sie einen sehr geringen Sperrstrom aufweist, kann sie über einen sehr hohen Vorwiderstand gesteuert werden. Schwierig ist es jedoch, eine geeignete temperaturabhängige Schaltung zu finden, die zusammen mit der Charakteristik der Diode den gewünschten Kapazitätsverlauf ergibt. Durch Kombination verschiedener temperaturabhängiger Widerstände kann ein parabelförmiger Verlauf der Kompensationsspannung in Abhängigkeit von der Temperatur erreicht werden. Da jedoch der Umkehrpunkt und die Steilheit nicht getrennt voneinander eingestellt werden können, sind umfangreiche Messungen zur Einstellung erforderlich. Da durch eine Frequenznachstellung die Wirkung der Kompensation verändert wird, ist diese Kompensation nur für Quarze mit kleiner Alterung oder mit vorgealterten Quarzen möglich

Die Kapazitätsdiode muß eine Vorspannung erhalten, die größer als die Spitzenspannung der an ihr stehenden Wechselspannung sein muß. Bei Generatoren mit tiefen Frequenzen (etwa bis 100 kHz) ist der Scheinwiderstand

—= zwangsläufig groß.

Die Kapazitätsdiode muß so stark vorgespannt werden, daß sie in den Bereich geringer Steilheit kommt. Eine Kompensation ist dann nicht mehr möglich.

Aus der französischen Patentschrift 11 76 419 ist ein Quarzoszillator bekannt, bei dem jeweils ein Blindelement (Kondensator oder Spule) zusammen mit einem temperaturabhängigen Widerstand verwendet wird, wobei die Kompensation darauf beruht, daß sich durch den in Abhängigkeit von der Temperatur ändernden Widerstand der Phasenwinkel der verwendeten Elemente ändert und wobei der temperaturabhängige Widerstand so gewählt wird, daß nach Möglichkeit durch die Änderung des Phasenwinkels die Frequenz des Quarzes konstant bleibt. Dieser Effekt beruht eindeutig auf Wechselstrombasis. Aus keiner Stelle dieser Entgegenhaltung ist zu entnehmen, daß die bei der Anordnung nach F i g. 7 in Reihe geschaltete Spule von einem zusätzlichen Gleichstrom durchflossen ist,