DE1762347A1 - Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler - Google Patents

Description

DIPL.-ING. H. MARSCH 4 Düsseldorf, 1 7 Ö 2 3 4

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Beschre ibun

zum Patentgesuch

der Fa. Weston Instruments, Inc., 6l4 Frelinghuysen Avenue,

Newark, New Jersey/ U.S.A. λ

betreffend:
"Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler"

Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Digital-Wandler vom sogenannten Doppelflanken-Typ, insbesondere für die Anwendung in einem Digital-Voltmeter vom integrierenden Typ, das aus Festkörperschaltkreisen aufgebaut ist.

Verschiedene Ausführungen von Digital-Voltmetern des beschriebenen Typs sind bekannt. Üblicherweise ist dabei ein Integrierverstärker mit einem Stromsummierpunkt vorgesehen, an den das analoge Eingangssignal während eines Zeitintervalls des Voltmeterbetriebs angelegt wird, und an den während eines zweiten Zeitintervalls des Betriebes ein genauer Bezugsstrom angelegt wird (mit oder ohne das analoge Eingangssignal,Je nach dem bestimmten Voltmeter-Schaltkreis-Typ)

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Der Integrierverstärker umfaßt typischerweise einen GleichspannungsversSirker mit einer hohen negativen Spannungsverstärkung und einen Integrierkondensator in einer Gegenkopplungsschleife, die den Ausgangsanschluß des Verstärkers mit dem Summierpunkt verbindet. Wenn der Integrierverstärker für den Empfang des analogen Eingangssignals angeschlossen ist, wird der Kondensator aufgeladen in einem Maße, das proportional ist zur Amplitude des Eingangssignals und an ihm liegt eine Spannung und zugleich am Ausgangsanschluß des Verstärkers, die die Anstiegsflanke einer Sägeζahnwellenform bildet. Diese erste Flanke kann eine ins Positive gehende oder ins Negative gehende Spannung sein, je nach der Polarität des analogen Eingangssin^gals. Die Bezugsstromquelle wird dann mit dem Summierpunkt nach einer konstanten Zeitperiode vom Beginn der Erzeugung der ersten Planke verbunden oder, nachdem die erste Planke einen vorgegebenen Spannungspegel kreuzt, damit der Kondensator in vorgegebenem Maße entladen wird, mindestens teilweise, durch den entgegengerichteten Bezugsstrom. Die Entladung des Kondensators erzeugt eine zweite Flanke umgekehrter Neigung bezüglich der ersten Flanke und die Kondensatorentladung setzt sich fort, bis die zweite Flankenspannung einen vorgegebenen Bezugsspannungspegel durchläuft, typischerweise Massepotential. Die Zeit, die für die Entladung des Kondensators auf diesen Bezugsspannungspegel benötigt wird, wird gemessen durch Impulse konstanter Frequenz, die von einem Impulsgenerator oder Oszillator erzeugt werden, und einem Pulszähler zugeführt und zeitweise gespeichert werden. Durch die Messung des Zeitintervalls, das erforderlich ist für die Messung der zweiten Flanke Jedes Sägezahnwellenzuges, ist die Impulszahl, die im Zähler bei Beendigung der zweiten Flankenintervallzeit gespeichert ist, eine Funktion der mittleren Amplitude des analogen Eingangssignal. Da zwei

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kontinuierliche Flanken erzeugt werden infolge zwei aufeinanderfolgenden zeitlichen Integrationen des Signals, die aufeinanderfolgend an den Summierpunkt während jedes aufeinanderfolgenden Zyklus der Analog-Digital-Wandlung angelegt werden, werden die hier infrage kommenden Digital-Voltmeter meist als "Doppelflanken-Integriertyp-Voltmeter" bezeichnet.

Die bisher üblichen Digital-Voltmeter dieser Bauart verwenden eine Rückstellschaltung, damit der Zähler mindestens unmittelbar vor der zweiten Flanke des Sägezahns rückgestellt wird und der Zähler damit in der Lage ist, die Zeit zu bestimmen, die für die Erzeugung der zweiten Flanke benötigt wird, und zwar in Form einer Pulszählung.

Bei bestimmten Voltmetern dieser Bauart wird der Zähler rückgestellt durch einen Rückstellschaltkreis in Koinzidenz mit der Auslösung der ersten Flanke oder in Koinzidenz mit dem Zeitpunkt, zu dem die erste Flanke einen vorgegebenen Spannungspegel während der Integration des Eingangssignals durchläuft. Der Zahler, der von Impulsen aus einem Oszillator weitergeschaltet wird, fährt mit der Zählung dieser Pulse fort, bis seine.Gesamtzählkapazität erreicht ist, woraufhin er ein Signal abgibt, das die Kopplung der Bezugsstromquelle an den Eingangspunkt des Integrierverstärkers triggert. Demgemäß wird die Erzeu^- gung der zweiten Flanke ausgelöst um eine vorbestimmte Zeitperiode nach der Auslösung der ersten Flanke oder nachdem die erste Flanke ihren vorgegebenen Spannungspegel erreicht hat,und da die Neigung der zweiten Flanke konstant gehalten wird durch den Strom aus der Konstantstromquelle, wird eine Zunahme oder Abnahme der Neigung der ersten Flanke wiedergegeben durch eine entsprechende Zunahme oder Abnahme des

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Zeitintervalls, das erforderlich ist, bis die zweite Flanke einen Spannungsbezugspegel durchläuft, der für sie vorgesehen ist. Die von dem Zähler registrierte Zählung während des Zeitintervalls der zweiten Flanke bildet eine Anzeige, die ein Maß ist für die mittlere Amplitude des Eingangssignals, das die erste Flanke erzeugt hat. In Verbindung mit der Rückstellschaltung wird gewöhnlich auch ein Ubertragungsschaltkreis verwendet, um die Übertragung des Zählerinhaltes in ein Zifrischenspeicherregister zu be-

fe wirken, bevor der Zähler wieder rückgestellt wird. Um eine Dezimalablesung zu ermöglichen, steuert der Pufferspeicher gewöhnlich eine Gasröhrenanzeige an, beispielsweise in der Form einer Mehrzahl von Kaltkathoden.-Gasröhren, die jeweils zehn Kathoden in Form der Ziffern 0 bis 9 aufweisen. Diese Röhren leuchten, wenn sie durch den Pufferspeicher angesteuert werden, auf und ermöglichen damit eine Ablesung der analogen Signalamplitude in digitaler Form. Obwohl der Pufferspeicher für eine konstant leuchtende Anzeige während eines vollständigen Wandlungszyklus ausgebildet sein kann, ist es für zahlreiche kommerzielle Anwendungsfälle nicht erforderlich, daß die Anzeige kontinuierlich für ein Zeitintervall von mehr als beispielsweise eine halbe Sekunde

ψ vorliegt.

Der Gleichspannungsverstärker, der in dem Irtegrierverstärkerschaltkreis der bisher üblichen Voltmeter verwendet v/ird, kann bis zur Sättigung oder fast bis zur Sättigung gebracht werden, wenn die Voltmeterablesung nicht in Betrieb ist und wenn der Summierpunkt mit der analogen Eingangssignalquelle verbunden bleibt. Wenn demgemäß das Voltmeter zur Ablesung gebracht werden soll, muß der Verstärker von dem Zustand der Sättigung oder nahe der Sättigung wieder weggebracht werden. Dabei werden Ubergangs-

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spannungen in die ersten Sägezahnwellenzuge der Verstärkerausgangsspannung eingeführt, mit dem Ergebnis, daß diese Wellenformen von einer Sägezahnwellenform abweichen, die genau das Zeitintegral des analogen Eingangssignals repräsentieren wurden. Um zu verhindern, daß der Verstärker in oder fast in die Sättigung gebracht wird während Zeitperioden, in denen die Voltmeterablesung tatsächlich keine Analog-Digital-Wandlung des analogen Eingangssignals durchführt, wird sehr oft der Summierpunkt des Integrierverstärkers von der Eingangssignalquelle abgetrennt. Dieses Anlegen und Abtrennen des Summierpunktes an die bzw. von der Eingangsignalquelle wird im allgemeinen bewirkt durch Verwendung von Pestkörpergattern oder Schaltkreisen und diesen zugeordnete Steuerschaltkreise. Bekanntlich können solche Eingangsgatter unerwünschte Rauschkomponenten in das analoge Eingangssignal einführen, insbesondere in solchen Fällen, wenn die Signalquelle eine verhältnismäßig hohe Impedanz aufweist. In solchen Fällen können die Rauschkomponenten als Fehlersignale an den Integrierverstärker gelangen mit dem zu erwartenden Ergebnis, daß der Sägezahnausgang des Integrierverstärkers nicht den wirklichen Wert des analogen Eingangssignals ohne solche überlagerte Rauschspannung wiedergibt.

Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler und Digital-Voltmeter, in denen solche verwendet werden, besitzen den Vorteil, daß sie besonders geeignet sind für die Herstellung aus marktgängigen integrierten Schaltkreisen. Integrierte Schaltkreise ermöglichen eine erhebliche Verringerung der Größe und der Herstellungskosten von solchen Digital-Voltmetern. Es versteht sich jedoch, daß die Anzahl der Komponenten, die für ein Digital-Voltmeter etforderlich sind,

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auf ein Minimum gebracht werden könnte, wenn die Rückstellung des Zählers und die Eingangsgatterschaltung eliminiert werden könnten, ohne daß die Genauigkeit des Voltmeters nachteilig beeinflußt wird, so daß es möglich wäre, die Kompliziertheit und damit die Kosten für ein solchen Instrument weiter zu senken. Gegenstand der Erfindung ist die Schaffung eines Doppelflanken-Analog-Digital -Wandlers für ein Digital-Voltmeter vom integrierenden Typ, das auch ohne Zählerrückstellung und ohne Eingangsgatterschaltung genau arbeitet und dabei verhältnismäßig einfache Mittel erfordert,um die Übergangswellenformen auszugleichen, die als unerwünschtes Nebenprodukt bei der Entfernung der genannten Schaltkreise auftreten.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe bei einem Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler mit einer Eingangsklerane für das Eingangssignal, mit einer Integrierschaltung, mit einer Bezugsspannungsquelle entgegengesetzter Polarität wie das Eingangssignal, mit einer Zeitgeberimpulsquelle, mit einem Impulszähler für die Zählung der ihm von der Zeitgeberimpulsquelle zugeführten Impulse zwecks Festlegung eines konstanten ersten Zeitintervalls für die Integration in einer Richtung mittels der Integrierschaltung, mit einer Umschalteinrichtung für das Anlegen der Bezugsspannungsquelle bei Erreichen einer vorbestimmten Zhählung durch den Impulszähler an die 4±e Integrierschaltung zwecks Integration in der anderen Richtung bis zu einem Bezugspegel während eines zweiten Zeitintervalls, repräsentiert durch die während die- 'ses zweiten Intervalls vom IM-Pulszähler gezählten Zeitgeberimpulse und mit einer Abtastschaltung» die mit der Integrierschaltung gekoppelt ist für die Erzeugung eines Aus» gangssignals bei Durchgang des Integrierwertes durch den

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Bezugsspannungspegel gelöst durch zwischen die Abtastschaltung und die Zeitgeberimpulsquelle geschaltete Schaltkreise für die Beendigung der Übertragung von Zeitgeberimpulsen zum Impulszähler infolge Ansprechen der Schaltkreise auf das Eintreffen von mindestens zwei aufeinanderfolgenden Ausgangssignalen der Abtastschaltung.

Die Integrierschaltung erzeugt eine Mehrzahl von Ausgangssignalen mit Sägezahnspannungsform,und jeder dieser Wellenzuge besteht aus einer ersten und einer zweiten Flanke Λ entgegengesetzter Neigung. Das Verhältnis des Zeitintervalls der zweiten Flanke zur Gesamtperiode jedes Sägezahnwellenzuges ist eine Funktion des mittleren Signals, jedesmal, wenn die zweite Flanke jedes Wellenzuges einen Bezugsspannungspegel, üblicherweise 0 Volt,durchläuft. Die Tastschaltung (z.B. ein Komparator) erzeugt Ausgangssignale, die infolge aufeinanderfolgender Nulldurchgänge jeder zweiten Flanke entstehen, die die nachfolgende Entkopplung des zweiten Eingangssignals von der Integriersrihaltung bewirken und dabei die Erzeugung der zweiten Flanke jedes Sägezahnwellenzuges beenden. Die erfindungsgemäßen Schaltkreise können einen Binärteiler umfassen, der von der Folge der zweiten Abtastschaltungsausgangssignale angesteuert wird f und seinerseits ein Ausgangssignal erzeugt bei Empfang von jeweils beispielsweise vier aufeinanderfolgenden zweiten Abtastschaltungssignalen. Das Ausgangssignal von diesem Binärteiler bewirkt die Abtrennung des Zeitgebergenerators von dem Zähler, worauf der Zähler einen Digitalausgang abgibt, der repräsentativ ist für die mittlere Amplitude des Analog-Eingangssignals. Übergangswellenformen, die während der ersten zwei oder drei Wandlungszüge» erzeugt werden, werden durch die Verwendung dieses Binärteilers ausgeschieden.

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Es kann auch gemäß der Erfindung Vorsorge getroffen werden, daß in dem Zähler eine Kompensation geschaffen wird für das Anlegen eines konstanten Rückstellstromes an die Integrierschaltung, damit der Wandler eine gewisse Widerstandsfähigkeit gegen Polaritätsumkehr des analogen Eingangssignais bekommt.

Die Erfindung soll nun unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen im einzelnen erläutert werden.

P Fig. 1 zeigt das Schaltungsdiagramm eines

Digital-Voltmeters, das unter Verwendung des Erfindungsgedankens aufgebaut ist,

Fig. 2a bis 2j zeigen typische Spannungswellenformen, die an verschiedenen Punkten der Schaltung des Digital-Voltmeters nach Fig. 1 auftreten, und zwar während eines voll ständigen Analog-Digital-Wandlungszyklus, wobei die Wellenformen mit entsprechenden Buchstaben bezeichnet sind, wie sie in Fig. 1 verwendet worden sind,

Fig. Ja bis J>i stellen in größerem zeitlichen Maßstab typisches? Spannenwellenformen während eines repräsentativen vollständigen Analog-Digital-Wandlungszyklus dar, und diese Wellenformen entstehen, nachdem das Digital-Voltmeter nach Fig. 1 den Endzustand während des Betriebes erreicht hat,

Fig. 4 zeigt in vergrößertem Maßstab typische

Sägezahnwellenformen, wie sie in Fig. 2h erscheinen und zum Vergleich vier entsprechende

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aber ideale Sägezahnformen, die den typischen Wellenformen überlagert sind.

Das in Pig. I dargestellte Digital-Voltmeter vom Doppelflanken-Integrier-Typus ist in der Lage, ein analoges Eingangssignal in digitale Form umzuwandleln. Das analoge Eingangssignal kann eine analoge Spannung V unbekannter

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Amplitude sein, die mit bekannter Polarität an die Voltmeter-Eingangsklemmen Ιο,ΐο angelegt ist. Der positive Anschluß Io ist verbunden mit einem Stromsummierpunkt 11 über einen Eingangswiderstand 12, und der analoge Strom, der durch den Widerstand 12 fließt, ist mit I bezeichnet. Die Anschlüsse lo, Io können dauernd an die Ausgangsklemmen irgendeiner Spannungsquelle angeschlossen sein, die eine analoge zu messende Spannung V erzeugt. Offensichtlich

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kann die Signalquelle ebensogut eine Stromquelle wie eine Spannungsquelle sein, und der Widerstand 12 kann am Eingang der Schaltung entfernt werden, wenn der analoge Eingangsstrom vorliegt, der dann direkt an den Punkt 11 gelegt werden kann.

Der Punkt 11 bildet zugleich den Signalinvertereingang eines konventionellen Integrierverstärkers 13. Der Integrierverstarker 13 umfaßt einen Gleichspannungsverstärker 14, der durch eine hohe negative Spannungsverstärkung gekennzeichnet ist. Der Verstärker 14 ist in dem dargestellten Ausführungsbeispiel mit zwei Eingängen gezeigt, derart, daß der Eingang, an dem das Signal nicht invertiert wird, an Masse gelegt wird. Der Verstärker 14 braucht jedoch nur einen Eingang aufzuweisen, das heißt einen solchen, an dem das Signal invertiert wird. Der Integrierverstärker 13 umfaßt ferner einen Integrierkondensator 15* dessen einer Belag mit dem Punkt 11 verbunden ist und dessen anderer

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Belag am Ausgangsanschluß 16 des Verstärkers liegt. Die integrierte Ausgangsspannung, die am Anschluß l6 erscheint, ist mit V bezeichnet. Da. der Verstärker 14 eine hohe negative Spannungsverstärkung hat, wird bei einer geringen positiven Spannung V bezüglich des Mai
bis hoch ins Negative gehen.

Spannung V bezüglich des Massepotentials die Spannung V

Wenn die Voltmeter-Anzeige nicht in Betrieb ist, läßt die dauernde Anlegung einer kleinen positiven Spannung am Punkt 11 die Spannung V zunehmend negativ werden, bis der Verstärker 14 gesättigt wird, aus welchem Zustand er sofort wieder herausgebracht werden muß, wenn die Voltmeter-Anzeige nachfolgend in Betrieb gesetzt wird. Um zu verhindern, daß der Verstärker 14 in die Sättigung während dieses Zeitraumes getrieben wird, ist eine Zenerdiode 19 mit einer bekannten Rückwärtsspannung in die negative Rückkopplungsschleife des Verstärkers eingeschaltet. Die Kathode der Diode 19 ist mit dem Punkt 11 verbunden, und die Anode ist mit dem Anschluß l6 verbunden. Indem man eine Zenerdiode auswählt, die dann ihre Durchbruchsspannung erreicht, wenn die Anodenspannugng etwas negativer ist als die maximale negative Spannung, die die Spannung V bei Vollauschlag des analogen Eingangssignals annimmt, klemmt diese Diode 19 den Anschluß 16 auf dieses etwas höhere negative Spannungspotentiale und verhindert damit die Sättigung des Verstärkers 14.

Jede Sägezahnspannung wird gebildet von ersten und zweiten Spannungsflanken entgegengesetzter Neigung, die einander durchsetzen, um so einen Punkt der Wellenformumkehr auszubilden; die zweite Spannungsflanke jedes Sägezahns wird dabei erzeugt durch die Entladung des Kondensators 15· Die Entladung dieses Kondensators wird bewirkt durch öffnen eines

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Gatters 22, das, wenn es geöffnet ist, einen Bezugsstrom I. vom Punkt 1] wegfließen läßt. Der Strom I. wird erzeugt von einer negativen Bezugsspannungsauelle 23 konstanter Amplitude, die äen in ununterbrochener Serienschaltung über das Gatter22 mit einem Widerstand 24 verbunden ist, dessen anderes Ende am Punkt 11 liegt. Die Spannung konstanter Amplitude, die von der Quelle 2^ erzeugt wird, ist mit -V. bezeichnet, und um das Verständnis der Erfindung zu erleichtern, soll angenommen werden, daß die Spannung V. normalisiert ist oder gleichgemacht ist der analogen Eingangsspannung V durch die bekannte Voraussetzung, daß

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die Widerstandswerte der Widerstände 12 und 24 gleich sind. Es versteht sich jedoch, daß es der Bezufesstrom I. ist, der maßgebend ist für die Ausbildung der zweiten Spannungsflanke der Integrierausgangsspannung, und daß dieser Strom typischerweise einer Bezugsstromque He entnommen wird.

Die Spannungsquelle 2J besitzt eine Polarität entgegengesetzt der der analogen Eingangsspannung V und erzeugt einen Strom I. mit einer Amplitude, die größer ist als die algebraische Summe aller anderen Ströme, die am Punkt 11 erscheinen. Wenn der Strom I_A an den Punkt 11 angelegt wird, beginnt der Punkt 11, zunehmend negativ zu werden, aber weil der Punkt virtuell auf Massepotential liegt - infolge der hohen negativen Verstärkung des Verstärkers 14 - wird die Integratorausgangsspannung V zunehmend ins Positive gehen und schließlich auf das vorher vorliegende Massepotential zurückkehren, womit die Erzeugung der zweiten Spannungsflanke des Sägezahns beendet wird.

Das Gatter 22 kann ein konventionelles Koinzidenzgatter aufweisen, das geöffnet wird durch gleichzeitiges

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Anlegen einer negativen Spannung an einem Eingang von der Quelle 23 und einen positiven Spannungsimpuls an dem anderen Eingangjder mit "offen" bezeichnet ist. Der positive Öffnungsimpuls stammt von einem Komparator-Flip-Flop 25 und erscheint dann> wenn die zweite Spannungsflanke der Spannung V das Massepotential kreuzt. Das Verschwinden des positiven Spannungsimpulses am"Offen"-Anschluß sperrt das Gatter 22 und entkoppelt damit die Quelle 23 vom Punkt 11. Demgemäß bestimmt die Pulsbreite des positiven Pulses, der an das Gatter 22 angelegt wird, die Zeitperiode, wenn die Spannungsquelle 23 mit dem Punkt 11 verbunden ist. Aus Gründen, die allgemein, bekannt sind (siehe z.B. US-Patentschrift 3 o51 939) ist das Verhältnis der Zeit, während der das Gatter 22 offen ist, zur Periode eines vollständigen Wandlungsayklus, während der das Gatter 22 geöffnet und geschlossen ist, proportional der mittleren Amplitude des Eingangssignals während des vollständigen Wandlungszyklus. Die Quelle 23 kann eine Batterie aufweisen, deren positiver Pol mit Masse verbunden ist und dessen negativer Pol mit dem entsprechenden Eingangsanschluß des Gatters 22 verbunden ist. Eine normale mit Zenerdiode bestückte Bezugsspannungsquelle für negative Spannungen kann ebenfalls für diesen Zweck verwendet werden.

Der Komparator-Flip-Flop 25 kann einen Differential· Verstärker mit positiver Rückkopplung aufweisen, wodurch der Komparator-Flip-Flop im wesentlichen als Nulldurchgangsdetektor mit Speicherwirkung arbeitet. Der Komparator-Flip-Flop 25 kann in seinen "Ein"-Status geschaltet werden, durch ins Positive gehende Anstiegsflanken einer positiven Impulsf unkt ion., die an den Eingangsanschluß mit der Bezeichnung "Ein" angelegt wird, und wird Jn den "Aus"-Status geschaltet durch Anlegen von, Massepotential an den mit "Aus" bezeichneten Anschluß. Der, Status des Komparator-FlipwFlops 25 wird nicht

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beeinflußt durch ins Negative gehende Impulse, die an irgendeinem der Eingangsanschlüsse erscheinen könnten. Wenn der Komparator-Flip-Flop 25 eingeschaltet ist, erzeugt er eine ins Positive gehende Impulsspannung und erzeugt diesen Impuls so lange, bis er ausgeschaltet ist, infolge der Tatsache, daß die Integratorausgangsspannung V das Massepotential erreicht.

Wenn der Komparator-Flip-Flop 25 eingeschaltet ist, erzeugt er einen positiven Ausgangsimpuls, der das Gatter 22 öffnet und damit die negative Spannungsauelle 2^ an den Punkt 11 anlegt,bis die zweite Spannungsflanke der Spannung V den Nullspannungspegel kreuzt, Massepotential an den "Aus"-AnsBchluß des Komparator-Flip-Flops 25 legt und den Flip-Flop 25 triggert, daß er ausschaltet, worauf die Ausgangsspannung des Flip-Flops scharf auf Massepotential abfällt. Dieses Massepotential sperrt das Gatter 22 und bewirkt, daß die Entkopplung des Bezugsstromes I vom Punkt Der oben beschriebene Zyklus der Sägezahnerzeugung wiederholt sich, wenn der nächste positive Impuls an den "Ein"-Anschluß des Komparator-Flip-Flops 25 gelegt wird.

Ein konstanter Rückstellstrom wird am Punkt 11 benötigt, um zu verhindern, daß der Komparator-Flip-Flop 25 fälschlicherweise ausgetriggert wird durch eine negative Spannungsdrift im Verstärker, durch Rauschsignale in der Eingangsspannung V oder durch eine Umkehr der Eingangsspannungspolarität. Eine Umkehr der Eingangsspannungspolarität muß auch berücksichtigt werden, falls die Eingangsspannung einer Quelle entnommen wird, wie beispielsweise einem Thermoelement des Typs, bei dem die Polarität der Ausgangsspannung sich infolge einer Temperaturänderung in der Umgebungstemperatur umkehrt. Eine Umkehr der Eingangsspannungspolarität kann ferner

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auftreten, wenn durch Fehlbed!enung die Eingangsspannungsanschlüsse verwechselt werden· Dem Punkt 11 kann der RUckstellstrom von einer konstanten positiven Rückstellungsspannung squel Ie 26 zugeführt werden, die mit dem Punkt 11 über einen Widerstand 27 verbunden ist. Die Rückstellspannung, die von der Quelle 26 erzeugt wird, ist mit -fV_ bell

zeichnet, und der Rückstellstrom, der durch den Widerstand 27 zum Punkt 11 fließt, ist mit I_n bezeichnet. Wiederum

zur Erleichterung des Verständnisses der Erfindung kann die Spannung V_n als normalisiert bezüglich der Spannung V angenommen werden, indem ebenfalls vorausgesetzt wird, daß der Wert des Widerstandes 24 gleich dem ist des Widerstandes 12. Die Quelle 26 kann eine Batterie enthalten, deren negativer Pol mit Otesse*» verbunden ist und deren positiver Pol mit dem entsprechenden Anschluß des Widerstandes 27 verbunden ist. Die Höhe der Rückstellspannung V₀ wird

bestimmt durch Faktoren, wie die erwartete negative Amplitude der analogen Eingangsspannung V , die von einer Quelle erzeugt wird, bei der Spannungspolaritätsumkehr wahrscheinlich istj oder den erwarteten Betrag der Verstärkerdrift und den vermutlichen Rauschpegel des Eingangssignals·

Die positiven Pulsbreite-madulierten Impulse, die am Ausgang des Komparator-Flip-Flops 25 erzeugt werden, werden auch von einem Binärteiler 3>o empfangen, der ein konventioneller zweistufiger Binärteiler sein kann. Der Binärteiler ist typischerweise so ausgelegt, daß er von den ins Negative gehenden Abfallflanken der aufeinanderfolgenden positiven Impulse,die vom Komparator-Flip-Flop 25 empfangen werden, ausgelöst wird. Eine Ausgangsspannung wird derjenigen Teilerstufe entnommen, die eine positive Stufenspannung erzeugt, wenn der Teiler J5o zwei ins Negative gehende SpannungsUber-

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gange.empfangen hat^und eine ins Negative gehende Stufenspannung erzeugt, wenn der Teiler zwei zusätzliche ins Negative gehende Spannungsübergänge empfangen hat oder insgesamt vier aufeinanderfolgende ins Negative gehende Spannungsübergänge. Dieser ins Negative gehende Impuls vom Teiler 3° wird dem "Rückstell"-Eingang eines Flip-Flops 31 zugeführt, um die Rückstellung dieses Flip-Flops zu bewirken. Demgemäß wird der Flip-Flop 31 rückgestellt durch die ins Negative gehende Abfallflanke jedes vierten Impulses, der vom Kpmparator-Flip-Flop 25 abgegeben wird.

Der Flip-Flop 31 wird in den Einschaltzustand gebracht durch ins Negative gehende Abfallflanken von positiven Startimpulsen, die an den"Einstell"-Anschluß von einer Umkehrsteuersignalqiielle 32 angelegt werden. Die Quelle 32 kann irgendeine konventionelle Quelle positiver Impulse sein, die z.B. durch Betrieb eines üblichen Impulsgenerators oder durch verschiedene andere Typen von Schaltungen erzeugt werden können, die Ausgangsimpulse abgeben. Für Anwendungszwecke, bei denen ein dauernd wiedererscheinender Voltmeter-Ablesewert erzeugt werden soll, kann die Quelle 32 einen ■freilaufenden Multivibrator enthalten oder einen ähnlichen Typ von Pulsgenerator, der mit einer relativ niedrigen Frcfaenz,verglichen mit der Frequenz des Zeitbasisoszillators 34, arbeitet. Die ins Negative gehenden Abfallflanken der positiven Startimpulse, die von der Quelle 32 erzeugt werden, steuern das Digital-Voltmeter, um die Analog-Ditigal-Wandlung des analogen Eingangssignals V auszulösen. Wenn der Flip-Flop 31 durch einen von der Quelle 32 empfangenden Startimpuls eingestellt wird, erzeugt er eine positive Stufenspannung, die als einer der Eingänge eines Gatters 33 erscheint. Wenn der FüPtFIop 31 rückgestellt wird durch einen

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ins Negative gehenden Impuls, empfangen vom Binärzähler 3°, fällt die Ausgangsspannung des Flip-Flops 31 scharf auf Massepotential ab und erzeigt die j ns Negative gehende Abfallflanke der Stufenspannung, die ausgelöst worden war durch den Impuls von der Cuelle 32. Demgemäß hat der positive Spannungsimpuls, der am Ausgang dee Flip-Flops 31 erscheint, seine Anstiegsflanke gebildet durch einen ins Negative gehenden Impuls, der erzeugt wird durch die Quelle 32,und seine Abfallflanke gebildet durch einen ins Negäive gehenden Ausgangsimpuls, erzeugt vom Teiler 3o. Der positive Spannungspegel der Stufenspannung, die am Ausgang des Flip-Flops 31 erzeugt wird, öffnet das Gatter 33 wiederholt und läßt damit die mit konstanter Frequenz erzeugten positiven Impulse vom Zeitbasisoszillator 3^ in den Dekadenzähler J>6 gelangen.

Das Gatter 33 umfaßt ein "Und"-Gatter mit Doppeleingang, das geöffnet wird durch koinzidente positive Spannungsimpulse an den beiden Eingangsanschlüssen und gesperrt wird durch Impulse von Massepotential oder negative Spannungsimpulse an irgendeinem Eingangsanschluß, während des Zeitintervalls von jeweils einem Masse- oder negativen Impuls. Der Oszillator 3^ kann ein Quarzgesteuerter oder freilaufender Multivibrator sein, der abwechselnd Null- und positive Spannungsimpulse mit genauen konstanten Zeitabständen erzeugt, wobei die Pulsbreite der in gleichem Pulsabstand aufeinanderfolgenden positiven Impulse die Zeitintervalle festlegt, während derer die erste und zweite Spannungsflanke der Sägezahnwellenform der Spannung V gebildet werden. Die Frequenz des Oszillators 34 ist wesentlich höher als die Frquenz der Quelle 32 in solchen Fällen, wenn diese Quelle eine Oszillatortypusquelle ist,und kann in der Größenordnung

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von beispielsweise 24oK maL der Frequenz der Quelle ~·)2. liegen.

Der Zähler 36 dient nicht nur als Impulszähler, sondern zusätzlich auch als Binärteiler für die Impulse, die vom Oszillator J>h erzeugt werden, und als Pufferspeicherregister für eine Gasröhrenarizeige j57· Für die Rückstellung des Zählers 56 braucht nicht gesorgt zu werden, da gemäß der Erfindung der Zähler nicht während des Umwandlungszyklus zurückgestellt wird. Um beispielsweise eine Deizimalablecung mit drei Stellen der analogen Eirigangssignalamplitude zu ermöglichen, besteht der Zähler 36 aus drei Dekadenzähiern, wobei jede Dekade nur zehn von sech ζ ehn möglichen Spannungsausgängen benützt, die von einem konventionellen vierstufigen binärkodierten Dekadenzähler stammen. Jeder Dekadenaähler liefert Impulse in der richtigen Abfolge an einen zugeordneten Binardezirnaldekoder, und diese dre L Dekoder sind gemeinsam durch das Bezugszeichen ^Q gekennzeichnet. Die Dekoder sind von konventionellem Typus, d.h. sie wandeln die vier binären Ausgänge jeder Dekade In einen deiimalkodierten Cpannungsausgang zur Durchschaltung einer von zehn Kathoden einer zugeordneten Kaltkathoden-Gasröhre. Jeder Dekoder ist so aufgebaut, daß jede Gasrohre durchgeschaltet wird von dem einen entsprechenden der Dekaden zhähler, um visuell die Stelle anzuzeigen mit dem dezimalen äquivalenten Wert^, der binärkodierten Dezimalzahl, die gerade im zugeordneten Dekadenzähler registriert ist. En ist offensichtlich, daß der Digital-Ausgang des Zählers 36 auch verwendet werden kann, um andere als Gasröhren zu steuern oder zu schalten.

Im Zähler J>6 ist die Einerdekade mit der Zehnerdekade verbunden und die Zenerdekade mit der Hunderterdekade

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derart, daß ein Schaltsignal, das die Zehnerdekade um 1 weiterschaltet, von der Einerdekade nach zehn aufeinanderfolgenden Impulsen, die an die Einerdekade angelegt worden sind und vom Oszillator 3^ geliefert worden waren, weitergeschaltet wird. Nach Empfang von zehn aufeinanderfolgenden Impulsen von der Einerdekade erzeugt die Zehnerdekade ein Schaltsignal, das die Hunderterdekade um 1 weiterschaltet. Demgemäß teilt der Zähler 36 die Anzahl der Zählungen, die vom Oszillator 3^ empfangen werden,durch einen Paktor looo. Die Anzeigeröhre, die vom Spannungsausgang der Hunderterdekade geschaltet v/ird, kann so gebaut sein, daß sie einen Dezimalpunkt zur beispielsweise hundertsten Dezimalzahl addiert, die das dezimale Digit der höchsten Größenordnung bildet. Da der Zähler 36 mit relativ hoher Frequenz vom Oszillator 3^ während jener Perioden angesteuert wird, während der das Gatter 33 durchlässig ist, bewegt sich ein Glimmlicht aufeinanderfolgend von Kathode zu Kathode jeder Anzeigeröhre mit relativ hoher Geschwindigkeit, wobei die Anzeige der Deiimalzahlen als Plackern dem menschlichen Auge sichtbar wird, bis das Gatter 33 gesperrt wird, und der Zähler stabilisiert,um eine Dauerablesung zu ermöglichen.

Dem Zählerausgangssanschluß 39 der Dekade der höchsten Größenordnung wird ein digitales Ausgangssignal entnommen und über einen Binärteiler 3o und einen Differentiator 4l dem "Ein"-Anschluß des Komparator-Flip-Flops 25 zugeführt. Der Binärteiler 4o umfaßt typischerweise einen konventionellen Binärteiler mit einer Teilung durch 8, gebildet von drei miteinander gekoppelten Plip-Flop-Stufenj der Teiler wird durch ins Negative gehende Stufenspannungen geschaltet, die vom Zählerausgangsanschluß 39 stammen· Eine ins Positive Seiende Stufenspannung wird dem Flip-Flop der höchsten Öröörti-Ordnung entnommen, welche Stufe den Zustand ändert und einen

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ins Postive gehenden Stufenspannungsausgang jedesmal dann erzeugt, wenn der Teiler 4o acht aufeinanderfolgende negative Stufenspannungsimpulse vom Anschluß 39 empfangen hat.

Das Zeitintervall, das erforderlich ist, um diese ins Positive gehende Stufenausgangsspannung zu erzeugen, bildet das Zeitintervall für die erste Planke der Spannung V ; dieses Zeitintervall ist in Fip. 3h als Intervall T, bezeichnet. Der Differentiator 41 differenziert die negativ gehenden und positiv gehenden Stufenspannungen, die vom Binärteiler 4o empfangen werden, und erzeugt scharfe negative bzw. positive Ausgangsimpulse. Die vom Differentiator 4l erzeugten negativen Ausgangsimpulse, die als Eingangsimpulse an den Komparator-Plip-Plop 25 gelangen, triggern den Flip-Flop 25 nicht, aber die positiv gehenden Anstiegsflanken jedes positiven Ausgangsimpulses schalten den Komparator-Flip-Flop 25 in dessen "Ein"-Zustand. Immer dann, wennder Flip-Flop 25 eingeschaltet wird, steigt der Pegel seiner Ausgangsspannung scharf an und bildet damit die Anstiegsfalanke eines pulsbreitemodulierten Impulses. Der positive Spannungspegel des pulsbreitemodulierten Impulses öffnet das Gatter 22 und läßt damit den Strom I. an den Punkt 11 gelangen, wodurch die Erzeugung der zweiten Flanke der Spannung V ausgelöst wird. Es wird hier in Erinnerung gerufen, daß die Abfallflanke jedes pulsbreitemodulierten Pulses erzeugt wird von der zweiten Flanke der Spannung V , wenn diese den Nullspannungspegel kreuzt. Das Zeitintervall, während dem jede zweite Flanke gebildet wird, wird im folgenden als Intervall T₂ bezeichnet und ist ebenfalls in Fig. 3h gekennzeichnet.

Bei stetigen Bedingungen hat die erste Flanke jeder Sägezahnwellenform, die während jedes Zeitintervalle T, erzeugt wird, eine Neigung von -(X + ^Vb), wobei R der Widerstand der Widerstände 12, 24 ^RC und 27 ist und C die Kapazität des Kondensators 15. Die zweite Flanke

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jeder Wellenform, die während des Zeitintervalls Tp erzeugt wird, besitzt eine Neigung von ^VA-(^VX +^VB). Unter dieser Bedingung definiert offensichtlich die Gleichung ^VX + ^VB = ^VA ^T2 das Verhältnis zwischen

(Ti + To)
den Neigungen jeder ^{v L} *' Sägezahnwellenform und der entsprechenden Zeitintervalle T, und Tp. Wenn weiterhin stetige Verhältnisse angenommen werden, wird die Wellenformwiederholungsfreauenz T nicht nur gleich sein der Summe der Zeitintervalle T, und Tp, die die entsprechende Wellenform bilden, sondern auch gleich der Summe sein aus dem Zeitintervall Tp eines Wellenzuges und dem Zeitintervall T, des nächstfolgenden Wellenzuges. Die periodische Auslösung jedes Intervalles Tp wird bewirkt durch eine vorbestimmte Anzahl periodisch wiedererscheinender digitaler Ausgangssignale vom Zähler ,36. Wenn die Parameter V. und V„ konstant gehalten werden, ist das Zeitintervall Tp demgemäß eine lineare Funktion der mittleren Amplitude der Spannung V„ über der Periode T · Das Zeitintervall Ύ^ ist demgemäß repräseiitierbar durch eine Pulszählung, die dem mittleren Wert der Spannung V^. entspricht und insbesondere dem Wert von V„ in Millivolt mit einem Zählerskalenfaktor von einer Zählung pro Millivolt Eingangssignal. Man erkennt, daß der Digitalausgang des Zählers 36 unabhängig ist von der Verstärkung des Verstärkers 14, von der Kapazität des Kondensators und von der Frequenz des Oszillators ~$h.

Da das Digitalvoltmeter gemäß der Erfindung eine geringstmögliche Anzahl von Komponenten aufweisen soll und außerdem die Benutzung von Eingangsgattern und Zählerrückstellschaltkreisen vermeiden soll, wird nicht Gebrauch gemacht von konventionellen Gattern oder Schaltern, die typischerweise unter Steuerung durch einen logischen Schaltkreis arbeiten,

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um den Kondensator 15 kurzzuschaließen oder den Anschluß 16 an Masse zu legen während derjenigen Perioden, während denen die Voltmeter-Anzeige nicht betrieben wird, und dabei die gewünschten Ausgangsbedingungen für den Betrieb herzustellen. Im Gegensatz dazu wird das Digital-Voltmeter gemäß der vorliegenden Erfindung typischerweise in Betrieb gesetzt mit einer Integrator-Ausgangsspannung V nahe bei oder genau bei dem negativen Spannungspegel, der durch die Diode 19 aufgebaut wird, anstatt bei einem mehr positiven Spannungspegel, d.h. naher dem Massepotential mit Nullspannungsbezugspegel. Diese typischen Ausgangsbedingungen für die Ausgangsspannung V sind natürlich ein unerwünschtes Nebenprodukt davon, daß der Punkt 11 mit einer Quelle positiven Potentials verbunden ist einschließlich der Rückstellspannungsquelle 26 während derjenigen Periode, währednd der die VoItmeter-AblesungH nicht betrieben wird. Mit der Spannung V ursprünglich nahe oder genau bei einem mittleren negativen Spannungspegel, der durch die Diode 19 aufgebaut ist, anstatt nahe bei Massepotential, wenn die Voltmeter-Ablesung in Betrieb ist, können die ersten zwei oder drei aufeinanderfolgenden Sägezähne der Spannung V - und sie tun dies tatsächlich typischerweise - von der Sägezahnwellenform abweichen, die exakt proportional dem Zeitintegral des wirksamen Eingangssignals ist. Abweichungen der tatsächlichen Sägezahnform von einer entsprechenden idealen Sägezahnwellenform stellen

sich so dar, daß Abweichungen des tatsächlichen Zeitverhältidealen

nisses T : Tp von dem entsprechenden Zeitverhältnis auftreten, und infolgedessen ergeben sich anfänglich fehlerhafte Zählerausgänge. Es ist klar, daß der anfängliche Fehler in der digitalen Ablesung umso kleiner ist, je schneller die Umwandlung des tatsächlichen Zeitverhältnisses in das ideale Zeitverhältnis erfolgt. Vorzugsweise sollte das Zeitverhältnis

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groß genug sein, um eine beinahe genaue Konformität des tatsächlichen zum idealen Zeitverhältnis zu erreichen innerhalb zwei oder drei aufeinanderfolgender Wandlungszyklen« Wie nachfolgend noch im einzelnen diskutiert wird, ist im Binärteiler 3o Vorsorge getroffen, daß der Effekt der ersten zwei oder drei aufeinanderfolgenden Wellenformen,die normalerweise die größiten Fehler in dem Zählerausgang hervorrufen würden, ausgelöscht wird.

Bei Vollausschlag der Eingangsspannung V^ von Ι,οοο Volt und einem entsprechenden Vollauschlageingangsstrom Ι_χ von Io Mikro-Ampere und unter Voraussetzung eines Rückstellstromes I₀ = O bewirkt ein Zeitverhältnis T : T„ von 8 ί

ο Oc

eine genügend schnelle Wandlung des tatsächlichen in das ideale Zeitverhältnis von T : T₀ für mindestens die meisten

ο c.

kommerziellen Voltmeter-Anwendungen. Ein Zeitverhältnis von

.. dadurch

8 : 1 wird unter diesen Bedingungen am bequemsten erreicht, daß zusammen mit dem Binärteiler ^o mit einerTeilung durch ein Bezugsstrom I. der genauen Amplitude für die Erzeugung der zweiten Planke mit einer Neigung von 7 ί 1 verwendet wird. Mit einem Vollausschlageingangsstrom L·, und unter stetigen Bedingungen ist der mittlere Bezugsstrom I., der von dem Punkt 11 wegfließt, gleich der* Summe der Ströme Iy Und I-, die in den Punkt 11 hineinfließen. Demgemäß 1st für einen Vollausschlagstrom I von Io Mikro-Ampere und ohne Rückstellstrom für die Erzeugung einer Neigung von 7 s 1 für die 2weite Planke ein Strom I_A von 8o Mikro-Amp^re während des Intervalls T₂ von dem Punkt 11 weg erforderlich; Io Mikro-AmpeYe* um die Io Mikro-Ampere des Stromes I während des Intervalles T₂ auszugleichen pXis 7o Mikro-Ampere zum Ausgleich während des Intervalls T_g für die vorherige Anlegung von Io Mikro-

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Ampere während jeweils sieben vorheriger Zeitintervalle, die die Periode T, bilden. Unter diesen Bedingungen hat der Gesamtstromfluß vom Punkt 11 einen Wert von 7 ο Mikro-Ampere oder sieben mal die Amplitude des angenommenen Vollausschlageingangsstromes I . Demgemäß besitzt die zweite Flanke des Sägezahns eine Neigung von 7 ' 1 und schneidet den Nullspannungspegel in einem Intervall Tp, dasgleich ist dem schließlichen Achtelintervall der Wiederholungsperiode T . Die Entsperrung des Stromes I. bezüglich des Punktes 11 während des letzten Achtels der Wiederholungsperiode T ,um das gewünschte 8 : 1 -Verhäln]tis von T : T_? und das gewünschte 7:1- Verhälntis von T, : Tp zu erreichen, wird in bequemer Weise bewirkt durch die Teilung durch 8 mittels des Binärteilers 4o, weil unter stetigen Bedingungen und mit nomineller Vollausschlagseingangsspannung ohne Rückstellspannung oder Rückstellstrom der Teiler 4o eine positive Stufenspannung für die Triggerung des Flip-Flops 25 und die Auslöung der Periode Tp erzeugt, nachdem der Zähler 36 siebenmal die volle Skala durchlaufende Zählzyklen durchlaufen hat, wobei jeder Zyklus looo aufeinanderfolgende Zahlungen, also insgesamt 7ooo Zählungen repräsentiert hat. Es versteht sich, daß unter diesen Bedingungen der Zähler J>6 dem Teiler 4o eine anfängliche negative Stufenspannung zuführt als Ergebnis m eines vollen Skalendurchlaufs am Ende des Zeitintervalls Tp des vorhergehenden Wandlerzyklusses. Diese Stufenspannung hat offensichtlich keine merkbare Wirkung im Intervall T.., fügt sich jedoch zu den nächsten sieben aufeinanderfolgenden negativen Stufenspannungen hinzu, um die erforderlichen acht aufeinanderfolgenden, ins Negative gehenden Impulse oder Binäreingänge für den Zähler 4o im Intervall T. zu erzeugen. Dementsprechend wird das Intervall T„ ausgelöst 7000 Zählungen nach der Auslösung des Intervalls T, und mit einem nominellen

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Vollausschlagseingang von beispielsweise looo Millivolt wird die zweite Planke im Intervall Tp den Nullvoltpegel schneiden, wenn der Zähler 36 weitere looo Zählungen empfangen hat. Demgemäß wird mit den beschriebenen Eingangsspannungsbedingungen das Verhältnis von 7 s 1 bewirkt. Es ist offensichtlich, daß bestimmte Anwendungen des Voltmeters ein Zeitverhältnis T : Tp erfordern können, das anders ist als 8 : 1 bei Vollausscha^gseingangssignal. Für derartige Anwendungen kann der Binärteiler 4o, der wie vorbeschrieben ein Teilerverhältnis von 1 : 8 besitzt, durch einen anderen ersetzt werden, der das gewünschte Zeitverhältnis bewirkt, und die Amplitude des Bezugsstromes I. kann proportional vergrößert oder verringert werden, um die Rückkehr zum Nullspannungspegel der zweiten Planke in dem gleichen Intervall zu bewirken, die das Zeitintervall Tp benötigt, um die Wiederholungsperiode T aufzubauen.

Man erinnert sich, daß die Spannung, die am Punkt 11 anliegt, nicht nur die analoge Eingangsspannung V umfaßt, sondern außerdem die normalisierte Rückstellspannung + V_n. Für die meisten Anwendungsfälle ist es bevorzugt, daß die Anzeige 37 als Dezimal zahl nur die Spannungsamplitude der gemessenen Eingangsspannung V« angibt. Um den Rückstellstrom Ig zu kompensieren, wird die Auslösung der Intervalle T₁ und Tp zeitlich vorverschoben, relativ zum Status des Zählers 36, durch eine Zusatzzählung, die proportional ist dem normalisierten Verhältnis der Rückstellstromamplitude zur nominellen Vollauschlagsstromamplii^de. Dadurch wird der Rückkehrpunkt . oder Spitzenpunkt der Wellenform um ein entsprechendes Zeitintervall vorverlegt. Da die Neigung der zweiten Flanke sich für eine gegebene Eingangssignalamplitude nicht ändert, wird der Nulldurchgangspunkt entsprechend zeitlich vorverlegt, um das gleiche Zeitintervall,und die Sperrung des Gatter 33

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wird ebenfalls um das gleiche Zeitintervall vorverlegt und damit konsequenterweise die Zählungen, die vom Zähler j56 registriert werden, werden reduziert um eine numerische Zahl, die dem Zeitintervall entspricht. Demgemäß ist die Zählung, die vom Zähler bei Auslösung des Intervalls Tp, d.h. zu der Zeit registriert wird, in der der Sägezahn seinen Spitzenpunkt erreicht hat, geringer sein als die Zählkapazität des Zählers J>6 um einen Wert, der gleich ist dem numerischen Wert des Rückstellstromes.

Zur Illustration sei angenommen, daß die analoge Eingangsspannung ν_χ am Punkt 11 entfernt wird, und ein Rückstellstrom I_n von zwei Mikro-Ampere, der einer normalisierten Rucksteilspannung von + 2oo Millivolt entnommen wird, in den Punkt hineinfließt. Zur Kompensation dieses 2o#-Anstieges des effektiven Eingangsstromes bzw. der effektiven Eingangsspannung wird die Auslösung der Intervalle T und Tp jeweils um 2oo Zählungen vorverlegt. Demgemäß wird in dem Voltmeter nach Fig. 1 jedes Intervall T, nun durch 7800 Zählungen anstatt 8000 Zählungen mit einem Wert von 0 Volt von V„ repräsentiert, und jedes Intervall T₂ wird nun durch 2oo Zählungen repräsentiert anstatt 0 Zählungen, was einer Eingangssignalspannung von QVoIt entsprechen würde. f

Es sei weiterhin angenommen, daß zu den + 2oo Millivolt Rückstellspannung am Punkt 11 ein anäbger Eingangsstrom Iy von J5 Mikro-Ampere angelegt wird,normalisiert auf + 300 Millivolt Eingangsspannung V^j jedes Intervall T, wäre dann gleich 8000 Zählungen minus 500 Zählungen oder gleich 75oo Zählungen,und das Intervall T₂ wäre dann gleich 300 Zählungen plus 2oo Zählungen oder gleich 5oo Zählungen. Da der Zähler 36 typischerweise als Drei-Dekaden-Dezimalzähler mit einer

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Zählkapazität von looo Zählungen betrieben wird, wird dem Zähler ein Impuls entnommen, der die Auslösung der Intervalle T₁ und T₂ um eine Zwischenzählung verschiebt, die gleich ist dem Wert in Millivolt der Rücksteilspannung V_n. Um mit dem obigen Beispiel fortzufahren: Um die gewünschte Verschiebung der Intervalle T, und Tp zu bewirken, ist erforderlich, daß der Zähler 36 einen Ausgangsimpuls in Form eines ins Negative gehenden Spannungsübergangs bei Empfang von 800 aufeinanderfolgenden Pulszählungen erzeugt. Der Zählerausgangsimpulsi ist erhältlich durch Verwendung

W eines beispielsweise 8-4-2-1 binärkodierten Dezimalaählers, bestehend aus vier gekoppelten Flip-Flop^Binärzählerstufen. Der Anschluß 39 kann dann verbunden werden mit der Flip-Flop-Stufe der höchsten Größenordnung der Hunderterdekadenzählung, da diese Stufe in der Lage ist, einen ins Negative gehenden Spannungsausgang zu erzeugen, wenn acht aufeinanderfolgende Schiebesignale an der Hunderterdekade empfangen worden sind. Da während der ganzen Beschreibung bisher positive Logiksymbole verwendet worden sind, ist die ins Negative gehende Ausgangsspannung von der Hunderterdekade repräsentativ für einen dezimalen Zählausgang von 8 (nICHT-8) und verschiebt zeitlich die positiven Impulse, vom Binärteiler

k 4o erzeugt werden und damit die Auslösung jedes der. Intervalle T₁ und T₂ um awe-i 2oo Zählungen.

Für den Fachmann ist es offensichtlich, daß es möglich ist, einen mehrstufigen Binärzähler vorzusehen, und einen binären logischen Kode, der, wenn er zusammen mit dem Zähler verwendet wird, diesen veranlaßt, am Ausgang 39 ein Signal zu erzeugen, das die Auslösung der Intervalle T, und Tp entweder vorverlegt oder verzögert, und demgemäß eine

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Kompensation für praktisch alle normalisierten Werte der Rückstellspannung, seien sie positiv oder negativ, bewirkt.

Mit dem 1 : 4-Binärteiler 3o in dem Voltmeter-Schaltkreis, dessen Aufgabe nachfolgend genauer erläutert wird, umfaßt jeder vollständige Analog-Digital-Wandlerzyklus vier aufeinanderfolgende Wandlungszyklen. Die ins Negative gehende Abfallflanke eines positiven Startimpulses.erzeugt von der Wandler-Steuersignalquelle 32 (Pig. 2a und Ja)

löst jeweils einen vollständigen Wandlungszyklus aus durch %

Auslösung des ersten von vier aufeinanderfolgenden Zyklen. Genauer gesagt, die Abfallflanke dieses Startimpulses triggert den Flip-Flop Jl (Fig. l), so daß er in den Einschaltzustand gelangt, wodurch die Flip-Flop-Ausgangsspannung auf eine positive Stufenspannung gebracht wird (Fig. 2B und 3B). Der positive Pegel dieser Stuf en spannung öffnet das Gatter 33 und läßt damit positive Impulse mit gleichen Zeitabständen (Fig. 2C und 3 CWorn Oszillator 34 an den Zähler 36 gelangen. Die Impulse, die vom Zähler 36 empfangen werden, sind in den Fig. 2D und 3D dargestellt, und dae die Frequenz dieser Impulse relativ hoch ist, werden die Gasröhren, die die Anzeige 37 bilden,zunächst mit einer so hohen Frequenz -

angesteuert, daß die dargestellten Dezimalziffern auf diesen Röhren als Flackern des Anzeigebildes erscheinen. Der Flip-Flop 31 bleibt im Einschaltzustand während vier aufeinanderfolgenden Wandlungszyklen. Am Ende des vierten Zyklus erzeugt der Binärteiler J>o einen ins Negative gehenden Spannungsübergang, der vom Rückstelleingang des Flip-Flops 31 empfangen wird und den Flip-Flop in den Rückstellzustand zurückschaltet, worauf dessen Ausgangsspannung scharf auf Massepotential abfällt und das Gatter 33 sperrt. Das gesperrte Gatter 33 sperrt den Durchgang für den Impulszug vomOszillator 34 zum Zfcähler 36, so daß der Zähler nun stabilisiert ist

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und eine dauernde Schaltspannung an die Anzeige 37 legt. Im Ergebnis zeigt die Anzeige 37 eine dauerhafte Dezimalzahlablesung für die anioge Eingangsspannungsamplitude, die bequem abgelesen werden kann. Die Deämalzahl verbleibt bis der Flip-Flop 31 wiederum in den Einschaltzustand durch einen Impuls von der Quelle 32 gebracht wird. Die Arbeitsweise des Digital-Voltmeters gemäß der Erfindung wird sicherlicht ©-¥»1 ei ent er*'werden, wenn im folgenden beispielshalber Werte für die analoge Eingangsspannung V_x und die Rückstellspannung V„ gegeben werden. Um mit den oben bereits verwendeten Beispielen fortzufahren, soll ν_χ als 3oo Millivolt angenommen werden,und die Rücksteilspannung V„ soll normalisiert einen Wert von +2oo Millivolt besitzen. Dementsprechend ist ein Strom I_v mit 3 Mikro-Ampere anzunehmen und ein Strom

I_n mit 2 Mikro-Ampere. Darüberhinaus wird angenommen, daß ti

das Voltmeter einen stetigen Betriebszustand erreicht hat und nun einen der vier aufeinanderfolgenden Analog-Digital-Wandlungszyklen (Fig,3H) abschließt, umfassend einen vollständigen Wandlungszyklus bei der Zeit t (Fig. 3H), und daß die Anzeige 37 eine augenblickliche Ablesung der Dezimalziffer o,3oo wiedergibt, entsprechend dem dezimalen Wert des angenommenen analogen Eingangpspannungswertes. Bei Prüfung der letzten Wellenform in Fig. 3 erkennt man, daß das Anzeigesystem 77 zunächst eine Dezimalzahl o,3oo anzeigt und bei weiterem Betrieb des Voltmeters die Höhe der angezeigten Dezimalzahl zunimmt durch den Dezimalwert o,999 und ο,οοο geht und fortfährt zuzunehmen, bis wiederum die Dezimalzahl o,3oo erscheint. Um den Spitzenwert des Sägezahns der integrierten Ausgangsspannung um 2oo Zählungen vorzuverlegen (Fig^i) und dabei den angenommenen Rückstellstrom von 2 Mikro-Ampere zu kompensieren, ist der Anschluß 39 so angeschlossen, daß er einen ins Negative gehenden Spannungssprung empfängt, der in Fig. 3E mit^El bezeichnet ist, wenn der Zähler 36

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eine binärkodierte Dezimalziffer registriert, entsprechend der Dezimalzahl 0,800. Die Spannung am Anschluß 39 bleibt beim negativeren Potential für weitere 2oo Zählungen und steigt dann als ins Positive gehende Stufenspannung an (Pig,3E) als Ergebnis davon, daß der Zähler 36 durch einen Binärzählungsübergang geht mit einer Dezimalanzeige von ο,οοο. Aufetandnerfolgende, ins Negative gehende Stufenspan nungen sind mit Ep, E, ... Eg bezeichnet und werden erzeugt in Intervallen von looo Zählungen, wofür die Gründe offensichtlich sind. Wenn der Anschluß 39 (Fig· 1) den achten ins Negative geheänden Spannungssprung empfängt, erzeugt der Binärteiler 4o eine ins Positive gehende Stufenspannung P, (Pig. 3F), die durch den Differentiator 31 in einen positiven Spitzenpuls G, umgewandelt wird (Fig, JG) und an den Einschalteingang des Komparator-Plip-Plops 25 gelegt wird, um diesen Schaltkreis einzuschalten.

Wenn der Komparator-Flip-Flop 25 in den "Ein-Zustand geschaltet wird, steigt seine Ausgangsspannung scharf an und definiert damit die Anstiegsfalanke eines Stufenspannungsimpulses (Fig. 31)· Der positive Spannungspegel dieses Impulses öffnet das Gatter 22 und veranlaßt Stromfluß I. mit einer Amplitude angemessenen Wertes, z.B. 8o Mikro-AmPerej dieser Wert des Bezugsstromes ist angemessen aus Gründen, die oben bereits diskutiert wurden. Der Strom I., der vom Punkt 11 wegfließt, löst die Erzeugung der zweiten Planke der Sägezahnspannung V für das Intervall T₂ aus. Die Intervalle T. und T„ der Sägezahnspannung sind jeweils als diese in Fig. 3 H gekennzeichnet.

Das Intervall T₁ ist gleich einer Zählung von 75oo, da mit 300 Millivolt analogem Eingangssignal 75oo aufeinanderfolgende Impulse vom Oszillator 3^ erforderlich sind, um acht ins Negative gehende Spannungsimpulse am Anschluß

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-Wonach öffnung des Gatters 33 zu erzeugen. Da T, und T_ immer gleich 800 Zählungen für jede Sägezahnwellenform in der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung sind, ist es offensichtlich, daß das Intervall Tp ausgelöst wird 2oo Zählungen früher als, es geschehen wäre, wenn keine Kompensation für die 2 Mikro-Ampere Rücksteilstrom vorgenommen worden wäre. Demgemäß ist die Auslösung des Intervalls Tp zeitlich koinzident mit dem Empfang von 800 Pulsen durch den Zähler 36 anstatt von looo Impulsen. Durch Vorverlegen des Intervalls T um2bo Zählungen wird die Zeit, tts zu der die zweite Planke Null Volt schneidet, entsprechend um 2oo Zählungen vorverlegt. Demgemäß schneidet die zweite Planke Null Volt, wenn der Zähler 36 eine binärkodierte Dezimalzahl registriert, die die Anzeige 37 so steuert, daß sich eine Dezimalablesung von 0,300 ergibt.

Der Nulldurchgang der zweiten Plankenspannung wird von dem Komparator-Plip-Flop 25 abgetastet, der dfcbei in seinen anderen Zustand getriggert wird durch Anlegen von Null Volt an seinen "Aus"-Eingangsanschluß. Im Ergebnis fällt die Spannung am Ausgang des Komparator-Flip-Flops scharf ab und bildet die ins Negative gehende Abfallflanke des Impulses B-, Zeitlich gesehen, ist die Breite dieses Impulses gleich der Periode Tp oder gleich 5oo Zählungen; diese Zählung entspricht der Summe der Millivolt-Werte der Spannungen ν_χ und V„.

Die ins Negative gehende Abfallflanke des vierten aufeinanderfolgenden Impulses,erzeugt von dem Komparator-Plip-Plope 25, (Pig. 21) folgend dem Triggern des Flip-Flops in dessen Einschaltzustand, veranlaßt den Binärteiler 3o, eine ins Negative gehende Ausgangsstufenspannung zu erzeugen,

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die in Pig. 2J mit J₁ bezeichnet ist. Diese Spannung wird an den Rückstelleingang des Flip-Flops 31 angelegt und stellt diesen zurück, woraufhin dessen Ausgangsspannung scharf auf Massepotential abfällt, wie bei B, in Fig. 2B zu erkennen. Das Gatter 33 wird gesperrt durch Anlegen von Massepotential an den entsprechenden Eingangsanschluß, bis der Flip-Flop 31 wieder in den Einschaltzustand getriggert wird durch einen Impuls von der Quelle 32. Wenn das Gatter

33 gesperrt ist, werden die Zählimpulse, die vom Oszillator

34 erzeugt werden, vom Zähler 36 ferngehalten, der daraufhin

sich stabilisiert und die Anzeige 37 dazu bringt, eine ™

Dauerablesung einer Dezimalzahl o,3oo zu erzeugen. Damit wird offensichtlich, daß - weil das Zeitintervall,während dem die Dezimazahl dauernd beleuchtet ist. durch die Frequenz der positiven Pulse am Einstelleingang des Flip-Flops 3I bestimmt ist/-es möglich ist, jede gewünschte Dauer der Anzeige zu erreichen. Wenn die Quelle 32 z.B. aus einem freilaufenden Multivibrator oder einem quarzgesteuerten Oszillator besteht mit einer Schwingfisquenz von beispielsweise 2 Hz, bleibt die Anzeige dauerbeleuchtet für eine Periode von etwe. einer halben Sekunde (oder genauer:für eine halbe Sekunde minus der Zeitperiode, die erforderlich ist für jeden vollständigen Wandlungszyklus), was normalerweise genügend ist λ für eine leichte Ablesung der angezeigten Zahl.

Die Sagezahnwellenform, dargestellt in Fig. 3H, ist eine ideale Sagezahnwellenform, insofern, als alle Einschwingerscheinungen entfallen sind und das Zeitverhältnis T : Tp vorhanden ist, das exakt proportional der mittleren Amplitude des Eingangssignals ist.

Fig. 4 zeigt vier aufeinanderfolgende Sägezahnwellenformen 5o, erzeugt in dem spezifischen Ausführungs-

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beispiel des Voltmeters, das oben beschrieben wurde, und zwar unter stetigen Bedingungen, und diese Wellenform repräsentiert genau die nominale Vollauschlageingangsspannung von Ι,οοο Volt, ohne den Rückstellstrom L₃. Das Verhältnis

±5

von T₁ : Tp ist demgemäß genau 7 : 1 für jede dieser vier Wellenformen. Im Gegensatz dazu zeigt die Wellenform 51 vier typische Einschwingwellenformen, die erzeugt werden, wenn keine stetigen Bedingungen vorliegen* Wie oben bereits erwähnt, treten diese unstetigen Bedingungen typischwerweise

fe dann auf, wenn das Voltmeter anfänglich in Betrieb gesetzt wird und die Spannung V am oberen Ende des negativen Spannungspegels liegt, der durch die Zenerdiode 19 geschaffen ist. Deshalb kann die erste Planke der ersten tatsächlich auftretenden Sägeζahnwellenform 51* die bei einer negativen Spannung V_ beginnt, welche durch die Durchschlagsspannung der Diode 19 bestimmt ist, praktisch für das gesamte T,-Intervall eine Neigung Null besitzen. Im Ergebnis ist der Spitzenwert des ersten tatsächlichen Wellenzuges negativer als die Spitze der]fidealen Wellenform um einen Betrag, der gleich ist der Differenz zwischen der Spannung V und der idealen Spitzenspannung, die durch die Wellenform 50 illustriert ist. Die Neigung der zweiten Planke der tatsächlich auftreten-

W den Sägezahnwellenform 51 ist parallel zur zweiten Flanke der idealen Wellenform 50, aber da die zweite Flanke der Wellenform 50 bei einem negativeren Spannungspegel beginnt, ist die Flanke der Wellenform 5I versetzt oder zeitlich ver- ^ zögert, wie angedeutet durch das Intervall T₂ (l)_t gegenüber / der Planke der idealen Wellenform 5o, und zwar um einen erheblichen Prozentsatz des idealen Intervalls T„· Der Übertragene Überschuß, der auftritt, wenn die zweite Flanke auf Null Volt zurückkehrt während dieses ^rklus, führt zu einer Verringerung der tatsächlichen Länge des Intervalls T„

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(II) im Vergleich mit dem idealen Intervall T₂ in dem zweiten der aufeinanderfolgenden Sägezahnwellenzüge. Umgekehrt erzeugt der übertragene Unterschuß, der während der Bildung des zweiten SägezahnweHenzuges auftritt, einen übertragenen Überschuß im Intervall T₂ (III) des dritten nachfolgenden Sagezahnwellenzuges, Der Überschuß, der im dritten Sägezahnzyklus auftritt, wird als Unterschuß in den vierten nachfolgenden Sägezahnwellenzug übertragen, so daß das tatsächliche Intervall Tp (IV) des vierten Sägezahns kürzer ist als das ideale Intervall T_?. Das Verhältnis zwischen den tatsächlichen Intervallen T₂ (I), T₂ (il), T₂ (III) und T₂ (IV) als Funktionen des idealen Intervalls T₂ für irgendein Verhältnis T, : T₂ mit oder ohne Rücksteilst rom kann durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden:

(1) Tp (I) = T₀ ( V. ^{d d} IDEAL

(2) T₂(II)=T (l +

V V

^vz - ^vi

(l +, IDEAL ^ ^ ⁱl^/i2^;iV_p

Tp (III)= T₀ ( 1 + ^VZ - ^VP

* ^IDEAL \ (-T₁ZT₅)2„

\ 1 £ v_p

(4) Tp (IV)= T

worin V_p die negative Spitzenspannung des entsprechenden idealen Sägezahns ist oder die Spannung V dieser Wellenform bei Beginn dies Intervalls T_?. Wie eine Prüfung dieser Gleichun gen und der Fig. 4 ergibt, bleibt für jeden aufeinanderfolgenden Zyklus der Zähler V„- V_p des Bruches in den Gleichungen (II), (III) und (IV) konstant für ein gegebenes Eingangs-

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signal,während der 2efejr»r des entsprechenden Bruches in jeder dieser Gleichungen um einen Paktor T. : Tp zunimmt. Wenn ein Verhältnis T. : Tpvorgesehen wird, das groß genug ist, erfolgt der Übergang von der tatsächlichen Wellenform in die ideale Wellenform schnell genug, so daß für die meisten Voltmeteranwendungen die Abweichung, die zwischen den beiden Wellenformen in dem vierten wiederholten Zyklus auftritt, klein genug ist, um außer Betracht zu bleiben. Wenn das Verhältnis von T : Tp von beispielsweise 8 : 1 ^ auf l6 : 1 vergrößert wird, erfolgt der Übergang zwischen der tatsächlichen und der idealen Wellenform offensichtlich schneller und erlaubt damit die Verwendung von beispielsweise einem Binärteiler 4o mit einem Teilerverhältnis von 1 : 3 anstatt einem Teilerverhältnis von 1:4.

Bei dem Digital-Voltmeter-Schaltkreis gemäß der Erfindung werden die tatsächlichen IntervalleT/l), T, (II) und T- (III) nicht reguliert oder kontrolliert vom Zähler J>6 und sind demgemäß außerdem Abweichungen ausgesetzt infolge übertragenen Über- oder Unterschüssen in den Intervallen T₂ (I), T₂ (II) bzw. T₂ (III) . Jedoch 1st mit einem nominalen Vollausschlagszeitverhältnis T. : T_g von Ψ beispielsweise 7 : 1 die prozentuale Abweichung, die in die Intervalle T₁ (I), T (II) und T₁ (III) von dem idealen Intervall T. reflektiert wird, etwa ein Siebentel der entsprechenden prozentualen Abweichung in den Intervallen T₂ (I), T₂ (II) und T₂ (III) und ist demgemäß vernachlässigbar, zumindest beim zweiten oder dritten Wiederholungszyklus·

Selbstverständlich ist es möglich. Abweichungen von der beschriebenen Ausführungsform vorzusehen· Z.B. kann offensichtlich eine Anzeige mit vieranstatt drei Stellen vorgesehen werden, wobei dem Zähler 36 eine weitere Dekade

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hinzugefügt werden müßte. Ferner versteht es sich, daß der Ausgang einer entsprechenden Stufe dieses zusätzlichen Dekadenzählers verwendet wird, um den Binärteiler 4o zu steuern, so daß die Frequenz der Wandlung entsprechend um einen Faktor Io verringert wird.

- Patentansprüche -

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Claims (11)

Patentansprüche

1. Doppelflanken-Analäog-DigitaVWHandler mit einer Eingangsklemme für das Eingangssignal, mit einer Integrierschaltung, mit einer Bezugsspannungsquelle entgegengesetzter Polarität wie das Eingangssignal, mit einer Zeitgeberimpulsquelle, mit einem Impulszähler für die Zählung der ihm von der Zeitgeberimpulsquelle zugeführten Impulse zwecks Festlegung eines konstanten ersten ZeitIntervalls für die Integration in einer Richtung mittels der Integrierschaltung, mit einer Umschalteinrichtung für das Anlegen der Bezugsspannungsquelle bei Erreichen einer vorbestimmten Zählung durch den Impulszähler an die 44-e Integrierschaltung zwecks Integration in der anderen Richtung bis zu einem Bezugspegel während eines zweiten Zeitintervalls, repräsentiert durch die während dieses zweiten Intervalls vom IM-Pulszähler gezählten Zeitgeberimpulseiund mit einer Abtastschaltung, die mit der Integrierschaltung gekoppelt ist für die Erzeugung eines AusgangsSignals bei Durchgang des Integrierwertes durch den Bezugsspannungspegel, gekennzeichnet durch zwischen die Abtastschaltung (25) und die Zeitgeberimpulsquelle (3²O geschaltete Schaltkreise (3o, Jl,32, 33) für die Beendigung der Übertragung von Zeitgeberimpulsen zum Impulszähler (36) ^infolge Ansprechens der Schaltkreise auf das Eintreffen von mindestens zwei aufeinanderfolgenden Ausgangssignalen der Abtastschaltung.

2. Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreise einen Binärteiler (3o) umfassen.

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3· Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreise eine zweite Umschalteinrichtung (33) für das Abtrennen der Zeitgeberimpulsquelle (3²O vom Eingang des Impulszählers (36) aufweisen bei Empfang eines Ausgangssignals vom Binärteiler (30) infolge Empfang von mindestens zwei aufeinanderfolgenden Ausgangssignalen von der Abtastschaltung durch den Binärteiler.

4. Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Binärteiler (30) für eine Untersetzung von 1 : 4 ausgelegt ist.

5. Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Umschalteinrichtung (33) ein UND-Gatter umfaßt, dessen einer Eingang mit der Zeitgeberimpulsquelle verbunden ist, dessen zweiteer Eingang mit dem Binärteilerausgang verbunden ist und dessen Ausgang mit dem Impulszählereingang verbunden ist, und daß das Gatter sperrbar ist durch die Ausgangssignale des Binärteilers.

6. Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler nach Anspruch

5, gekennzeichnet durch einen zwischen den Binärzählerausgang und den zweiten Eingang des UND-Gatters geschalteten bistabilen Schaltkreis· (3l)> der durch die Binärteilerausgangssignale in den einen stabilen Zustand schaltbar ist, in dem ein Sperrsignal an das UND-Gatter anlegbar ist.

7. Doppelflanken-Analog-Digital-Wanäler nach Anspruch

6, gekennzeichnet durch eine Triggerschaltung (32) für die Umschaltung des bistabilen Schaltkreises in dessen zweiten stabilen Zustand, in dem ein öffnungssignal an das UND-Gatter anleger ist für die Auslösung der Übertragung von Zeitgeber-

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impulsen an den Impulszähler.

8. Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Schaltelement (19)> das an die Integriereinrichtung (14, 15) angeschlossen ist für die Aufrechterhaltung eines vorgegebenen Spannungspegels am Ausgang (l6) der Integrierschaltung während des Zeitintervalls, in dem der Impulszähler keine Zeitgeberimpulse empfängt.

9. Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltelement eine Zenerdiode (19) umfaßt.

10. Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Rückstellsignalquelle (26) vorgegebener Höhe und Polarität, die mit dem Eingang der Integrierschaltung (14) verbunden ist, und durch die Auswahl der vorbestimmten Zählung für Kompensation des Impulszählwertes und -Vorzeichens entsprechend dem Rücksteilsignal, das von der RücksteilsignalquelIe an die Integrierschaltung anlegbar ist.

11. Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreise einen Binärzähler umfassen für die Beendigung der Übertragung von Zeitgeberimpulsen zum Impulszähler nach Empfang mindestens des dritten von mindestens drei aufeinanderfolgenden Ausgangssignalen von der Abtastschaltung.

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