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Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum Messen des Scheitelwertes
von unipolaren Spannungsimpulsen.
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Zum Messen von einmalig und kurzzeitig auftretenden Spannungsimpulsen
ist es bekannt, an Stelle einer aufwendigen Aufzeichnung mit Hilfe eines Oszillographen
Meßgeräte zu verwenden, die den vornehmlich interessierenden Scheitelwert des Spannungsimpulses
unmittelbar auf einem Meßinstrument anzeigen. Bei diesen Meßgeräten kommt es darauf
an, eine dem Scheitelwert des zu messenden Spannungsimpulses entsprechende Größe
für eine bestimmte Zeit, z. B. mehrere Sekunden, ohne nennenswerte Verfälschung
als Meßwert zu speichern.
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Für eine solche Speicherung ist eine Schaltung gemäß folgendem Grundprinzip
bekannt: Ein Kondensator C wird über eine Diode D auf den Scheitelwert des am Schaltungseingang
auftretenden Spannungsimpulses aufgeladen. Eine Entladung dieses Kondensators C
am Ende des Impulses wird durch den Sperrwiderstand der Diode D verhindert. Die
am Kondensator C, d. h. am Ausgang der Schaltung liegende Spannung läßt sich mit
einem elektrostatischen Voltmeter oder einem hochohmigen Verstärker mit nachgeschaltetem
Drehspulinstrument od. dgl. zur Anzeige bringen.
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Die Nachteile dieser bekannten Schaltung ergeben sich aus der nachfolgenden
Betrachtung. Die Kapazität des Kondensators C muß möglichst klein gehalten werden,
denn der Kondensator belastet die Impulsspannungsquelle und bestimmt auch den über
die Diode D beim Anstieg des Spannungsimpulses fließenden Strom 1 = C (duldt). Ferner
legt der Kondensator C die Bandbreitegb der Schaltung fest: Wenn die Impulsspannungsquelle
einen Innenwiderstand Rc besitzt, ergibt sich als Bandbreitefb = 1/(2z Rs C).
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Ferner bestimmt die Größe des Kondensators C zusammen mit dem Sperrwiderstand
Ro der Diode D die Entladezeitkonstante der Schaltung: Te = RD C.
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Wenn man nun beispielsweise den Kondensator C zu 100 pF wählt, müßte
der Sperrwiderstand RD für eine Entladezeitkonstante Te von 1000 Sekunden einen
Wert von 1013 Ohm annehmen. Da aber herkömmliche Halbleiterdioden einen so hohen
Sperrwiderstand nicht aufweisen, wurden bereits verschiedene Schaltungen entwickelt,
mit denen die Entladung des Eingangskondensators verzögert wird. Röhrendioden mit
den geforderten hohen Sperrwiderständen haben dagegen folgende Nachteile: Sie haben
einen relativ hohen Durchlaßwiderstand in der Größenordnung von 100 Ohm, sie erfordern
eine Heizung, was besonders bei batteriebetriebenen Geräten einen erheblichen Mehraufwand
bedeutet, sie erwärmen das Gerät (thermische Driften der übrigen Bauelemente) und
erfordern in der Regel eine Gegenspannung zur Erreichung des geforderten hohen Sperrwiderstandes;
schließlich ist die Lebensdauer geringer als bei Halbleiterdioden.
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Einige der oben erwähnten verbesserten Schaltungen basieren auf einer
Umladung des Kondensators C auf einen wesentlich größeren Speicherkondensator Cz6.
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Die Umladung erfolgt entweder über einen mechanischen Schalter oder
einen hochohmigen Widerstand oder eine Diode in Reihe mit einem hochohmigen Widerstand.
Der Nachteil dieser letzteren Schaltungen ist, daß die Umladezeitkonstante wesentlich
größer sein muß als die Impulsdauer, da es sonst zu einer unvertretbaren Verfälschung
des Meßergebnisses kommt. Da aber andererseits die Umladung nicht so
lange dauern
darf, daß der Kondensator C über den Sperrwiderstand der DiodeD bereits merklich
entladen wird, können mit diesen Schaltungen nur Spannungsimpulse relativ kurzer
Dauer (etwa bis zur Größenordnung von Millisekunden) registriert werden.
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Hierdurch ist eine wesentliche Einschränkung der Anwendbarkeit gegeben.
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Ferner ist es auch schon bekannt, die Diode D durch einen mechanischen
Schalter oder einen elektronisch gesteuerten Relaiskontakt nach dem Impulsende vom
Kondensator C abzutrennen. Abgesehen vom Aufwand haben auch diese Schaltungen den
Nachteil, daß nur Spannungsimpulse gemessen werden können, die vor der Abschaltung
ihr Spannungsmaximum erreicht haben.
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Ziel der vorliegenden Erfindung ist daher die Schaffung einer verbesserten
Schaltung, die sehr robust und betriebssicher ist, eine hohe Bandbreite aufweist,
einen sehr kompakten Schaltungsaufbau ermöglicht und keine Schalter, Relaiskontakte
oder Röhren beinhaltet.
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Ausgehend von einer bekannten Schaltung zum Messen des Scheitelwertes
von unipolaren Spannungsimpulsen mit vom zu messenden Impuls über eine Diode D 1
aufzuladenen, in Reihe liegenden Kondensatoren C1 und C2, wird zur Lösung der vorgenannten
Aufgabe erfindungsgemäß vorgeschlagen, die Schaltung so auszubilden, daß die Kapazität
des Eingangskondensators C1 um mindestens eine Größenordnung kleiner als die des
Speicherkondensators C2 ist, daß die den Ladestrom durchlassende Halbleiterdiode
D1 extrem gute-Durchlaßeigenschaften aufweist und daß parallel zu der aus Speicherkondensator
C2 und erster Halbleiterdiode D1 bestehenden Reihenschaltung eine die Entladung
des Speicherkondensators C2 verhindernde zweite Halbleiterdiode D2 (Sperrdiode)
mit einem extrem hohen Sperrwiderstand in Reihe mit einem Widerstand R vorgesehen
ist.
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Weitere Einzelheiten und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus
der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung und der Zeichnung, in der ein Schaltbild
einer bevorzugten, erfindungsgemäßen Schaltung beispielsweise veranschaulicht ist.
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Wie die Zeichnung zeigt, ist die Schaltung so ausgebildet, daßeinEingangskondensator
C1, ein Speicherkondensator C2 und eine zwischen den Kondensatoren liegende, den
Ladestrom durchlassende erste Halbleiterdiode Dl an die Eingangsklemmen 1, 1' angeschlossen
sind und daß parallel zu der aus Speicherkondensator C2 und erster Halbleiterdiode
D1 bestehenden Reihenschaltung eine die Entladung des Speicherkondensators C2 verhindernde
zweite Halbleiterdiode D 2 in Reihe mit einem Widerstand R vorgesehen ist.
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Diese Schaltung ohne den Widerstand R ist formal gleich einer bereits
bekannten Gleichrichterschaltung, wie sie sich beispielweise in der ersten Stufe
einer Greinacher-Kaskade befindet oder wie sie auch in Meßgeräten zur Messung des
Scheitelwertes periodischer Wechselspannungen dient (deutsches Patent 1 120 010).
Bei dieser bekannten Schaltung wird zur Erzeugung einer Gleichspannung an einem
Kondensator C2 an den Eingang 11' eine Wechselspannung gelegt. Hiermit erscheint
an C2 der doppelte Scheitelwert der angelegten Wechselspannung infolge einer sich
über viele Perioden erstreckenden sukzessiven Aufladung, unabhängig von der Größe
der Kapazitäten C1 und C2. Der Kondensator C1 dagegen lädt
sich
auf den Scheitelwert der Wechselspannung auf.
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Üblicherweise werden die Kapazitäten C1 und C2 gleich groß oder im
Verhältnis 1 : 2 unterschieden gewählt. Für die Funktion dieser Schaltung ist es
wesentlich, daß die DodenDl und D2 gleich sind sowohl in ihren Durchlaß- als auch
in ihren Sperreigenschaften. (An beiden Dioden tritt eine gleich große Sperrspannung
auf.) Soll diese Schaltung zur Messung des Scheitelwertes von periodischen Wechselspannungen
dienen, so kann parallel zum Kondensator C2 ein Meßgerät angeschlossen werden. Die
durch das Instrument entzogene Ladung wird ebenso wie die über die Sperrwiderstände
der Dioden und D 2 abfließende Ladung kontinuierlich nachgeliefert durch die periodische
Spannungsquelle am Eingang. Diese Schaltung ist aber absolut ungeeignet zur Messung
von periodischen Spannungen, die nur wenige Perioden andauern, da der Kondensator
C2 erst während einer Vielzahl von Perioden auf den Endwert aufgeladen wird und
somit die an C2 anstehende Spannung abhängig von der Anzahl der Perioden der Wechselspannung
wird. Auch zur Messung einmaliger Spannungsimpulse ist diese Schaltung in der vorliegenden
Form nicht geeignet.
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Bei der erfindungsgemäßen Schaltung zur Messung unipolarer, einmalig
auftretender Spannungsimpulse wird von der Überlegung ausgegangen, daß Halbleiterdioden
mit sehr guten Durchlaßeigenschaften, wie hohe Strombelastbarkeit, geringer Durchlaßwiderstand
und insbesondere auch geringe Erholzeit in Sperrichtung, keinen extrem hohen Sperrwiderstand
besitzen.
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Deshalb wurden die beiden Funktionen, nämlich das Aufladen des Speicherkondensators
C2 über die mit dem Kondensator C1 in Reihe liegende Diode D1 und die Verhinderung
der Entladung durch die Diode D2 extrem verschiedenen Diodentypen übertragen. Während
als Diode D1 z. B. eine diffundierte Siliziumdiode 1N914 verwendet wird, kann als
Diode D2 eine Steuer-Hauptelektrodenstrecke eines N-Kanal-Feldeffekttransistors
2N4304, deren Sperrstrom in der Größenordnung von 1 pA liegt, verwendet werden.
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Für die Funktion dieser Schaltung ist es weiterhin wesentlich, daß
die Kapazitäten C1 und C2 sich in ihrer Größe sehr voneinander unterscheiden. So
wird die Kapazität C1 zweckmäßig in der Größenordnung von 100 pF gewählt, die Speicherkapazität
C2 in der Größenordnung von 100 nF. Somit ist die an C2 auftretende Spannung und
somit auch die an der Diode D2 anstehende Sperrspannung stets wesentlich kleiner
als der Scheitelwert der Eingangsspannung.
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Die Registrierung der Spannung an dem Speicherkondensator C2 kann
nun dadurch erfolgen, daß C2 mit der Steuerelektrode eines Feldeffekttransistors
verbunden ist, der mit seiner Hauptelektrodenstrecke als Widerstand in dem Zweig
einer Meßbrücke liegt.
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Allerdings kann die beschriebene Schaltung auch an einen Meßverstärker
mit ausreichend hohem Eingangswiderstand angeschlossen werden.
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Zur Erläuterung der Arbeitsweise der in der Zeichnung dargestellten
Schaltung sei angenommen, daß daß an den Eingangsklemmen 1, 1' ein positiver rechteckförmiger
Spannungsimpuls mit einer Amplitude von 100 V auftritt. Die in Reihe liegenden Kondensatoren,
nämlich der Eingangskondensator C1 von z. B. 100 pF und der Speicherkondensator
C2 von z. B. 100 nF, werden über die Aufladediode D1 aufgeladen, wobei sich die
Spannung etwa im umgekehrten Verhältnis der Kapazitätswerte auf die Konden-
satoren
C1 und C2 aufteilt. Da der Eingangskondensator C1 wesentlich kleiner ist als der
Speicherkondensator C2, liegt nahezu die gesamte Spannung am Kondensator C1.
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Am Ende des Impulses liegt im ersten Augenblick die Sperrspannung
von etwa 100 V an der Diode D1 und nun wird der Eingangskondensator C1 über die
Diode D2 in Durchlaßrichtung, den Widerstand R und den an den Eingangsklemmen 1,
1' liegenden äußeren Kreis entladen. Da der Entladestrom durch die Steuer-Hauptelektrodenstrecke
des als Sperrdiode D2 verwendeten Feldeffekttransistors keinesfalls zu groß werden
darf, ohne die Diode zu zerstören, ist seine Begrenzung durch den Widerstand R wesentlich
für die Funktion der Schaltung. Wenn man beispielsweise den Entladewiderstand R
zu 1 Megohm wählt, ergibt sich ein maximaler Strom von UciIR z 1001106 = 0,1 mA,
wenn Ucl die Spannung an C1 ist. Die Entladung von C1 erfolgt mit einer Zeitkonstanten
Te1 =R.Cl =100.
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Im weiteren Verlauf wird nun der Eingangskondensator C1 über den
Sperrwiderstand RD1 der Diode D1 auf die Spannung des Speicherkondensators C2 von
etwa 0, 1 V umgeladen. Geht man davon aus, daß RD1 einen Wert von 108 Ohm hat, ergibt
sich eine Zeitkonstante - Cl. C2 T,= R1=10ms.
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C1 + C2 Nach Beendigung dieser Umladung von der Speicherkapazität
C2 auf die Eingangskapazität C1 sind beide Kondensatoren gleichsinnig aufgeladen
und über den nicht sehr hohen Sperrwiderstand von D 1: RD1 parallel geschaltet.
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Es sei darauf hingewiesen, daß die durch Tel und Tu charakterisierten
Vorgänge erst dann beginnen, wenn die Spannung an den Eingangsklemmen 1, 1' verschwunden
ist. Somit sind die Spannungen an den Kondensatoren C1 und C2, die sich schließlich
einstellen, unabhängig davon, wie lange die Rechteckspannung an den Eingangsklemmen
1, 1' angestanden ist.
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Im weiteren Verlauf kann sich nun der Speicherkondensator C2 (und
auch C1) nur noch über den Sperrwiderstand der Sperrdiode D2 entladen. Für eine
Entladezeitkonstante Tee dieses Speicherkondensators C2 von 10000 Sekunden (d. h.
bei einem zugrundegelegten Abfall des gespeicherten Signals in 10 Sekunden um 0,1%)
muß der Sperrwiderstand der Diede D2 Fe2 RD2= # 1012 Ohm C1 + C2 Betragen. Man erkennt,
dß Feldeffekttransistoren, die sich in ihrem P-N-Übergang in Durchlaßrichtung wie
Dioden verhalten, in Sperrichtung aber außerordentlich hochohmig sind, besonders
gut für die Aufgaben der Sperrdiode D2 geeignet sind, insbesondere, da die an D2
gemäß des hier ausgeführten Beispieles auftretende Sperrspannung kleiner als 1 V
ist (im Gegensatz zu der an D 1 maximal auftretenden Sperrspannung von etwa 100
V).
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Zu einer Erweiterung des Meßbereiches bei höheren Eingangsspannungen
von z. B. 1000 V werden ausreichend viele Durchlaßdioden D1 in Reihe geschaltet,
während die Sperrdiode D2 unverändert beibehalten werden kann.
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Die an dem Speicherkondensator C2 liegende Spannung wird z. B. über
einen in seinem Aufbau bekannten Brückenverstärker gemessen, der ebenfalls in der
Zeichnung schematisch dargestellt ist. Die Ausgangsdiagonale der Brücke ist an ein
Meßinstrument, beispielsweise ein Drehspulinstrument M angeschlossen.
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Ein Brückenzweig enthält einen N-Kanal-Feldeffekttransistor (z. B.
2N4304), der mit seinen Hauptelektroden in den Brückenzweig eingeschaltet ist, während
seine Steuerelektrode bei 2' mit dem einen Belag des Speicherkondensators C2 verbunden
ist. Der andere Belag des Speicherkondensators C2 ist im Punkt 2 mit der unteren
Spannungsecke der Brücke verbunden.
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Es ist offensichtlich, daß eine Spannung an den Eingangsklemmen 2,
2' des Verstärkers eine Brückenver-Stimmung und damit eine Anzeige am Drehspulinstrument
M bewirkt. An Stelle des Instrumentes M kann verständlicherweise auch ein Digitalvoltmeter,
ein Schreiber o. dgl. angeschlossen werden.
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Mit dem geschilderten Prinzip ist es möglich geworden, ein Meßgerät
zu erstellen, das unipolare Spannungsimpulse bis zu einigen 100 V mit einer Dauer
von einigen Nanosekunden bis zu einigen 10 Sekunden zu messen imstande ist.
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Da für die sehr einfache Schaltung ausschließlich Bauelemente der
Festkörperelektronik verwendet werden konnten, ist bei hoher Zuverlässigkeit die
Leistungsaufnahme außerordentlich gering; das Gerät
kann mit einer kleinen Batterie
betrieben werden, ist damit netzunabhängig und potentialfrei. Durch den kompakten
Aufbau in einem Metallgehäuse treten elektromagnetische Einstreuungen auch bei starken
Störfeldern nicht merkbar auf.