DE1537653B2

DE1537653B2 - Verfahren zur verbesserung des frequenzverhaltens eines transistorisierten leistungsverstaerkers

Info

Publication number: DE1537653B2
Application number: DE19671537653
Authority: DE
Inventors: Der Anmelder Ist
Original assignee: Rothe, Horst, Dr.-Ing., 7500 Karlsruhe-Durlach
Priority date: 1967-10-04
Filing date: 1967-10-04
Publication date: 1971-09-30
Also published as: FR1585743A; US3581225A; GB1207428A; DE1537653A1

Description

Es ist eine bekannte Tatsache, daß die Wechselstromleistung, die von einem Transistor an einen selektiven Belastungswiderstand unter optimalen Betriebsbedingungen abgegeben werden kann, oberhalb einer für jeden Transistortyp spezifischen Frequenz sehr rasch abnimmt gegenüber der Leistung bei darunterliegenden Frequenzen. Die F i g. 1 zeigt schematisch diese bei allen Transistoren vorhandene Abhängigkeit. Unterhalb der in der F i g. 1 mit W₁ bezeichneten Kreisfrequenz ist die entnehmbare Wechselstromleistung N unabhängig von der Frequenz und allein durch die Grenz-Betriebsdaten des Transistors, d. h. vor allem durch die Kollektor-Verlustleistung und die Kollektor-Gleichspannung sowie durch die eingangsseitigen Betriebsbedingungen von Gleichvorspannung und Wechselspannung zwischen Basis und Emitter gegeben. Oberhalb W₁ nimmt die maximal entnehmbare Wechselstromleistung mit steigender Frequenz sehr rasch ab.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Verbesserung des Frequenzverhaltens eines transistorisierten Leistungsverstärkers anzugeben, bei dem am Ausgang des Leistungsverstärkers oberhalb der Kreisfrequenz ω_α eine wesentlich höhere Wechselstromleistung erzielt wird als bisher. Die Erfindung besteht bei einem solchen Verfahren darin, daß dem Leistungstransistor zwischen dem äußeren Basisanschluß und dem äußeren Emitteranschluß eine äußere Steuerwechselspannung zugeführt wird, deren Kurvenform von der Kurvenform der unmittelbar an der Emitter-Basis-Sperrschicht liegenden inneren Steuerwechselspannung derart abweicht, daß trotz der Spannungsabfälle an den vom Basis- und/oder Emitterstrom durchfiossenen Impedanzen zwischen den äußeren Basis- und Emitteranschlüssen und der Emitter-Basis-Sperrschicht der Ausgangsstrom die gewünschte Kurvenform erhält. Diese Forderung gilt für den Bereich der Flußpolung, d. h. für denjenigen Zeitabschnitt, in dem die Emitter-Basis-Sperrschicht des Leistungstransistors in Flußrichtung gepolt ist. Während bei einem Α-Betrieb des Leistungsverstärkers immer eine Flußpolung vorliegt, findet bei einem B- oder C-Betrieb eine Flußpolung nur in bestimmten Zeitabschnitten statt.

Die Basisimpedanz setzt sich zusammen aus dem inneren Basiswiderstand (Rbb'), der zwischen dem äußeren Basisanschluß an der Emitter-Basis-Sperrschicht liegt, den Kontaktwiderständen, den Basis-Zuleitungsimpedanzen sowie gegebenenfalls aus Basisimpedanzen, die in der äußeren Basiszuleitung vorhanden sind. Die Emitterimpedanz resultiert aus dem im Transistor vorhandenen Widerstand zwischen dem Emitteranschluß und der Emitter-Basis-Sperrschicht, den Kontaktwiderständen und den Emitterzuleitungsimpedanzen. Kontaktwiderstände entstehen z. B. zwisehen den Zuleitungen und den Elektroden. _

Die Erfindung basiert auf theoretischen Überlegungen, deren Richtigkeit durch praktische Versuche bestätigt worden ist. Zum besseren Verständnis der der Erfindung zugrunde liegenden Überlegungen werden zunächst die Verhältnisse untersucht, die bei dem bekannten Betrieb von Leistungstransistoren vorliegen. Zur Ermittlung der von einem transistorisierten Leistungsverstärker abgegebenen Wechsel-Stromleistung dient die prinzipielle Meßschaltung der F i g. 2, bei der als Beispiel ein pnp-Bipolar-Transistor in Emitterschaltung vorgesehen ist. Der zwischen den ausgangsseitigen Anschlußpunkten C und E liegende Belastungswiderstand besteht aus einem ParallelResonanzkreis, der für die Meßfrequenz ω auf Resonanz abgestimmt ist, so daß sein Gesamtwiderstand reell gleich R_a ist. Außerdem liegt zwischen C und E die Kollektorgleichspannung J/_ce. Von dem Kollektorstrom i_c(t) erzeugt nur die darin enthaltene Grundwellenamplitude i_Cm am Außenwiderstand einen Spannungsabfall und gibt an R_a die Nutzleistung J^ = §/*<A ab, während die in i_c(t) enthaltene GleichstromKomponente J₀ die aufgenommene Gleichstromleistung N = Jcüce bestimmt.

Auf der Eingangsseite wird zwischen den äußeren Anschlußpunkten B und E des Transistors außer einer Gleichspannung Vbe die Wechselspannung iibe(t) angelegt. Für die Stromaussteuerung des Transistors ist jedoch nicht die zwischen diesen äußeren Anschlußpunkten angelegte Spannung u_be(t), sondern die im Innern an der Emittersperrschicht auftretende Wechselspannung κ&'«(0 maßgebend, die wegen des Spannungsabfalls an den Impedanzen der Zuleitungen von den äußeren Anschlußpunkten zur inneren Sperrschicht nicht gleich ut,_e(t) ist. Es ist üblich und in gewisser Näherung auch zulässig, diese Impedanzen in einer Basisimpedanz Z& zwischen dem äußeren' Basispunkt B und einem fiktiven inneren Basispunkt B' direkt an der Basisseite der Emitter-Sperrschicht zusammenzuziehen. An diesem Punkt B' liegt dann die steuernde Wechselspannung

wobei der Spannungsabfall #&&'(;) an der Basisimpedanz Zb durch den in der Basiszuleitung fließenden Strom /&(/) gegeben ist. Auch die im allgemeinen kleineren Impedanzen Z_e in der Emitterzuleitung haben Einfluß auf die steuernde Spannung an der Emittersperrschicht. Auf diesen Einfluß wird noch später eingegangen werden.

Die experimentelle Untersuchung der Strom- und Spannungsaussteuerung unter gegebenen Betriebsbedingungen kann bekannterweise mit einem Mehrstrahl-Oszillographen erfolgen, indem z. B. wie in den F i g. 3 oder 4 durch zwei Strahlen gleichzeitig der Kollektor- und der Basisstrom i_c{t) bzw. z&(i) oder die Steuerspannung u_be(t) und i_c(t) oder h{f) auf dem Oszillographenschirm angezeigt werden. Zur Darstellung der Spannungen wird dabei der Oszillograph zwischen den Punkten B und E der Schaltung von F i g. 2 oder zur Darstellung von u_ce(t) an den im Ausgang liegenden Resonanzkreis angeschlossen. Zur Anzeige der Ströme werden in die Zuleitungen zur Basis bzw. zum Emitter niedrige frequenzunabhängige reelle Widerstände eingeschaltet, von denen Spannungen proportional zu den betreffenden Strömen abgegriffen und auf dem Oszillographenschirm angezeigt werden können.

Um einen möglichst hohen Umformungs-Wirkungsgrad der kollektorseitig aufgenommenen Gleichstromleistung in an R_a abgegebene Wechselstromleistung zu erhalten, muß die Stromaussteuerung derart erfolgen, daß ein Kollektorstromimpuls nur während eines Teiles der Wechselstromperiode erfolgt, der vorzugsweise gleich oder kleiner als die halbe Periode ist. Wird die Zeit des Stromflusses im Winkelmaß mit 360° für die Gesamtperiode ausgedrückt, so wird als Stromflußwinkel Θ der halbe Winkel des Stromflusses bezeichnet. Eine eingangsseitige Aussteuerung bei Übe — 0 wird als B-Betrieb bezeichnet, eine Aus-

U(wf) VexD "	Ye(Wt) \	= Ub>e(<X>	1 +	β w diib'	e(wt)	Steuer
Ib(UJl) CAJJ
β \	U_T )		Ut w_a d(	mt)	en
		das
Damit errechnet	sich für	ig. 2
Transistors entsprechend F
spannung zu	0 +	(3)
Ube(a>t)	Ersatzschaltbild des
	die äußere

Ubb'iwt).

3 4

steuerung bei einer Gleichvorspannung Vbe in Sperr- Ub'_e(a>t) = 0 und Ut die bekannte Temperaturspanrichtung als C-Betrieb. nung bedeutet, so ergibt sich

Eine solche Untersuchung der Strom- und Spannungsaussteuerung sowie der entnehmbaren Wechselstromleistung unterhalb und oberhalb der in F i g. 1 5
mit W₁ bezeichneten Frequenz ergibt folgendes allgemeine Bild:

Bei w & 0,5 W₁ beträgt bei B-Betrieb (übe = 0),
Vec = 20 V und einer Kollektorverlustleistung Jf_v
= 4 W die entnehmbare Wechselstromleistung N pz 15 W ι ο
und der Wirkungsgrad η en 79 °/₀. Den zeitlichen Verlauf von Kollektorstrom i_c(t), Kollektorwechselspannung Uce(t) und Basisstrom /&(/) zeigt F i g. 3 nach Durch numerische Integration dieser Beziehungen Oszillographen-Aufnahmen. i_c(t) besitzt einen Strom- mit Hilfe eines Rechenautomaten läßt sich bei flußwinkel von etwa Θ = 90° entsprechend den Be- 15 gegebener sinusförmiger äußerer Steuerspannung dingungen der eingangsseitigen Aussteuerung. Der Ube(wt) = übesinwt der Verlauf von Ub'_e(cot), i_c(cot) zeitliche Verlauf von i_c(t) entspricht dem Exponential- und h(wt) bei bekannten Daten von ß, W₀₁ und Zb verlauf der Kennlinie des Kollektorstromes. Die bestimmen. Z& kann dabei gleich dem reellen Basisdarunter liegende Kurve von /&(/) zeigt einen zeitlichen widerstand Rbb' gesetzt werden, solange der Einfluß Verlauf im wesentlichen proportional zu i_c(t) ent- 20 von Zuleitungsinduktivitäten klein bleibt,
sprechend dem Stromverhältnis ß, jedoch mit Über- Solche Rechnungen ergeben einen zeitlichen Verlauf lagerung eines geringen Störungsgliedes. von i_c{wt) und ib(cot), der mit dem in der F i g. 4

Bei Steigerung der Meßfrequenz auf etwa 1OcU₁ gezeigten Verlauf weitgehend übereinstimmt. Der

sinkt unter den gleichen Betriebsbedingungen (t/6e = 0; Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß der

Ue₀ = 20 V; Nv = 4 W) die entnehmbare Wechsel- 25 Leistungsabfall von Transistoren bei hohen Frequenzen

Stromleistung auf N en 6 W, d. h. der Wirkungsgrad vornehmlich durch den Spannungsabfall verursacht

auf η pn 60%. Die F i g. 4 zeigt den dabei vorhandenen wird, der an den vom Basis- und/oder Emitterstrom

zeitlichen Verlauf von Ube(t), h(t) und h(t). Der Strom- durchflossenen Impedanzen auftritt,

flußwinkel des Kollektorstromes ist auf Θ = 135° an- Trotz aller Bemühungen in den letzten Jahren ist es

gewachsen, trotzdem die Aussteuerung nach wie vor 30 nicht gelungen, diese Impedanzen (vor allem den

im B-Betrieb mit Vbe = 0 erfolgt. Die Spitze von /<·(/) Basiswiderstand Rbb') hinreichend zu verkleinern,

ist außerdem merklich abgeflacht. Beide Erscheinungen Selbst wenn es gelingen sollte, die den unerwünschten

bewirken eine Abnahme der in diesen Stromimpulsen Spannungsabfall bewirkenden Impedanzen noch weiter

enthaltenen Grundwellen-Amplitude und damit des zu verkleinern, so ist diesen Bestrebungen auf jeden

Wirkungsgrades. Weiterhin zeigt der Verlauf von /&(/) 35 Fall eine Grenze gesetzt, die niemals unterschritten

eine merkliche Veränderung, da er nicht mehr im werden kann. Nach der Erfindung wird deshalb zur

wesentlichen proportional zu i_c(t) verläuft, sondern Kompensation des unerwünschten Spannungsabfalls

entscheidend durch ein Glied proportional zum an den genannten Impedanzen ein völlig neuer Weg

Differentialquotienten di_c(t)/dt bestimmt wird. beschritten, indem, wie bereits ausgeführt, dem

Das Hervortreten dieses letzten Gliedes von z&(i) bei 40 Leistungstransistor zwischen dem äußeren Basissteigender Frequenz läßt sich aus der Theorie des anschluß und dem äußeren Emitteranschluß eine Transistors erklären. Nach dieser Theorie ist eine äußere Steuerwechselspannung zugeführt wird, deren Änderung des Flußstromes vom Emitter zum Kollektor Kurvenform von der Kurvenform der unmittelbar verbunden mit einer Umladung der im Basisraum und an der Emitter-Basis-Sperrschicht liegenden inneren in der Emitter-Sperrschicht gespeicherten Ladungen. 45 Steuerwechselspannung derart abweicht, daß trotz der Eine Änderung des Diffusionsstromes durch die Basis- Spannungsabfälle an den vom Basis- und/oder schicht setzt eine Dichteänderung der dort gespeicher- Emitterstrom durchflossenen Impedanzen zwischen ten Minoritätsträger voraus. Eine Berechnung des den äußeren Basis- und Emitteranschlüssen und der dadurch notwendigerweisemit dem Kollektorstrom i_e(f) Emitter-Basis-Sperrschicht der Ausgangsstrom die verbundenen Basisstromes ist in erster Näherung 50 gewünschte Kurvenform erhält. Unter Kurvenform möglich, wenn angenommen wird, daß die zur Um- wird dabei ein bestimmter Spannungsverlauf in Abladung erforderlichen Ladungsträger nur in der Basis- hängigkeit von der Zeit verstanden. Nach der Erzuleitung zu- bzw. abfließen sowie die Diffusionszeiten findung wird also die Leistungsumformung eines dieser Träger klein sind gegen die Periodendauer. Transistors oberhalb der in F i g. 1 mit W₁ bezeichneten Dann gilt 55 Frequenz dadurch verbessert, daß die äußere, zwischen . . a· ( \ ^^em äußeren Basisanschluß und dem äußeren Emitter-

i_b(wt) = ¹⁽*·^ωί' ι — °'^ω -* _; (i) anschluß zugeführte Steuerwechselspannung w&_e(0

β w_x d(a)i) gegenüber der im Innern an der Emitter-Basis-Sperrschicht gewünschten (z. B. sinusförmigen oder teil-

wobei ω_α die bekannte «-Grenzfrequenz und β das 60 sinusförmigen) Steuerwechselspannung «&'_e(0 in einer

Stromverteilungsverhältnis des betreffenden Tran- solchen Art verformt wird, daß der Spannungsabfall

sistors bedeutet. Wird für die Abhängigkeit des an den vom Basis- und/oder Emitterstrom durch-

Kollektorstromes i_c{wt) von der inneren Steuer- flossenen Impedanzen zur Gänze oder zum Teil kom-

spannung uve(üJt) an der Emittersperrschicht pensiert wird und ein gewünschter ausgangsseitiger

65 Stromverlauf entsteht.

i_c(wt) = I₀₀ exp [iib'e(wt)/UT] (2) Gemäß einer zweckmäßigen Ausgestaltung der

Erfindung wird die zugeführte Steuerwechselspannung angenommen, wobei /_co den Kollektorflußstrom bei so gewählt, daß die unmittelbar an der Emitter-

5 6

■Basis-Sperrschicht liegende innere Steuerwechsel- diesen Aussteuerungsbedingungen verläuft i_c(cot) ausspannung uve(t) einen sinusförmigen Verlauf erhält. gesprochen impulsförmig. Der Abstand zwischen den Bei einem B- oder C-Betrieb des Leistungsverstärkers Stromwerten i_c{a>t) = Je₀ entspricht dabei dem Strombraucht bei einer solchen Wahl der zugeführten flußwinkel 2 Θ = 180°. Die an R_a abgegebene Wechsel-Steuerwechselspannung Ube(t) die unmittelbar an der 5 Stromleistung ist in diesem Idealfall gleich der bei Emitter-Basis-Sperrschicht liegende Steuerwechsel- Niederfrequenz entnehmbaren.
spannung nur im Bereich der Flußpolung sinusförmig Die untere Kurve in der F i g. 5 zeigt den errechneten zu verlaufen. Verlauf von ib(cot) in einem gegenüber der Kurve von

Die Bedingung, daß die unmittelbar an der Emitter- i_c(cot) zehnfach vergrößerten Maßstab. Wesentlich ist,

Basis-Sperrschicht liegende innere Steuerwechselspan- io daß die äußere Steuerquelle zwischen den Punkten B

nung ut,'e{t) sinusförmig ist, wird gemäß einer zweck- und E diesen Stromfluß ζ&(ωί) ermöglicht, der einen

mäßigen Ausgestaltung der Erfindung dadurch er- beträchtlichen Anteil der 2. und höherer Harmonischer

reicht, daß die dem Leistungstransistor zwischen der Steuerfrequenz enthält.

Basis und Emitter zugeführte äußere Stuerwechsel- Wenn eine vergleichbare Stromaussteuerung wie im

spannung uuif) eine oder mehrere Harmonische der 15 Beispiel der F i g. 5 ebenfalls bei sinusförmigem Ver-

Nutzfrequenz enthält. lauf der inneren Steuerspannung ui> >_e{a>t), jedoch mit

Die zwischen Basis und Emitter des Leistungs- einem Stromflußwinkel von Θ = 60° erreicht werden transistors erforderliche Steuerwechselspannung Ub'ett) soll, ist eine noch ausgeprägtere und kurzzeitigere erhält man gemäß einer zweckmäßigen Ausgestaltung Impulsspitze von M»_e(coi) erforderlich, wie die erder Erfindung beispielsweise dadurch, daß der zu 20 rechneten·" Kurven gemäß der F i g. 6 zeigen. Entverstärkenden Spannung mit der erwünschten Nutz- sprechend kurzzeitiger ist auch der Verlauf des frequenz eine Zusatzspannung überlagert wird, deren Basisstromes ζ&(ωί), der einen beträchtlichen Anteil zeitlicher Verlauf aus dem Basisstrom des Leistungs- der 4. und höherer Harmonischer der Steuerfrequenz transistors abgeleitet wird. Zur Gewinnung dieser enthält.

Zusatzspannung ist in der Basiszuleitung beispiels- 25 Um den gewünschten Verlauf der inneren Steuerweise eine entsprechende Zusatzimpedanz Z» an- spannung, z. B. den im Beispiel genannten sinusgeordnet. Es empfiehlt sich, gemäß einer Weiterbildung förmigen Verlauf uv_e{cot) = Ub'esinmt zu erhalten, ist der Erfindung die an der Zusatzimpedanz abfallende es nach diesen Betrachtungen bei Frequenzen >ω₁ erSpannung mit Hilfe eines Verstärkers zu verstärken forderlich, während des gewünschten Stromfluß- und nach der Verstärkung der zu verstärkenden 30 winkeis Θ eine äußere Flußsteuerspannung Ube(cot) Spannung mit der Nutzfrequenz zu überlagern. Hat mit einem Spannungswinkel α «9 an die äußeren der Leistungsverstärker Vorstufen, so empfiehlt es Eingangsklemmen anzulegen. Dieser kürzere Spansich, nach der Erfindung die an der Zusatzimpedanz nungsimpuls kann in einer der Steuervorstufen erzeugt abfallende Spannung der Spannung mit der Nutz- werden, indem z. B. eine dieser Vorstufen zwar einen frequenz am Eingang einer der Vorstufen zu überlagern. 35 aperiodischen Widerstand an der Ausgangsseite er-

Der zu verstärkenden Spannung mit der Nutz- hält, jedoch sinusförmig in C-Bereich ausgesteuert

frequenz kann nach der Erfindung auch eine Zusatz- wird, so daß an ihrem Ausgang der gewünschte kurz-

: spannung überlagert werden, deren zeitlicher Verlauf zeitige Spannungsimpuls für die Aussteuerung der

aus dem Kollektor- oder Emitterstrom des Leistungs- Endstufe entsteht. Notwendig ist jedoch, wie oben

transistors abgeleitet wird. Eine solche Zusatzspannung 40 schon ausgeführt wurde, ein innerer Quellwiderstand

kann nach der Erfindung beispielsweise von einer oder der Steuerstufe, der den Fluß des Basisstromes ib(cot)

mehreren in Serie liegenden und in Flußrichtung in die zuläßt. Dieser niedrige Quellwiderstand kann z. B.

Emitterzuleitung eingeschalteten Diode(n) abgegriffen durch Zwischenschalten einer Stufe in Kolbktor-

werden. · schaltung erreicht werden.

■ Die Erfindung wird im folgenden an einem einfachen 45 . Andersartig kann der erforderliche Steuerspannungs-Beispiel unter Zugrundelegung der obigen theore- impuls auch mit Hilfe einer synchronisierten Kipptischen Beziehungen erläutert. Gefordert sei ein sinus- schaltung erzeugt werden.

förmiger Verlauf von «6'e(ft>0 = Ub'esincot. Bei Gültig- Aus der F i g. 5 ist zu erkennen, daß der für eine

keit der Beziehung (2) läßt sich der zeitliche Verlauf innere sinusförmige Steuerspannung uveit) erforder-

von /δ(ωί) und damit auch die äußere Spannung Ube(cot) 5o liehe äußere Steuerimpuls bei Θ = 90° vornehmlich

mit den Beziehungen (3) und (4) ermitteln. In der aus der Überlagerung von Spannungen der Freqeunz ω

F i g. 5 ist das Ergebnis einer solchen Berechnung und 2 ω besteht. Schon bei gleichzeitiger Aussteuerung

schematisch dargestellt für einen Transistor mit β = 45, mit diesen beiden Frequenzen geeigneter Amplituden

Rb = I Ω bei B-Betrieb, und einer Frequenz, für die und Phasen, die z. B. in der Schaltung der F i g. 7

_o ω ., . _ . ,. _ ...... . 55 erfolgen kann, ergibt sich bei Frequenzen ω «a ω, eine

σ «a 1 ist. Bei dieser Frequenz ware fur eine sinus- , ,⁶,. , ·,, , , -.,,· , . ,,,·. .

^H ω_Λ ^H erhebliche Verbesserung des Wirkungsgrads. Wird in

förmige äußere Steuerspannung Μ»_β(ωί) ohne die Er- dieser Schaltung die Steuerstufe im C-Betrieb aus-

findung die Wechselstromleistung gegenüber der bei gesteuert, so lassen sich durch Abstimmung der beiden

Niederfrequenz etwa im obengenannten Verhältnis Resonanzkreise im Kollektorkreis sowie die An-

15: 6 abgesunken. 60 kopplung an den Eingang der Endstufe die beiden

Um den sinusförmigen Verlauf der inneren Steuer- Spannungen auf optimale Bedingungen einstellen,
spannung iib'e(a>) zu erreichen, muß an die äußeren In der F i g. 8 sind für die gleiche Meßfrequenz ω Anschlußpunkte eine äußere Steuerspannung Ube{oit) oszillographische Aufnahmen von i_e{t), Ube(t) und k(t) angelegt werden, die in Flußrichtung eine aus- gezeigt, wobei entsprechend der Erfindung der Ausgesprochene Spitze besitzt mit einer Zeitdauer von 65 Steuerungsspannung eine Komponente 2ω zugesetzt nur etwa ¹I₄-FeUOiIe. Zwischen cot = 180 und 360°, ist, deren Amplitude und Phase experimentell als ist der nähere Verlauf von Μ&«(ω/) nicht von Bedeutung, optimal zur Erzielung eines guten Wirkungsgrades solange Μδ'_β(ωί) nur in Sperrichtung verbleibt. Unter ermittelt wurde. Bei "übe = 0, Tlce — 20 V und

pt_v = 4 W wird dabei eine Wechselstromleistung N «a 10 W erreicht.

Eine weitere Möglichkeit zur Einstellung einer optimalen äußeren Steuerspannung Ube(t) besteht darin, eine Korrekturspannung aus dem Verlauf von Is(O abzuleiten und der sinusförmigen Steuerspannung einer Vorstufe geeignet zu überlagern.

Die F i g. 9 zeigt dazu ein Schaltungsbeispiel. In den äußeren Steuerkreis des Leistungstransistors wird eine Zusatzimpedanz Zk eingeschaltet, an der ein Spannungsabfall ιΐκ((οί) entsteht. Diese Spannung wird in geeigneter Polung am Eingang einer Vorstufe in Serie mit der erforderlichen sinusförmigen Steuerspannung u_u(t) eingeschaltet. Bedeutet V die komplexe Spannungsverstärkung dieser Vorstufe, so wird der Spannungsabfall an der inneren komplexen Basisimpedanz Zb des Leistungstransistors völlig kompensiert, wenn gilt

Uk(COt) — [Ubb'(cot) +

= 0.

Dabei muß sein

V= It

Ubb'(cOt)

wobei diese Bedingung über den Bereich der wesentlichen Frequenzen wenigstens annähernd erfüllt sein muß.

Schließlich kann die Korrekturspannung, die einer äußeren sinusförmigen Steuerspannung überlagert werden muß, um den gewünschten z. B. sinusförmigen Verlauf der inneren Steuerspannung während des Stromflußwinkels 2(9 zu erreichen, auch aus dem zeit-

lichen Verlauf des Kollektor- bzw. Emitterstromes des Leistungstransistors abgeleitet werden. Bei sinusförmiger innerer Steuerspannung uy_e(cot) ist der idealisierte zeitliche Verlauf von i_c(cot) durch Gleichung (2) gegeben. Durchfließt dieser Strom eine Halbleiterdiode, deren Flußstrom Ido bei der Diodenspannung Ud-O gleich Ico des Transistors ist, so tritt an dieser Diode ein sinusförmiger zeitlicher Verlauf Μβ(ωί) auf, der angenähert gleich der sinusförmigen inneren Steuerspannung Ub'e(cot) ist, wenn der Spitzenstrom von i_c(cot) dabei die Diode in deren Flußrichtung durchläuft. Weicht der zeitliche Verlauf des Kollektorstromes von dem durch Gleichung (2) gegebenen Verlauf ab, so weicht auch der zeitliche Verlauf von Uu(cot) von der Sinusform ab. Diese Abweichung kann zur Korrektur der Steuerspannung benutzt werden.

Dazu werden die Diode oder eine Mehrzahl η gleichartiger Dioden entsprechend der Schaltung der F i g. 10 in die Emitterzuleitung des Leistungstransistors eingeschaltet, so daß sie vom Strom

U(cot) = «α>0 + ib(cot)
durchflossen werden. Wird zur Abkürzung geschrieben

⁷'«(^ω0 , Λ- f .^

i_b(tot) =

wobei Aib(cot) das oben diskutierte Zusatzglied proportional zum zeitlichen Differentialquotienten von i_c((ot) bedeutet, so gilt unter Einführung der Spannung Ub'n((ot) zwischen den Punkten B' und H der Schaltung in

F i g. 10 ; ·..-, ■ . _r _r

«α»0 = ^Jco (l + — \ P

1 + Aib(cot)

exp

und weiterhin

i_e((ot) = Ido exp [wi

Falls Ido = Ico (1 Ί ] ist, gilt daher

' ' , Ah(Wt)

ιΐο(α>ί) = Ub'e(cot)

, _; «cüi)(l+y]

bedeutet. In erster Näherung kann UrInA <ζ Ub'_e(cot) ^ 0 eingesetzt werden, so daß

ΊηΔ , Uü(cot) fts Ub'e(cot).

Bei Einschaltung von η gleichen Dioden gilt dann

llb'e(cot) = Ubh(cot) — Ubb'(cot) — Ubh(cot) Ubb'(cot)

n + l

Der Einfluß des Spannungsabfalls Ubv(cot) wird also durch die Einschaltung der Diode mit dem Faktor

verkleinert. Die damit verbundene entsprechende Verkleinerung einer sinusförmigen äußeren Steuerspannung Ubh(cot) kann durch Erhöhung der Vorverstärkung leicht ausgeglichen werden.

Die Dioden in der Emitterzuleitung können zusammen mit dem Endtransistor im gleichen Prozeß erstellt werden. Besteht letzterer aus der Parallelschaltung einer Anzahl kleinerer Teiltransistoren, so ist es vorteilhaft, Dioden in die Emitterzuleitung jedes Teiltransistors einzubauen. Diese Schaltung besitzt den Vorteil, daß auch der Einfluß einer in der Emitterzuleitung liegenden Impedanz Z_e mit kompensiert wird. Die obige Annahme UtIhA r* 0 ist natürlich oftmals nicht hinreichend erfüllt. Dieses Glied verursacht jedoch im wesentlichen eine Störschwingung, die sich dem idealen zeitlichen Verlauf des Kollektorstromes nach Gleichung (2) überlagert, ohne die Leistungsabgabe der Steuerfrequenz stärker zu beeinflussen.

Die in den Beispielen geschilderten Maßnahmen haben gemeinsam zur Folge, daß der Zeitwinkel der an den äußeren zugänglichen Anschlußpunkten Bund E des Leistungstransistors in Flußrichtung auftretenden Steuerspannung kleiner wird als der gewünschte Stromflußwinkel des Kollektorstromes und dadurch die

109 540/285

Wirkung des in der Basiszuleitung fließenden Umladestromes zu einem merklichen Teil kompensiert wird. Bei den Betrachtungen wurde stillschweigend vorausgesetzt, daß die für die Korrektur der Steuerspannung erforderlichen Halbleiterbauelemente (Transistoren bzw. Dioden) die dabei auftretenden höheren Frequenzen verarbeiten können. Diese Forderung ist zu erfüllen, weil dabei wesentlich niedrigere Leistungsumsätze als in dem Leistungstransistor der Endstufe auftreten, wofür Baulemente mit höherer Grenzfrequenz zu Verfügung stehen.

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Verbesserung des Frequenz-Verhaltens eines transistorisierten Leistungsverstärkers, dadurchgekennzeichnet, daß dem Leistungstransistor zwischen dem äußeren Basisanschluß und dem äußeren Emitteranschluß eine äußere Steuerwechselspannung zugeführt wird, deren Kurvenform von der Kurvenform der unmittelbar an der Emitter-Basis-Sperrschicht liegenden inneren Steuerwechselspannung derart abweicht, daß trotz der Spannungsabfälle an den vom Basis- und/oder Emitterstrom durchflossenen Impedanzen zwischen den äußeren Basis- und Emitteranschlüssen und der Emitter-Basis-Sperrschicht der Ausgangsstrom die gewünschte Kurvenform erhält.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zugeführte äußere Steuerwechselsparnung so gewählt wird, daß die unmittelbar an der Emitter-Basis-Sperrschicht liegende innere Steuerwechselspannung einen sinusförmigen Verlauf erhält.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsverstärker in B- oder C-Betrieb ausgesteuert wird.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die zugeführte äußere Steuerwechselspannung so gewählt wird, daß die unmittelbar an der Emitter-Basis-Sperrschicht liegende innere Steuerwechselspannung im Bereich der Flußpolung sinusförmig verläuft.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zugeführte äußere Steuerwechselspannung eine oder mehrere Harmonische der erwünschten Nutzfrequenz enthält.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der zu verstärkenden Spannung der Nutzfrequenz eine Zusatzspannung überlagert wird, deren zeitlicher Verlauf aus dem Basisstrom des Leistungstransistors abgeleitet wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Gewinnung der Zusatzspannung in der Basiszuleitung eine Zusatzimpedanz vorgesehen ist.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die an der Zusatzimpedanz abfallende Spannung durch einen Verstärker verstärkt und nach Verstärkung der zu verstärkenden Spannung der Nutzfrequenz überlagert wird.

9. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung von Vorstufen die an der Zusatzimpedanz abfallende Spannung der Spannung der Nutzfrequenz am Eingang einer der Vorstufen überlagert wird.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zu verstärkenden Spannung der Nutzfrequenz eine Zusatzspannung überlagert wird, deren zeitlicher Verlauf aus dem Kollektor- oder Emitterstrom des Leistungstransistors abgeleitet wird.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatzspannung von einer oder mehreren in Serie liegenden und in Flußrichtung in die Emitterzuleitung eingeschalteten Diode(n) abgegriffen wird.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen