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Die Erfindung betrifft eine elektrische Winkehneßvorrichtung für eine
drehbare Welle mit digitalem Ausgang, bei welcher die mechanische Drehbewegung mittels
eines induktiven Gebers in eine dazu proportionale Phasendifferenz zweier Sinusspannungen
umgewandelt wird, die Null-Durchgänge der Sinusspannungen mit zwei Null-Indikatoren
festgestellt und die - der Phasendifferenz und somit dem Drehwinkel proportionale
- Zeit zwischen den beiden Null-Durchgängen in der Weise digital gemessen wird,
daß der erste Null-Durchgang einen Zähler startet, der mit konstanter Frequenz zugeführte
Impulse zählt, und der zweite Null-Durchgang diesen Zähler bei einem bestimmten
Zählstand stillsetzt.
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Eine derartige Winkelmeßvorrichtung ist in K. Steinbuchs »Taschenbuch
der Nachrichtenverarbeitung« (Springer 1962), S. 765, beschrieben. Hier wird als
induktiver Geber ein Drehmelder (»synchro«) verwendet, der aus einer ihm zugeführten
Sinusspannung A - sind t eine entsrpechend phasenverschobene Sinusspannung
A - sin (c) t -I- a) erzeugt. Es wird also die Zeit zwischen den Null-Durchgängen
der ursprünglichen Sinusspannung und der vom Drehmelder erzeugten phasenverschobenen
Sinusspannung digital gemessen. Dies ist unter normalen Umweltbedingungen und einigermaßen
konstantenTemperaturverhältnissen eine durchaus brauchbare und ausreichend genaue
Methode der digitalen Winkelmessung.
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Anders ist es jedoch, wenn solche Messungen - wie dies unter den heute
vielfach gegebenen Bedingungen etwa in der militärischen und Raumfahrttechnik durchaus
die Regel sein kann - in Verhältnissen vorgenommen werden müssen, bei denen Temperatur,
Luftdruck, kosmische Strahlung und andere Umwelteinflüsse ganz erheblichen Schwankungen
unterworfen sein können. Namentlich die Temperatureinflüsse - man denke z. B. an
die Unterschiede zwischen Tag und Nacht im Weltall! - können die Messung von zu
übertragenden Daten nach der oben beschriebenen Methode sehr empfindlich verfälschen,
da sie die Parameter des induktiven Gebers (insbesondere die Größen L und R) beeinflussen
und dadurch eine Änderung des Phasenwinkels x (d. h. also eine scheinbare zusätzliche
Drehung) vortäuschen, , die keiner tatsächlichen Drehung des mechanischen Einstellgliedes
entspricht. Da in praktischen Verhältnissen die Temperatur stets schwankt, kann
ihr Einfluß nicht durch eine bestimmte, einer konstanten Größe entsprechende Nullpunktfestlegung
eliminiert ; werden; vielmehr sind umfangreiche und aufwendige Maßnahmen zurTemperaturstabilisierung
erforderlich.
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Ein weiterer Nachteil der oben angegebenen Anordnung besteht darin,
däß bei einem Vergleich der Null-Durchgänge der ursprünglichen Sinusspannung und
der davon abgeleiteten, durch den induktiven Meßgeber gelieferten phasenverschobenen
Wechselspannung Fehler und Ungenauigkeiten dadurch auftreten können, daß im Meßgeber
- der ja Wicklungen mit ferromagnetischem Kern enthält - die reine Sinusform der
Spannung durch höhere Harmonische verzerrt wird, so daß auch der Null-Durchgang
gegenüber der idealen Sinusform zeitlich versetzt sein kann.
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Aufgabe der Erfindung ist es, die dargestellten Schwierigkeiten auf
einfache Weise zu beheben.
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Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß als induktiver Geber
ein an sich bekannter Resolver mit einer Rotorwicklung und zwei zueinander senkrechten
Statorwicklungen verwendet wird und die Ausgänge der Statorwicklungen über zwei
parallelgeschaltete, aus je einer Reihenschaltung eines Widerstandes und einer Kapazität
bestehende komplexe Spannungsteile, bei denen die Reihenfolge von Kapazität und
Widerstand jeweils umgekehrt ist, miteinander verbunden sind und die phasenverschobenen
Sinusspannungen an den Teilpunkten der beiden Spannungsteiler abnehmbar und den
Null-Indikatoren zuführbar sind.
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Erfindungsgemäß wird also ein Vergleich der phasenverschobenen Spannung
mit der ursprünglichen Sinusspannung vermieden; viehmehr werden aus der primären
Sinusspannung sekundär zwei Sinusspannungen (die Spannungen an den Teilpunkten)
derselben Frequenz erzeugt, die gegenüber der ursprünglichen Sinusspannung um den
gleichen Betrag, aber in entgegengesetzten Richtungen phasenverschoben sind, so
daß sich zwischen den beiden Sekundärspannungen im Vergleich zu der Phasenverschiebung
zwischen einer dieser Spannungen und der Primärspannung die doppelte Phasenverschiebung
ergibt; dabei ist diese Phasenverschiebung dem Drehwinkel des Rotors gegenüber den
Statorwicklungen und somit dem Drehwinkel des Einstellwinkels proportional.
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Bei einer derartigen Differenzschaltung heben sich die Temperatur-
und sonstigen Umwelteinflüsse in der
| induktiven Kopplung zwischen der Rotorwicklung |
| und den Statorwicklungen heraus, da sie sich in den |
| beiden Ausgangskanälen gleichmäßig auswirken; auch |
die durch höhere Harmonische bedingten Null-Durchgangsfehler wirken sich in beiden
Ausgangskanälen in gleicher Weise aus und können die Zeitspanne zwischen den beiden
Null-Durchgängen nicht merklich verfälschen.
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Die Erfindung wird nachfolgend an Hand der Figurennäher erläutert;
es zeigt F i g. 1 ein teilweise in Blockform gezeichnetes Schema eines Resolvers
und anderer Grundbauteile einer Winkelmeßanordnung gemäß der Erfindung, F i g. 2
verschiedene Amplituden von ersten und zweiten Ausgangssignalen von den in F i g.
1 gezeigten Resolver-Statorwicklungen für verschiedene Winkelstellungen eines Einstellgliedes,
F i g. 3 die Weise, in der Start- und Stop-Steuersignale aus der Verarbeitung der
Ausgangssignale des Resolvers gemäß dem System nach F i g. 1 gewonnen werden, F
i g. 4 eine Folge von Taktimpulsen und die Weise, in der Teilfolgen dieser Impulse
ausgewählt werden, um eine Digitalauslesung der Winkelstellung der in F i g. 1 dargestellten
drehbaren Welle zu ermöglichen.
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F i g. 1 zeigt in ihrem oberen linken Teil ein Zifferblatt 10 mit
einem Zeiger 11. Um ein Ausführungsbeispiel für die Erfindung zu geben, sei angenommen,
daß eine Fernablesung der Winkelstellung des Zeigers 11 relativ zum Zifferblatt
10 gewünscht wird. Ferner sei angenommen, es sei eine digitale Ablesung für direkte
Verarbeitung in einem Rechner oder für die Betätigung irgendeiner geeigneten digitalen
Auslesevorrichtung gewünscht.
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Dazu ist ein Wandler vorgesehen, um ein elektrisches Signal mit einer
kennzeichnenden Größe zu erzeugen, die durch die Winkelstellung der Welle 11 bestimmt
wird. Dieser Wandler umfaßt einen Resolver mit einer
mit der Welle
des Zeigers 11 fest gekoppelten Rotorwicklung R, so daß der Rotor R eine Winkelstellung
entsprechend der Winkelstellung des Zeigers 11 einnimmt. Wie ersichtlich, besitzt
der Resolver überdies eine erste und eine zweite Statorwicklung S 1 und
S 2,
deren Innenenden verbunden und im Punkt 13 geerdet sind und deren
äußere Enden mittels der Leitungen 14 und 15 herausgeführt sind. Diese sind mittels
eines ersten und eines zweiten Phasenschieberzweiges überbrückt. Der erste dieser
Phasenschieberzweige umfaßt eine Reihenschaltung eines Kondensators C 1 und eines
Widerstandes R 1 und eine erste Ausgangsleitung 16, die vom Verbindungspunkt des
Kondensators C 1 und des Widerstandes R 1 ausgeht. Der zweite Phasenschieberzweig
umfaßt eine Reihenschaltung eines Widerstandes R 2 und eines Kondensators C 2, wobei
Kondensator und Widerstand im Vergleich zum erstgenannten Phasenschieberzweig umgekehrte
Reihenfolge haben. Eine zweite Ausgangsleitung 17 geht vom Verbindungspunkt des
Widerstandes R2 und des Kondensators C2 aus.
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Die an den Ausgangsleitungen 16 und 17 erscheinenden Ausgangssignale
werden jeweils einem ersten und einem zweiten Nullindikator 18 bzw. 19 zugeführt.
Diese Indikatoren wirken als Hochleistungsverstärker und liefern somit an den Ausgangsleitungen
20 und 21 rechteckförmige Ausgangssignale. Geeignete Start- und Stop-Steuersignale
werden ihrerseits von diesen rechteckförmigen Ausgangssignalen abgeleitet und speisen
eine Zählvorrichtung, die eine Zähler-Torschaltung 22 einschließt. Die Zähler-Torschaltung
22 ist mit Punkt 26 verbunden und empfängt somit eine Folge von elektrischen Impulsen,
die ein Taktimpulsgenerator 24 liefert. Eine Auslese-Zählschaltung 25, die ebenfalls
zur Zählvorrichtung gehört, empfängt eine durch die Zähler-Torschaltung 22 durchgelassene
Teilfolge dieser Impulse, die in der Zeitspanne zwischen dem die Öffnung der Zähler-Torschaltung
bewirkenden Start-Steuersignal und dem die Schließung der Torschaltung bewirkenden
Stop-Steuersignal eintrifft.
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Der Taktimpulsgenerator 24 wird außerdem für eine Synchronisierung
des Wechselstrom-Erregersignals für den Rotor des Resolvers verwendet. Dazu wird
die vom Taktimpulsgenerator erzeugte Impulsfolge über die Leitung 26 zu einem Frequenzteiler
27 geleitet. Die Teilfrequenzimpulse werden dann einer Filter- und Verstärkerschaltung
28 zugeführt, um für den Rotor des Resolvers ein Wechselstrom-Erregersignal von
einer bestimmten Frequenz zu erzeugen. Da die Frequenz dieses Wechselstromsignals
vom Taktimpulsgenerator abgeleitet ist, entspricht die Frequenz der Taktimpulse
einem ganzzahligen Vielfach der gegebenen Frequenz des Wechselstromerregersignals
für die Rotorwicklung R.
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In dem speziell dargestellten Ausführungsbeispiel wird die Schaltungsanordnung
durch eine geeignete Rückstellsignalleitung 31 vervollständigt, die über eine Rückstellverzögerung
von der Stop-Steuersignalleitung 21 zur Auslese-Zählschaltung 25 führt. Das Rückstellsignal
auf Leitung 31 dient zur Rückstellung der Auslese-Zählschaltung nach Empfang der
jeweiligenImpuls-TeilfolgevonderZähler-Torschaltung, so daß die in der Auslese-Zählschaltung
in der Zeitspanne zwischen dem Stop-Steuersignal und dem Empfang des Rückstellsignals
stehenden Zahlen die Zahl der Impulse darstellen, die in der Zeitspanne zwischen
dem Start- und dem Stopsignal eintreffen. Diese Zahl variiert in Abhängigkeit von
Änderungen des Zeitintervalls, welches seinerseits von der Winkelstellung der Rotorwicklung
R des Resolvers relativ zur ersten und zweiten Statorwicklung S1 und S2 abhängt.
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Die Betriebsweise der vorstehend beschriebenen Schaltung wird noch
deutlicher, wenn man die F i g. 2, 3 und 4 in Verbindung mit F i g. 1 betrachtet.
Es sei beispielsweise angenommen, daß der Taktimpulsgenerator 24 eine elektrische
Impulsfolge mit der Frequenz 1 MHz liefert. Die Frequenz dieser Impulse wird durch
den Frequenzteiler 27 geteilt; das resultierende 250-Hz-Signal wird durch die Schaltungen
28 verstärkt und gesiebt und erzeugt schließlich eine Sinusspannung von 250 Hz für
die Erregung der Rotorwicklung R.
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Ist der Zifferblattzeiger 11, wie in F i g. 1 dargestellt, in der
Nullstellung, so bildet die Rotorwicklung R mit der ersten und der zweiten Statorwicklung
S1 und S2 Winkel von 45°. Demzufolge werden in diesen Statorwicklungen Spannungen
von gleicher Amplitude induziert. Überdies sind die in jeder dieser Wicklungen induzierten
250-Hz-Signale in Anbetracht der Stellungen dieser Wicklungen zur Rotorwicklung
in der »Null-Grad«-Lage in Phase miteinander.
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Diese Situation ist in F i g. 2 für die »Null-Grad«-Stellung des Rotors
dargestellt. Dreht sich die Rotorwicklung um einen Winkel zwischen 0 und 45°, so
wächst die Amplitude des 250-Hz-Signals 32 in der Statorwicklung
S21, wie dies aus der Hüllkurve 33 zu sehen ist, und das 250-Hz-Signal 34
in der Statorwicklung S 2 nimmt gemäß der Hüllkurve 35 ab. Dies folgt daraus, daß
bei einer Drehung der Rotorwicklung gegen 45° das Maximum der Magnetfluß-Kopplung
mit Wicklung S 1 erreicht wird, wenn die Achsen der Rotorwicklung und der ersten
Statorwicklung parallel sind, und ein Minimum der Magnetfiuß-Kopplung mit Wicklung
S2 erreicht wird, wenn die Achsen der Rotor- und der zweiten Statorwicklung senkrecht
zueinander stehen.
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Wie ersichtlich, ist bei einer 45°-Winkelstellung des Rotors das Signal
in der Statorwicklung S1 ein Maximum und das Signal in der Statorwicklung S2 ein
Minimum oder annähernd Null.
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Dreht sich die Rotorwicklung R um Winkel zwischen 45 und 135°, so
ergibt sich die umgekehrte Situation, wobei die in der zweiten StatorwicklungS2
induzierte Spannung wächst. Demzufolge bildet bei 135° die Rotorwicklung R einen
rechten Winkel mit der Statorwicklung S 1 und steht parallel zu der Statorwicklung
S 2.
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Die die Signalamplituden in der ersten und der zweiten Statorwicklung
bei verschiedenen Winkelstellungen der Rotorwicklung R angebenden Hüllkurven 33
und 35 variieren somit entsprechend der Drehung der Rotorwicklung im wesentlichen
sinusförmig.
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Nimmt die Rotoiwicklung irgendeine besondere Winkelstellung ein, so
verbleibt die Amplitude des in der Statorwicklung S 1 induzierten Signals auf einem
Wert, der dem besonderen Wert der Hüllkurve in F i g. 2 für die betreffende Winkelstellung
entspricht; das 250-Hz-Signal dient dabei als Trägersignal. Entsprechendes gilt
für die zweite Statorwicklung S2.
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Eine weitere wichtige Tatsache, die aus der Betrachtung von F i g.
2 folgt, ist der Umstand, daß in dem Winkelbereich zwischen 0 und 45° die in den
Wicklungen S1 und S2 induzierten 250-Hz-SignaIe
miteinander in Phase
sind. Dies folgt notwendigerweise aus der Tatsache, daß beide Statorwicklungen S1
und S2 von derselben Rotorwicklung R erregt werden. Jedoch ändert sich zwischen
45 und 135° die Orientierung der Wicklung S2 bezüglich der Rotorwicklung R, so daß
das 250-Hz-Signal 34 zwischen 45 und 135° bezüglich des 250-Hz-Signals 32 für die
Statorwicklung S1 zwischen 45 und 135° entgegengesetzte Phase hat. An dem Umschlagspunkt
für 135° erfolgt für das in der Wicklung S 1 induzierte Signal abermals eine Phasenumkehr,
so daß die zwei 250-Hz-Signale 32 und 34 zwischen 135 und 225° in Phase sind. Dann
sind die Signale im nächsten Umschlagspunkt für die Statorwicklung S2 außer Phase
usw.
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In F i g. 2 bezeichnen die durch die Doppelrichtungspfeile
A 1 und A 3 gekennzeichneten Winkelbereiche diejenigen Winkel, für
die die Signale in Phase sind, und die durch die Doppelrichtungspfeile
A 2 und A 4 gekennzeichneten Winkelbereiche diejenigen Winkel, für
die die Signale um 180° außer Phase -sind.
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Zwecks weiterer Beschreibung der Betriebweise sei angenommen, daß
sich das Zifferblatt 11 in der Stellung 0° befindet, so daß der Winkel A 0° beträgt.
Wie schon festgestellt, sind unter diesen Bedingungen die 250-Hz-Signale in den
Wicklungen S1 und S2 amplituden- und phasengleich.
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Diese Signale speisen die Leitungen 14 und 15, zwischen denen die
Phasenschieberzweige verbunden sind. Wie gezeigt werden kann, verschiebt der erste
und der zweite Phasenschieberzweig die Phase des Signals in der Statorwicklung S1
um einen zum Winkel A des Rotors proportionalen Betrag in Vorwärtsrichtung und die
Phase des Signals in der Statorwicklung S2 um denselben Betrag in Rückwärtsrichtung.
Da der Rotor R in Nullstellung angenommen wurde, so daß der Winkel A 0° beträgt,
sind die beiden auf den Ausgangsleitungen 16 und 17 erscheinenden Ausgangssignale
phasengleich. Dreht sich der Rotor jedoch z. B. von 0 nach 45°, so sind die Amplituden
der jeweiligen Signale in der ersten und der zweiten Statorwicklung gemäß F i g.
2 verschieden, so daß jedes Signal eine Phasenverschiebung erfährt, die der von
der Rotorwicklung eingenommenen tatsächlichen Winkelstellung direkt proportional
ist.
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F i g. 3 zeigt in 36 und 37 rechteckförmige Ausgangssignale von je
250 Hz Frequenz, die von dem ersten und dem zweiten 250-Hz-Signal auf den Ausgangsleitungen
16 und 17 abgeleitet sind. Da die Signale auf den Ausgangsleitungen 16 und 17 für
die Nullstellung des Rotors in Phase sind, sind es auch die Rechtecksignale 36 und
37. Dreht sich der Rotor jedoch der 45°-Stellung zu, so eilt das vom Ausgangssignal
auf Leitung 16 abgeleitete Ausgangssignal in der Phase vor, während das von der
Ausgangsleitung ; 17 abgeleitete Rechtecksignal in der Phase zurückbleibt. Diese
Situation ist durch die Darstellung der Rechteckwellen in 36' und 37' in F i g.
3 für die Rotorstellung 45 gekennzeichnet.
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Da der Betrag der Phasenverschiebung der vom i Rotor eingenommenen
Winkelstellung direkt proportional ist, beträgt die Phasen-Voreilung des Signals
36' gemäß F i g. 3 1/2ooo oder 500 [ts, nämlich 1/s der Periode für das 250-Hz-Signal
oder 1/s einer vollständigen Umdrehung von 360° entsprechend der t 45°-Stellung
des Motors. Ebenso wird das rechteckförmige Signal 37' um den gleichen Betrag
in der Phase verzögert, so daß die Phasendifferenz zwischen den Signalen 36' und
37' dem Doppelten des vom Rotor eingenommenen Winkels entspricht.
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Die Vorderflanken der dem Ausgang 16 entsprechenden positiven Rechtecksignale
36 und 36' sind als Start-Steuersignale bezeichnet, während die positiven Vorderflanken
der dem Ausgang 17 entsprechenden Rechtecksignale 37 und 37' als Stop-Steuersignale
gekennzeichnet sind. Augenscheinlich ist die durch eine Phasenverschiebung bewirkte
Zeitspanne zwischen dem Start- und dem Stop-Steuersignal dem Doppelten des vom Rotor
eingenommenen Winkels direkt proportional.
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In F i g. 1 wird die Zähler-Torschaltung 22 durch das Startsignal
auf Leitung 20 entsperrt bzw. in die Lage versetzt, Taktimpulse vom Taktimpuls-Generator
24 durchzulassen. Diese Impulse werden der Auslese-Zählschaltung 25 zugeführt. Das
von der Zähler-Torschaltung empfangene Stop-Steuersignal sperrt darauf diese Torschaltung,
so daß die während dieser Zeitspanne von der Auslese-Zählschaltung empfangene Impulszahl
ein Maß für den Winkel A darstellt.
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In F i g. 4 ist der soeben geschilderte Vorgang graphisch aufgezeichnet,
dabei sind die mit einer angenommenen Frequenz von 1 MHz auftretenden Taktimpulse
in 38 dargestellt. Anknüpfend an das Beispiel, wo der Rotor R um 45° gedreht ist,
also im Zeitpunkt T1 gemäß F i g. 3 und 4, sieht man, daß das Start-Steuersignal
die Zähler-Torschaltung 22 entsperrt, so daß die in der Zähler-Torschaltung empfangenen
Impulse 38 zur Auslese-Torschaltung 25 durchgelassen werden. Im Zeitpunkt T2 sperrt
das Stop-Steuersignal die Zähler-Torschaltung, und somit registriert die Auslese-Zählschaltung
25 eine Folge von Impulsen, deren Zahl durch das Zeitintervall zwischen
T 1 und T 2 bestimmt wird. Da dieses Zeitintervall, wie aus F i g.
3 ersichtlich, 1 ms beträgt, ist diese Zahl gleich 1000, und die Auslese-Zählschaltung
zeigt einen Zählstand von 1000 an.
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Das Stop-Steuersignal erzeugt überdies ein Rückstellsignal auf Leitung
31 in F i g. 1, welches die Auslese-Zählschaltung 25 nach einer kurzen Verzögerung
zurückstellt, so daß genügend Zeit zur Verfügung steht, um den registrierten Zählstand
1000 auszulesen oder ihn einem Rechner zu übermitteln. Somit startet die Auslese#Zählschaltung
bei Eintreffen des nächsten Start-Steuerimpulses für die Zähler-Torschaltung 25
im Zeitpunkt T 1 (F i g. 3 und 4) neuerlich einen Zählvorgang und registriert im
Zeitpunkt T2 abermals den Zählstand 1000, wenn man annimmt, daß der Rotor immer
noch auf 45° steht. Die Auslese-Zählschaltung scheint somit während der durch die
Rückstellverzögerung mit einer Frequenz von 250Iiz getasteten Verzögerungszeit unverändert
einen Zählstand von 1000 zu registrieren, so daß das Auge den Eindruck einer fest
eingespeicherten Zahl empfängt.
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Dreht sich der Rotor aus der 45°-Stellung, so bewirkt die resultierende
Phasenverschiebung der Signale gemäß F i g. 3 eine Änderung des Zeitintervalls,
so daß je nach Stellung des Rotors mehr oder weniger Impulse durchgelassen und gezählt
werden. Für den Fall einer 45°-Rotorstellung, bei der 1000 Taktimpulse gezählt werden,
entspricht jeder Zählschritt einer Winkeldrehung von 0,045°; somit ist dies die
Genauigkeit, mit der das vorgeschlagene System Winkel messen kann.
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Aus der Gestalt der in F i g. 2 und 3 beschriebenen Wellenformen ergibt
sich, daß bei einer Winkeldrehung
des Zeigers über 180° hinaus
Zweideutigkeiten auftreten. Dies folgt aus der Tatsache, daß die Zeitspanne zwischen
dem Start- und dem Stopsignal dem Doppelten des Winkels A proportional ist. Falls
Winkelstellungen über 180° hinaus gemessen werden sollen, kann dieses Problem sehr
einfach dadurch gelöst werden, daß der Rotor R mit der die wahre Drehung ausführenden
Welle mit einem solchen übersetzungsverhältnis gekoppelt ist, daß der Rotor R nur
die halbe Winkeldrehung der Welle ausführt.
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Die vorstehend beschriebene Winkelmeßanordnung kann bequem für den
Gebrauch mit Drehmeldern (»synchros«) adaptiert werden, die vielfach in Ausrüstungen
mit drehbaren Einstellgliedern vorgesehen sind. So können geeignete erste und zweite
Signale - entsprechend den in den Statorwicklungen S 1 und S 2 in F i g. 1 erscheinenden
Signalen - direkt von der Drehmeldereinheit abgeleitet werden, indem man einen einfachen
Transformator verwendet, um die in den drei Drehmelderwicklungen erscheinenden Spannungen
in Spannungen umzuwandeln, die jenen entsprechen, die bei Verwendung eines Resolvers
in den Wicklungen S1 und S2 auftreten würden. Beispielsweise kann ein einfacher
»Scott-T-Transformator« diese Umwandlung bewirken. Der in F i g. 1 beschriebene
Resolver-Rotor sowie die durch die Linie 12 angedeutete mechanische Kopplung mit
dem Zeiger bzw. der Welle, deren Winkelstellung gemessen werden soll, kann somit
entfallen, und die Signale werden mittels des »Scott-T-Transformators« direkt von
der Drehmeldereinheit abgeleitet.
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Ebenso folgt aus der vorstehenden Beschreibung unmittelbar, daß bei
Auftreten irgendeiner Frequenzverschiebung vom Taktgeber 24 die von der Taktfrequenz
abgeleiteten 250-Hz-Signale gleichfalls in der Frequenz variieren, so daß das Zeitintervall
zwischen den der Zähler-Torschaltung zugeführten Start- bzw. Stopsignalen sich dermaßen
verändert, daß trotz einer Frequenzverschiebung für eine gegebene Winkelstellung
immer dieselbe Zahl von Ausleseimpulsen in der Auslese-Zählschaltung 25 gezählt
wird. Demgemäß beeinträchtigen irgendwelche durch Temperaturänderungen u. dgl. bewirkte
Frequenzänderungen die Meßgenauigkeit der Anordnung in keiner Weise.
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Da überdies eine Phasendifferenz zwischen den auf den Ausgangsleitungen
16 und 17 der Phasenschieberzweige als Anzeige für den Winkel verwendet wird, spielen
die absoluten Zeitlagen dieser Signale keine Rolle. Daher beeinflußt bei einer übertragung
des Ausgangssignals vom Resolver und den Phasenschieberzweigen über weite Entfernungen
jede während der übertragung auftretende Phasenverschiebung beide Signale 16 und
17 in gleicher Weise, so daß der Netto-Phasenunterschied keine Änderung erfährt.