DE1297661B - Schaltungsanordnung zur Regenerierung von Rechteckimpulsen - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Regenerierung von RechteckimpulsenInfo
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Description
gen mit hohem Aufwand für Abschirmung und Ver- io erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eignet sich
legung der Übertragungsleitungen. Die störungsfreie, vorteilhaft für die Verteilung von Taktimpulsen in
zeitgenaue Übertragung von Impulsen (z. B. Takt- einer Telegrafie-Speicher-Vermittlung. An den einimpulsen)
über eine Leitung eines vieladrigen Kabels, zelnen Verteilungspunkten erscheinen die Impulse
dessen andere Leitungen relativ hohe und lange dau- sehr stark gestört, so daß eine Regenerierung unerläßernde
Impulsspannungen und -ströme führen, ist we- 15 lieh ist.
gen der kapazitiven und induktiven Verkopplung Durch langsame Änderungen der Eingangsspan
gen der kapazitiven und induktiven Verkopplung Durch langsame Änderungen der Eingangsspan
nung werden Schaltvorgänge des Transistors nicht ausgelöst, da die eine Betriebsspannung durch Integration
der Eingangsspannung erzeugt wird. Diese ao Betriebsspannung folgt den langsamen Änderungen,
beispielsweise einer Brummspannung, annähernd im selben Maße, wie die integrierte Basisspannung, so
daß die zum Schalten des Transistors notwendige Basis-Emitter-Spannung nicht auftritt. Am Eingang
können den
nicht ohne weiteres möglich. Außerdem können die Impulse durch starke pulsierende Magnetfelder, die
beispielsweise von Wähler- und Relaismagneten oder elektrischen Maschinen herrühren, gestört werden.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zur Regenerierung von Impulsen, die
durch Störeinflüsse stark verformt werden, anzugeben.
Die Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch
gelöst, daß die Impulse an einem ersten Integrations- 35 auftretende hohe Fremdspannungen
glied anliegen, in dem sie bewertet werden, daß die Transistor nicht überlasten,
empfangenen Impulse über ein zweites Integrations- Die große Störsicherheit der erfindungsgemäßen glied eine Diode steuern, die die regenerierten Im- Anordnung wird durch die Bewertung mehrerer Kripulse auf eine nachgeschaltete Impulsformerstufe terien der Impulse, wie Amplitude, Dauer und Flandurchschaltet, daß parallel zum Kondensator des 30 kensteilheit, und durch die Einführung mehrerer ersten Integrationsgliedes die Basis-Emitter-Strecke Spannungsschwellen erreicht. Die Bewertung der Imeines Transistors liegt, daß die Basis des Transistors pulse durch Integration erfolgt dynamisch, indem sie an einem Spannungsteiler der Betriebsspannung liegt, einem bestimmten Spannungsverlauf der Impulse andaß die Emitterelektrode des Transistors an einem gepaßt ist und die zur Bewertung (dynamische Schaltweiteren Spannungsteiler der Betriebsspannung liegt, 35 schwelle) erforderlichen Hilfsspannungen von der Imdaß die Kollektorelektrode über einen Widerstand pulsfolge selbst hergeleitet werden. Da diese dynamit dem einen Pol der Betriebsspannung verbunden mische Bewertung außerdem eine genügend steile ist, daß die Betriebsspannung aus zwei Teilen be- Rückflanke des Impulses mit einschließt, bleiben den steht, von denen der eine Teil aus einer gegenüber Impulsen überlagerte Brummspannungen ohne Eindem Bezugspotential festen Spannung besteht und 40 fluß auf die Bewertung. Die Integration zur Impuls-
glied anliegen, in dem sie bewertet werden, daß die Transistor nicht überlasten,
empfangenen Impulse über ein zweites Integrations- Die große Störsicherheit der erfindungsgemäßen glied eine Diode steuern, die die regenerierten Im- Anordnung wird durch die Bewertung mehrerer Kripulse auf eine nachgeschaltete Impulsformerstufe terien der Impulse, wie Amplitude, Dauer und Flandurchschaltet, daß parallel zum Kondensator des 30 kensteilheit, und durch die Einführung mehrerer ersten Integrationsgliedes die Basis-Emitter-Strecke Spannungsschwellen erreicht. Die Bewertung der Imeines Transistors liegt, daß die Basis des Transistors pulse durch Integration erfolgt dynamisch, indem sie an einem Spannungsteiler der Betriebsspannung liegt, einem bestimmten Spannungsverlauf der Impulse andaß die Emitterelektrode des Transistors an einem gepaßt ist und die zur Bewertung (dynamische Schaltweiteren Spannungsteiler der Betriebsspannung liegt, 35 schwelle) erforderlichen Hilfsspannungen von der Imdaß die Kollektorelektrode über einen Widerstand pulsfolge selbst hergeleitet werden. Da diese dynamit dem einen Pol der Betriebsspannung verbunden mische Bewertung außerdem eine genügend steile ist, daß die Betriebsspannung aus zwei Teilen be- Rückflanke des Impulses mit einschließt, bleiben den steht, von denen der eine Teil aus einer gegenüber Impulsen überlagerte Brummspannungen ohne Eindem Bezugspotential festen Spannung besteht und 40 fluß auf die Bewertung. Die Integration zur Impuls-
der andere Teil aus einer mittels eines dritten Integrationsgliedes
au den Impulen gebildeten und sich mit diesen ändernden Spannung besteht, daß die
Diode über einen Kondensator an der Kollektorelektrode liegt und der Verbindungspunkt des Kondensators
und der Diode über einen Widerstand auf Null-Potential liegt und daß der Arbeitspunkt des
Transistors so eingestellt ist, daß der Transistor während des Auftretens eines Impulses durch den damit
verbundenen Spannungsanstieg am Kondensator bei einem bestimmten Spannungswert durchlässig und
daß er durch die Rückflanke des empfangenen Impulses gesperrt wird.
Die beschriebene Schaltungsanordnung gewährleistet bei der Übertragung von Impulsen konstanter
Dauer eine große Störsicherheit auch dann, wenn die Übertragung mittels einer Ader eines Systemkabels
erfolgt, dessen andere Adern stark pulsierende Stördauerbewertung bewertet das Sparmungs-Zeit-Integral
nur bis zu einer bestimmten Spannungsschwelle, die im praktischen Betrieb überschritten wird; dann
wird aber nur noch das Zeitintegral bewertet.
Einzelheiten der Erfindung werden an Hand eines vorteilhaften Ausführungsbeispiels, das in den Zeichnungen
dargestellt ist, erläutert.
F i g. 1 zeigt die Schaltungsanordnung zur Impulsregenerierung;
Fig. 2a zeigt eine verfälschte Impulsform für die Schaltungsanordnung nach F i g. 1;
Fig. 2b zeigt den Integrationsteil zur Impulsdauer-Bewertung
nach F i g. 1 mit den entsprechenden Spannungsdiagrammen;
F i g. 3 zeigt eine vorteilhafte Impulsf ormerschaltstufe
für die Schaltungsanordnung nach Fig. 1.
In F i g. 1 ist eine Schaltungsanordnung zur Impulsregenerierung dargestellt. Die Rechteckimpulse werden
beispielsweise mit einer monostabilen Kippschal
spannungen führen oder wenn die Übertragung durch
andere pulsierende elektromagnetische Felder gestört 60 tung erzeugt und über eine besonders niederohmige,
wird. Die Störsicherheit bei einer Übertragung von nach Art eines Wechselkontaktes arbeitende Ausrechteckförmigen
Impulsen ist auch dann gewährlei- gangsstufe über eine Leitung übertragen,
stet, wenn die Impulsfolge von Störimpulsen über- Die Schaltungsanordnung besteht aus dem Tieflagert wird, die induktiv oder kapazitiv in das Über- paßfilter TP, drei Integrationsgliedern (RC), dem tragungssystem gelangen. Die Impulsregenerierung 65 Schalttransistor Tl sowie einigen Dioden und Widerist praktisch unabhängig von Betriebsspannungs- ständen. Der wesentliche Teil der Anordnung ist der Schwankungen, da die Spannungen für die Integration Integrationsteil zur Impulsdauerbewertung mit dem zur Impulsdauerbewertung und für die Transistor- Ladekondensator C 6. Die beiden anderen Integra-
stet, wenn die Impulsfolge von Störimpulsen über- Die Schaltungsanordnung besteht aus dem Tieflagert wird, die induktiv oder kapazitiv in das Über- paßfilter TP, drei Integrationsgliedern (RC), dem tragungssystem gelangen. Die Impulsregenerierung 65 Schalttransistor Tl sowie einigen Dioden und Widerist praktisch unabhängig von Betriebsspannungs- ständen. Der wesentliche Teil der Anordnung ist der Schwankungen, da die Spannungen für die Integration Integrationsteil zur Impulsdauerbewertung mit dem zur Impulsdauerbewertung und für die Transistor- Ladekondensator C 6. Die beiden anderen Integra-
3 4
tionsglieder dienen zur Erzeugung der positiven Spei- F i g. 2 b die durch Integration der Eingangsspannung
sespannung und zur Tastung des Ausgangspfades gewonnene positive Spannung + UB als konstant anüber
D S. Das Tiefpaßfilter TP, an dessen Eingang E genommen. Beim Auftreten eines Impulses TJ kann
die empfangenen, gestörten Impulse anliegen, verrin- sich der Kondensator C 6 nur geringfügig umladen,
gert die Oberwellenamplituden der Taktimpulse, so- 5 dabei wird vorausgesetzt, daß die negative Flanke
weit dies mit Rücksicht auf die erforderliche Flan- steil genug ist. Solange die Diode D 3 leitend ist,
kensteilheit der Impulse und die Genauigkeit der Im- nämlich bis deren Ladung abgebaut wurde, folgen
pulsbewertung zulässig ist. Dadurch wird auch die die Potentiale am Punkt 2 und am Punkt 3 der nega-
Störsicherheit erhöht, da die Störimpulsfolgen hoch- tiven Vorderflanke, so daß an den beiden Punkten
frequente Amplitudenanteile besitzen. io ein negativer Spannungssprung entsteht. Sobald die
Beim Ausführungsbeispiel wurde eine Impulsdauer Diode D 3 gesperrt ist, wobei die Sperrung während
von 100 μβ gewählt; der kürzeste Abstand zwischen der gesamten Impulsdauer anhält, ändert sich die
zwei Taktimpulsen beträgt 20 μβ. Die Grenzfrequenz Spannung am Punkt 2 in Richtung negativer Werte
für den Tiefpaß TP, der aus zwei π-Gliedern mit den gemäß der Zeitkonstante τ 2:
Spulen Ll Ll und den Kondensatoren Cl, Cl, C3 15 τ2 = fi?4l|i?5) · C6
besteht, beträgt etwa 170 kHz. ^ !l ''
F i g. 2 a zeigt eine gestörte Impulsform für die Die Spannung am Punkt 3 ändert sich in positiver
Schaltungsanordnung nach Fig. 1 sowie die Anfor- Richtung und somit gegen OVoIt mit der Zeitkon-
derungen an die Impulsform. Die beiden Flanken der stante τ3:
Impulse müssen bis zur Höhe der dynamischen Schalt- 20 τ3 = (Rl WRS) · C6
schwellet des Integrationsgliedes zur Impulsdauer- "
bewertung einen ausreichend steilen Verlauf haben; Damit erfolgt die Umladung des Kondensators C6
im beschriebenen Beispiel etwa 5 % der Impulsdauer gemäß der Zeitkonstante τ C:
Ti. Der Spannungsverlauf A (i) zwischen den hier- C — 1 + 3
durch bestimmten beiden Punkten kann beliebig, muß 25
jedoch größtenteils höher als die Schaltschwelle S Im beschriebenen Ausführungsbeispiel beträgt τ2
sein. Die Impulsdauer Ti muß größer als die wirk- «ίόδμβ, τ3 «;20μ5 und rC« 88 μ8.
same Integrationszeit Tw zur Impulsdauerbewertung Die Umladung des Kondensators C 6 erfolgt bei
sein. Um eine gute Störsicherheit zu erreichen, ist es gesperrtem Transistor Π so lange, bis dessen Basis-
jedoch günstig, wenn der Unterschied zwischen Ti 30 spannung gegenüber dem Emitter negativer und da-
und Tw möglichst klein gehalten wird. durch der Transistor leitend gesteuert wird. Die
Die Polarität des Spannungsverlaufes ist entspre- Durchschaltung des Transistors erfolgt sehr rasch, da
chend dem Transistortyp (pnp- oder npn-Typ), der die Ladespannung des Kondensators C 6, die durch
in der Integrationsschaltung verwendet wird, zu wäh- den Spannungsteiler R 4 und R 5 bestimmt wird, groß
len. Beim Vorliegen des Ruhepotentials muß der 35 gegenüber der zum Durchschalten erforderlichen
Transistor gesperrt sein, dabei wird der Emitter des Basis-Emitter-Spannung des Transistors ist.
Transistors auf etwa den Mittelwert zwischen dem Im leitenden Zustand des Transistors Tl wird die
Ruhepotential und der Betriebsspannung — UB gelegt. Spannung am Ladekondensator C 6 auf die Basis-
Eine steile Rückflanke des Impulses ist zur Steuerung Emitter-Spannung von etwa 0,2 Volt begrenzt. Beim
einer nachfolgenden Impulsformerstufe, z. B. einer 40 Schalten des Transistors T1 nehmen die Punkte 3
monostabilen Kippstufe, notwendig. und 4, die durch die Spannungsteilung der Wider-
Der Integrationsteil für die Impulsdauerbewertung stände Rl und der Parallelschaltung von R8 und R6
ist in Fig. 2b herausgezeichnet und mit den ent- gegebenen Spannungswerte an. Während der verbleisprechenden
Spannungsdiagrammen, die an den ein- benden Impulsdauer ist der Transistor leitend und
zelnen Punkten der Schaltung auftreten, versehen. 45 befindet sich in Sättigung. Das Ende des Impulses TJ
Zwischen den Impulsen liegt am Eingang (Punkt 1) wird durch dessen positive Rückflanke gebildet, die
eine Spannung von +12VoIt, bezogen gegen das die Diode D 3 leitend steuert. Da der Widerstand R 3
Bezugspotential 0 Volt (Punkt 0). Bei dieser Polarität sehr niederohmig ist, wird der Kondensator sehr
ist die Diode D 3 leitend, und es fließt über den Wi- schnell umgeladen entsprechend der Zeitkonstanter 4:
derstand/?3, die Diode Z)3 und den Widerstand./? 4 50 ^ _ (ji2\\R4\\RS + /?6ili?8lli?7) · C6
ein Strom zum negativen Pol der Betriebsspannung " '■ " I. '
— UB. Die Basis des Transistors Π (Punkt 2) erhält Im betrachteten Beispiel beträgt t4 si 12 μβ. Da
eine positive Spannung, die um den relativ kleinen der Spannungsunterschied, der überwunden werden
Spannungsabfall am Widerstand R 3 und der Diode muß, nur etwa 0,2 Volt beträgt, wird der Transistor
D 3 vermindert ist. Die Widerstände R 7 und R 8 be- 55 Tl sehr rasch gesperrt. Damit tritt am Punkt 4, der
sitzen die gleichen Widerstandswerte, so daß die dem Kollektor des Transistors Tl entspricht, ein ne-Spannung
am Punkt 3, dies entspricht dem Emitter gativer Spannungssprung auf. Die Rückflanke der
des Transistors Tl, einen Wert von etwa OVoIt be- Ausgangsspannung am Kollektor des Transistors Tl
sitzt. Somit ist der Transistor mit der am Punkt 2 lie- (Punkt 4) wird zur Ansteuerung einer nachfolgenden
genden Spannung gesperrt, mit der gleichfalls der pa- 60 Impulsformerstufe, z. B. einer monostabilen Kipprallel
zur Basis-Emitter-Strecke liegende Kondensa- stufe, benutzt.
tor C 6 aufgeladen ist. Die erfindungsgemäße Arbeitsweise des Integra-
Wenn die Diode D 3 leitet, wird der Kondensator tionsgliedes zur Impulsdauerbewertung setzt vor allem
C 6 mit einer Zeitkonstante τ 1 umgeladen: die richtige Dimensionierung der Spannungsschwel-
τ1=: (R3\\R4\\ + R7\\R8). C6 6s len voraus>
die an Hand der Fig. 1 beschrieben
" " werden.
Im vorliegenden Beispiel beträgt die Zeitkonstante Während der Impulsdauer Ti muß die Diode D 3
τ 1 etwa 24 μβ. Zur einfacheren Erläuterung wird in mit Sicherheit gesperrt bleiben. Damit dies erreicht
wird, müssen die Widerstände R 4 und R 5 so gewählt werden, daß sich bei gesperrtem Transistor Tl
am Punkt 2 eine Spannung einstellt, die kleiner als die niedrigste Eingangsspannung ist. Diese Spannung
muß negativer sein, als die Spannung, die sich aus der Spannungsteilung durch die Widerständet6\\R8
und Rl ergibt. Durch entsprechende Wahl der Widerstände wird erreicht, daß der Transistor Tl mit
dem die Bewertungszeit bestimmenden Widerstand R 4 in die Sättigung geschaltet werden kann.
Eine weitere Spannungsschwelle wird mit den Widerständen R 7 und der Parallelschaltung R 6 und R 8
erreicht. Die durch die Spannungsteilung der Widerstände sich einstellende Schwelle bestimmt beim
Schalten des Transistors Tl die Amplitude des Ausgangsimpulses. Eine dritte Schwelle bestimmt das Potential
am Punkt 3, wenn der Transistor Π gesperrt ist. Das Potential am Punkt 3 ist durch die Widerstände
R7 und RS auf etwa OVoIt eingestellt. Die
Größe der Widerständen7 und RS bestimmt die ao
Zeitkonstanten τ 2 und τ 3 und somit das dynamische Verhalten dieser Schwelle, was im Hinblick auf
kurze, sehr hohe Sperrimpulse wichtig ist.
Die Empfangsschaltung enthält außer dem in Fig. 2b dargestellten Integrationsteil zur Impulsdauerbewertung
noch zwei weitere Integrationsglieder (Fig. 1). Das Integrationsglied mit den Bauelementen
R 2, Ό 2 und CS bestimmt die Zeitkonstante
zur Erzeugung der positiven Betriebsspannung + UB für den Integrationsteil zur Impulsdauerbewertung.
Die Ladezeitkonstante für den Kondensator C 5 muß klein sein, damit die positiven Störspitzen schnell
integriert werden; im Beispiel beträgt die Zeitkonstante etwa 50 μβ.
Das zweite zusätzliche Integrationsglied besteht aus den Bauelementen R1, R 2, D1, C 4, D 4, R 9, C 7
und C 6. Dieses dient zur Schaltsteuerung der im Ausgang der Empfangsschaltung liegenden Diode D 5.
Zwischen den Impulsen erhält die Diode D S über den Widerstand R 2 und die Diode Dl und D 4 eine
positive Sperrspannung. Die Sperrung der Diode D S erfolgt mit der Zeitkonstante τ S, die etwa 7μβ beträgt:
= (R2\\Rl)-C4.
45
Wird ein Impuls empfangen, so erfolgt eine Umladung des Kondensators C 4. Die Diode D 4 wird gesperrt
und die Sperrspannung mit einer Zeitkonstante abgebaut, die es ermöglicht, daß beim Schalten des
Transistors Tl der Ausgang für den Schaltimpuls von Tl leitend ist. Die Abgabe dieses Schaltimpulses mit
der Rückflanke des Impulses setzt voraus, daß der Kondensator Cl nach dem Schalten des Transistors
Tl umgeladen wird. Die Dioden D 4 und DS sind
gesperrt, so daß sich eine Zeitkonstante τ 6 für die Umladung ergibt, die im Anwendungsbeispiel etwa
μβ beträgt:
Im beschriebenen Anwendungsbeispiel ergibt sich eine effektive Integrationszeit zur Impulsdauerbewertung
Tw von etwa 85 μβ.
F i g. 3 zeigt eine vorteilhafte Wechselschaltstufe als Impulsformer. Der Schaltimpuls des Transistors
Π in Fig. 1 wird über die DiodeD5 dem Eingang
der Wechselschaltstufe zugeführt. Dabei schaltet die negative Rückflanke des Ausgangsimpulses des Transisitors
Tl, die von der positiven Rückflanke des Taktimpulses ausgelöst wird, die Wechselschaltstufe.
Der Ausgangsimpuls der Schaltstufe beginnt somit in dem Zeitpunkt, in dem die positive Rückflanke des
Impulses auftritt. Die Länge des Ausgangsimpulses der Schaltstufe hängt von der Kapazität des Kondensators
Cl und der Größe des Widerstandes R6 ab.
Die Schaltstufe besteht aus den Transistoren T 2 und T 3, die abwechselnd geschaltet werden und das
das in ihrer Schaltstrecke anliegende Potential (0 und —12 Volt) durchschalten. Die Durchschaltung der
beiden Potentiale 0 und — 12VoIt erfolgt sehr niederohmig,
da im Schaltkreis der Transistoren keine Widerstände liegen, so daß der Ausgangsstrom durch
die Belastung an der Ausgangsklemme A sich bestimmt. Der an der Ausgangsklemmen auftretende
Impuls ist im dazugehörigen Spannungsdiagramm dargestellt. Befindet sich der Transistor T 2 im leitenden
Zustand, so sperrt der an der Diode D1 auftretende
Spannungsabfall den Transistor Γ 3. In gleicher Weise sorgt die Diode D 6 für eine sichere Sperrung
des Transistors T 2. Wenn der Transistor Γ 2 gesperrt ist, wird von der Betriebsspannung — 60 Volt
über den Widerstanden der Transistor Γ3 leitend
gesteuert, und am Ausgang A erscheint das Potential — 12 Volt. Im leitenden Zustand des Transistors Γ2
wird das Null-Potential an die Ausgangsklemmen durchgeschaltet.
An Stelle dieser Wechselschaltstufe kann jede andere Impulsformerschaltung eingesetzt werden.
Claims (8)
1. Schaltungsanordnung zur Regenerierung von Rechteckimpulsen, deren Form und Zeitdauer
durch Störimpulse bzw. von pulsierenden Störspannungen verfälscht wird, dadurch gekennzeichnet,
daß die Impulse an einem ersten Integrationsglied (R 3, D 3, R 4, R S, R 6, R1,
RS, C6) anliegen, in dem sie bewertet werden, daß die empfangenen Impulse über ein zweites
Integrationsglied (Rl, R2,D1,C4, D4, R9,C1,
C 6) eine Diode (D 5) steuern, die die regenerierten Impulse auf eine nachgeschaltete Impulsformerstufe
durchschaltet, daß parallel zum Kondendensator (C 6) des ersten Integrationsgliedes die
Basis-Emitter-Strecke eines Transistors (Tl) liegt, daß die Basis des Transistors (Tl) an einem
Spannungsteiler (R 4, RS) der Betriebsspannung (+UB, ~ UB) liegt, daß die Emitterelektrode des
Transistors an einem weiteren Spannungsteiler (RS, Rl) der Betriebsspannung liegt, daß die
Kollektorelektrode über einen Widerstand (R6) mit dem einen Pol der Betriebsspannung (— UB)
verbunden ist, daß die Betriebsspannung aus zwei Teilen besteht, von denen der eine Teil (-UB)
aus einer gegenüber dem Bezugspotential (0 Volt) festen Spannung besteht und der andere Teil
(+UB) aus einer mittels eines dritten Integrationsgliedes (R2, D2, CS) aus den Impulsen gebildeten
und sich mit diesen ändernden Spannung besteht, daß die Diode (D S) über einen Kondensator
(Cl) an der Kollektorelektrode liegt und der Verbindungspunkt des Kondensators und der
Diode über einen Widerstand (R9) auf Null-Potential (0 Volt) liegt und daß der Arbeitspunkt
des Transistors (Tl) so eingestellt ist, daß der Transistor während des Auftretens eines Impulses
durch den damit verbundenen Spannungsanstieg
am Kondensator (C 6) bei einem bestimmten Spannungswert durchlässig und daß er durch die
Rückflanke des empfangenen Impulses gesperrt wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulse über einen
Tiefpaß (TP) und eine Diode (D 3), die nur den Spannungsanstieg und den Spannungsabfall der
Impulse durchschaltet, am ersten Integrationsglied anliegen.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatoren der
Integrierglieder über je eine Diode angesteuert sind.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsformerstufe
aus zwei Schaltstrecken besteht, die abhängig vom Eingangssignal gesteuert sind und daß
die jeweils leitend gesteuerte Schaltstrecke das an der Schaltstrecke anliegende Potential nieder- ao
ohmig an den Ausgang durchschaltet.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Schaltstrecken
über eine Diode (D 7) in Serie geschaltet sind und daß an den beiden freien Enden der
Schaltstrecken die am Ausgang erscheinenden Potentiale angelegt sind.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß als Schaltstrecken
die Kollektor-Emitter-Strecken von Transistoren dienen und daß antiparallel zu jeder Basis-Emitter-Strecke jedes der Transistoren
je eine Diode (D 6, D 7) liegt.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor
(T 2) an der Basiselektrode angesteuert ist, daß an der Basiselektrode des ersten Transistors (T 2)
über einen Widerstand (R 10) eine Sperrspannung anliegt und daß am zweiten Transistor (T 3) über
einen Widerstand (RU) eine Spannung zum sicheren Durchschalten des Transistors anliegt.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsformerstufe
als monostabile Kippschaltung ausgebildet ist.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 909 525/374
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