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Anordnung zur Ankopplung wenigstens eines Resonanzkreises für sehr
kurze elektromagnetische Wellen an wenigstens einen Anschlußhohlleiter Die Erfindung
betrifft eine Anordnung zur Ankopplung wenigstens eines Resonanzkreises für sehr
kurze elektromagnetische Wellen an wenigstens einen Anschlußhohlleiter, bei der
ein durchstimmbarer Resonator und ein Anschlußhohlleiter rechteckigen Querschnitts
mit ihren Breitseiten aneinandergefügt und durch einen Koppelschlitz gekoppelt sind.
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Zum Aufbau von Richtfunksystemen, die ein breites übertragungsfrequenzband
im Mikrowellenbereich ausnutzen, sind häufig durchstimmbare Resonanzkreise bzw.
Anordnungen zur Kopplung durchstimmbarer Resonanzkreise an entsprechende Anschlußhohlleiter
erforderlich, deren Bandmittenfrequenz sich innerhalb größerer Bereiche ändern läßt.
Derartige durchstimmbare Resonanzkreise sind vor allem immer dann vorteilhaft, wenn
Filter, Laufzeitentzerrer od. dgl. zu realisieren sind, die auf die unterschiedlichen
Kanalfrequenzen des gesamten übertragenen Frequenzbandes einzustellen sind und bei
denen sich durch den gleichartigen Aufbau aller Resonanzkreise eine in fertigungstechnischer
Hinsicht außerordentlich wirtschaftliche Lösung ergibt. Um die an die einzelnen
Baueinheiten zu stellenden Anforderungen zu erfüllen, tritt bei der Realisierung
von durchstimmbaren Resonanzkreisen in der Regel die zusätzliche Bedingung auf,
die Bandbreite innerhalb des Durchstimmbereichs zumindest näherungsweise konstant
zu halten. Zur Lösung dieser Aufgabe sind bereits mehrere Anordnungen bekanntgeworden.
So wird z. B. bei Bandpaßfiltern, die aus Hohlleiterresonatoren mit Koaxialleitungen
als Anschlußleitungen und kapazitiv wirkenden Stiftkopplungen zur Ankopplung der
Resonatoren bestehen, die Durchstimmung der Kreise mittels Stiften aus dielektrischem
Material vorgenommen und die Konstanz der Bandbreite dadurch erreicht, daß die dielektrischen
Verstimmungsstifte derart angeordnet sind, daß sie zugleich die Koppelelemente im
Sinne einer Konstanthaltung der Filterbandbreite beeinflussen. Dabei bleibt die
Bandbreite unabhängig von der eingestellten Bandmittenfrequenz konstant und unveränderbar.
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Es ist durch die USA.-Patentschrift 2 591980 bereits eine Kopplungsanordnung
zur Kopplung zweier Hohlleiter bekanntgeworden. Dieser bekannten Anordnung liegt
jedoch ein anderes physikalisches Konzept als dem Erfindungsgegenstand insofern
zugrunde, als sie als Impedanzwandler dient, für den es wesentlich ist, eine Abschlußimpedanz,
deren Widerstandswert vom Wellenwiderstand des Anschlußhohlleiters abweicht, in
den Wellenwiderstand eines Zuführungshohlleiters zu transformieren. Demzufolge haben
die bei der bekannten Anordnung getroffenen Maßnahmen, wie z. B. die Veränderung
der Koppelöffnung zwischen den einzelnen Hohlleitern durch eine verschiebbare metallische
Wand, auch eine andere Wirkung als beim Erfindungsgegenstand.
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Der Erfindung liegt unter anderem die Aufgabe zugrunde, einen durchstimmbaren
Resonanzkreis und seine Ankopplung an einen Zuführungshohlleiter mit einfachen Mitteln
so aufzubauen, daß seine Bandbreite auch unabhängig von der Frequenzeinstellung
wählbar ist und eine so gewählte Bandbreite innerhalb des Durchstimmbereichs nahezu
konstant bleibt.
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Ausgehend von einer Anordnung zur Ankopplung wenigstens eines Resonanzkreises
für sehr kurze elektromagnetische Wellen an wenigstens einen Anschlußhohlleiter,
bei der ein durchstimmbarer Resonator und ein Anschlußhohlleiter rechteckigen Querschnitts
mit ihren Breitseiten aneinandergefügt und durch einen Koppelschlitz gekoppelt sind,
wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Koppelschlitz zumindest
näherungsweise die Länge der Hohlleiterbreitseite hat, vorzugsweise parallel zu
einer der beiden Resonator-Kurzschlußwände verläuft und der geforderten Bandbreite
entsprechend gewählt ist, daß der Anschlußhohlleiter einseitig kurzgeschlossen ist
und daß weiterhin der Abstand des Koppelschlitzes vom Hohlleiter-Kurzschluß angenähert
eine halbe Hohlleiterwellenlänge bei der Mittenfrequenz des Durchstimmbereichs beträgt.
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Eine besonders einfache Lösung für eine auch nachträglich praktisch
frequenzunabhängige Bandbreitenregulierung besteht darin, daß im Koppelschlitz ein
aus einem dielektrischen Material bestehender Stab in Längsrichtung des Koppelschlitzes
verschiebbar ist.
Zur Erzielung sehr geringer Bandbreiten ist es
vorteilhaft, wenn der Koppelschlitz durch eine Resonator-Kurzschlußwand und eine
vorzugsweise dazu parallel verlaufende metallische Trennwand geeigneter Länge gebildet
ist oder wenn der Koppelschlitz durch die zwischen dem Rechteckresonator und dem
Rechteckhohlleiter liegende Trennwand und eine vorzugsweise senkrecht an der dem
Koppelschlitz benachbarten Resonator-Kurzschlußwand aufgesetzten metallischen Platte
gebildet ist.
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Verhältnismäßig kleine Bandbreiten lassen sich vorteilhaft auch dadurch
erreichen, daß der Koppelschlitz mäanderförinig ausgebildet wird.
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Eine Ausführungsform, die sich in der Praxis als besonders vorteilhaft
erwiesen hat, wird dadurch erhalten, daß die Durchstimmung des Resonators und die
Veränderung der Bandbreite über getrennte Antriebe erfolgt, die vorzugsweise auf
der gleichen Seite des Resonators angeordnet sind.
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Werden die Resonanzkreise zum Aufbau eines durchstimmbaren Laufzeitentzerrers
verwendet, so ist es günstig, zwei durchstimmbare Resonanzkreise symmetrisch anzuordnen
und in der den Zuführungshohlleitem gemeinsamen Trennwand Koppelöffnungen zur Bildung
eines 3-db-Richtungskopplers vorzusehen. Hierbei ist es weiterhin vorteilhaft, wenn
die der Durchstimmbarkeit der Resonatoren dienenden Anordnungen und die der Bandbreitenänderung
dienenden Anordnungen je für sich mit einem Antrieb versehen und voneinander
unabhängig im Gleichlauf durchstimmbar sind.
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Nachstehend wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen näher
erläutert.
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Die F i g. 1 zeigt in schematischer Darstellung einen erfindungsgemäßen
Resonanzkreis, dessen vordere Begrenzungsfläche zur besseren übersieht in der Zeichnung
weggelassen ist. Hierbei sind ein rechteckiger Hohlleitungsresonator 1 und
ein Zuführungshohlleiter 2 mit rechteckigem Querschnitt mit ihren Breitseiten aneinandergefügt
und durch einen Koppelschlitz 3 miteinander gekoppelt. Der Rechteckresonator
wird durch die im Abstand 1 angeordneten Kurzschlußwände 4 und
5, durch die rückwärtige Wand 6, durch die Wand 8 und die dem
Zuführungshohlleiter und dem Resonator gemeinsame Trennwand 7 begrenzt. Der
Zuführungshohlleiter 2 ist auf der einen Seite durch eine weitere metallische Wand
9
kurzgeschlossen. Zur Durchstimmung der Resonanzfrequenz des Resonators ist
ein Stift 10 vorgesehen, der aus einem verlustarmen dielektrischen Material
besteht und der durch die rückwärtige Begrenzungswand 6 in den Resonator
eingeführt ist. Der Durchstimmungsstift 10 kann von einem in der Zeichnung
nicht näher dargestellten Antrieb in den durch den Doppelpfeil 11 angedeuteten
Richtungen verschoben werden. Im Koppelschlitz 3 ist ein quaderfönniger Stab
12, der ebenfalls aus einem dielektrischen Material besteht, verschiebbar angeordnet.
Der Stab 12 wird durch einen Antrieb, der in der Zeichnung nicht dargestellt ist,
in Richtung des Doppelpfeiles 13
verschoben. Um eine Verminderung der Kreisgüte
zu vermeiden, ist der Stab 12 durch einen Dämpfungskamin, der mit der rückwärtigen
Begrenzungswand und der Zuführungshohlleiterwand in leitender Verbindung steht,
aus dem Koppelschlitz herausgeführt. Unter einem Dämpfungskamin ist hierbei ein
Hohlleiter zu verstehen, dessen Grenzfrequenz wesentlich größer als die Betriebsfrequenz
ist, wodurch alle elektrischen und magnetischen Felder in axialer Richtung aperiodisch
gedämpft werden. Die Länge des Kamins ist derart gewählt, daß die am Kaminende noch
vorhandenen Feldstärkekomponenten praktisch den Wert Null haben. Der Dämpfungskamin
ist zur besseren übersicht in der Zeichnung weggelassen. Wie durch die aufgebrochen
dargestellte Kurzschlußwand 5 zu ersehen ist, läßt sich die Eintauchtiefe
a, des Stabes 12 im Koppelschlitz durch den Antrieb verändern. Wie der F i
g. 1 weiter zu entnehmen ist, hat der Koppelschlitz 3 von der Kurzschlußwand
9 des Zuführungshohlleiters den Ab-
stand k. Beim Ausführungsbeispiel
gemäß der F i g. 1
wird der Koppelschlitz von der Trennwand7 und der Resonator-Kurzschlußwand
5 gebildet. Die Koppelwirkung ist etwa so zu erklären, daß der im Zuführungshohlleiter
fließende Wandstrom durch den Koppelschlitz unterbrochen wird und sich als dielektrischer
Verschiebungsstrom fortsetzt, durch den der Resonator 1 zu Schwingungen angeregt
wird. Ein Ort maximalen Wandstromes in Fortpflanzungsrichtung einer Hl()-Welle im
kurzgeschlossenen Anschlußhohlleiter hat von der Kurzschlußwand 9 einen AbstandA/2,
wenn A die Hohlleiterwellenlänge bei der Betriebsfrequenz bedeutet. Das Maß
k ist nun so gewählt, daß die Frequenzabhängigkeit der Koppelwirkung des
Schlitzes durch die Frequenzabhängigkeit der GrößeA/2 kompensiert wird. Dadurch
ist bei Änderung der Resonanzfrequenz des Resonators dessen Bandbreite wenigstens
nahezu im gesamten Durchstimmungsbereich konstant.
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Die Bandbreite des Resonators wird im wesentlichen durch die Abmessungen
des Koppelschlitzes bestimmt. Sie ist proportional der Schlitzstärke s und umgekehrt
proportional der Schlitzbreite b und der Dielektrizitätskonstanten e des
im Inneren des Schlitzes befindlichen Dielektrikums. Durch Wahl der bestimmenden
Größen b, s, e und k kann also praktisch jede gewünschte
Bandbreite eingestellt werden. Ein besonderer Vorteil des erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels
ist vor allem darin zu sehen, daß eine durch die Eintauchtiefe a, des Stabes 12
im Koppelschlitz 3 einmal durch diese Größen festgelegte Bandbreite innerhalb
des gesamten Durchstimmungsbereichs des Resonators 1 praktisch frequenzunabhängig
ist.
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In der F i g. 2 sind Meßkurven eines im Bereich um
6 GHz arbeitenden erfindungsgemäßen Resonanzkreises dargestellt. Hierbei
ist die Bandbreite B in Abhängigkeit von der Resonanzfrequenz des Resonators aufgetragen.
Der Kurvenparameter ist die Eintauchtiefe a, (in mm) des dielektrischen Stabes 12.
Der Resonator ist etwa zwischen 5,9 und 6,4 GHz durchstimmbar, und seine
3-db-Bandbreite B läßt sich etwa zwischen 35 und 130 MHz verändern.
Wie der F i g. 2 zu entnehmen ist, ergibt sich die größte Bandbreite dann,
wenn der Stab 12 praktisch außerhalb des Koppelschlitzes ist. Mit zunehmender Eintauchtiefe
al verkleinert sich die Bandbreite B.
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Der im Zuführungsholleiter 2 (s. F i g. 1) fließende Wandstrom
hat in der Mitte der Hohlleiterbreitseite ein Maximum und nimmt nach den Hohlleiterschmalseiten
zu nach einer Sinusfunktion ab. Daher ist der Einfluß auf die Bandbreitenänderung
des im Koppelschlitz 3 eintauchenden dielektrischen Stabes 12 nicht linear.
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In der F i g. 3 ist die Bandbreite B in Abhängigkeit von der
Eintauchtiefe a, des Stabes 12 des für
den Bereich um
6 GHz realisierten Ausführungsbeispiels dargestellt. Wie diese Kurve, die
für eine beliebige Frequenz innerhalb des Durchstimmbereichs gilt, zeigt, ist die
Bandbreitenänderung für eine Eintauchtiefe al zwischen 0 und 5 mm
nur sehr gering. Im Bereich zwischen 5 und 18 mm Eintauchtiefe wird
dann die Bandbreite etwa von 125 auf 45 MHz verringert, während bei Eintauchtiefen,
die größer als 18 mm sind, sich eine nur noch geringe Bandbreitenverringerung
ergibt.
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Wie bereits erwähnt wurde, ist die Bandbreite B proportional der Schlitzstärke
und umgekehrt proportional der Schlitzbreite b und der Dielektrizitätskonstanten
e. Zur Realisierung sehr kleiner Bandbreiten wäre es daher erforderlich, die Schlitzstärke
s sehr klein zu wählen, wodurch wiederum die Breite b'
(s. F i g. 1)
des dielektrischen Stabes 12 sehr gering würde. Mit Rücksicht auf die mechanische
Festigkeit der derzeit zur Verfügung stehenden dielektrischen Materialien ist es
daher zweckmäßig, ein bestimmtes Maß b' nicht zu unterschreiten, so daß ein
Verbiegen des Stabes 12 mit Sicherheit vermieden wird. Derartige Verbiegungen würden
nämlich unsichere Verhältnisse bei der Einstellung der Bandbreite schaffen und somit
die Reproduzierbarkeit der Bandbreiteneinstellung gefährden. Eine weitere Möglichkeit
zur Realisierung sehr kleiner Bandbreiten besteht darin, die Wandstärke
b der zwischen dem Zuführungshohlleiter und dem Resonator liegenden Trennwand
7
verhältnismäßig groß zu wählen. Dies kann jedoch in manchen Fällen zu einem
unhandlichen Aufbau des Resonators führen.
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In den F i g. 4 bis 6 sind daher weitere Möglichkeiten
zur Ausbildung des Koppelschlitzes angedeutet, die es gestatten, die Kopplung zwischen
dem Zuführungshohlleiter und dem Resonator und damit die Bandbreite ohne diese manchmal
auftretenden Schwierigkeiten beliebig klein zu wählen.
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Die F i g. 4 zeigt im Querschnitt einen Resonator
1
mit dem dielektrischen Verstimmungsstab 10 und den am Ende kurzgeschlossenen
Zuführungshohlleiter 2. Parallel zur Resonator-Kurzschlußwand 5 ist hierbei
im Abstand s eine weitere metallische Trennwand 14 mit der Länge l' angeordnet.
Die Trennwand 14 und die Resonator-Kurzschlußwand5 bilden den Koppelschlitz
3, und mittels der Bestimmungsgrößen s und l' wird die gewünschte
Mindestbandbreite eingestellt. Im Koppelschlitz 3 ist ein Stab 12 aus einem
dielektrischen Material vorgesehen, der der Veränderung der Bandbreite dient. Der
Ab-
stand k des Koppelschlitzes 3 von der Hohlleiterkurzschlußwand
9 ist so gewählt, daß sich im gesamten Durchstimmungsbereich nahezu eine
konstante Bandbreite ergibt.
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Beim Ausführungsbeispiel der F i g. 5 ist der Koppelschlitz
3 mäanderförmig ausgebildet. Dazu sind senkrecht zur Breitseite des Zuführungshohlleiters
2 kammartig ineinandergreifende metallische Trennflächen 15 angeordnet, die
vorzugsweise den gleichen Abstand s voneinander haben. Die äußere Begrenzungswand
16 steht einerseits mit der Hohlleiterkurzschlußwand 5 und andererseits
mit dem Zuführungshohlleiter 2 in elektrisch leitender Verbindung, so daß der Koppelschlitz
ein in sich geschlossenes Gebilde darstellt. Die zu erzielende Mindestbandbreite
ist abhängig von der Breite s des Koppelschlitzes und von der Anzahl der
Mäander. Der Veränderung der Bandbreite dient ein Stab 12 aus einem dielektrischen
Material, der an einer beliebigen Stelle des Koppelschlitzes 3 vorgesehen
sein kann. Auch bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Abstand k des Koppelschlitzes
von der Hohlleiterkurzschlußwand 9
derart wählbar, daß sich im gesamten Durchstimmungsbereich
eine wenigstens nahezu frequenzunabhängige Bandbreite ergibt.
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Beim Ausführungsbeispiel gemäß der F i g. 6 sind der Zuführungshohlleiter
2, die Resonator-Kurzschlußwand 5 und die zwischen dem Resonator und dem
Zuführungshohlleiter liegende Trennwand 7
lediglich schematisch dargestellt.
Zur Erzielung sehr geringer Bandbreiten ist eine metallische Wand 17
senkrecht
an der Resonator-Kurzschlußwand 5 angeordnet. Die Bandbreite ist durch die
Breite c der Wand 17 und durch den Abstand s der Wand 17 von der Trennfläche
7 einstellbar. Durch diese Anordnung ist der Koppelschlitz 3 rechtwinklig
ausgebildet, und die Veränderung der Bandbreite erfolgt mittels eines im Koppelschlitz
zu verschiebenden Stabes 12 aus einem dielektrischen Material. Der Abstand
k
des Koppelschlitzes von der nicht näher dargestellten Kurzschlußwand des
Zuführungshohlleiters 2 ist wiederum so gewählt, daß die Bandbreite im Durchstimmungbereich
nahezu frequenzunabhängig ist.
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In Weiterbildung des Erflndungsgedankens ist in der F i
g. 7 ein Laufzeitentzerrer dargestellt, der mit zwei symmetrisch angeordneten
erfindungsgemäßen Resonanzkreisen 1 und l' aufgebaut ist. In der den
kurzgeschlossenen Rechteckhohlleitern 2 und 2' gemeinsamen Trennwand 18 sind
hierbei Koppelöffnungen 19 zur Bildung eines 3-db-Richtungskopplers vorgesehen.
Der Richtungskoppler ist mit einem Anschlußflansch 20 versehen, an den weitere rechteckige
Hohlleiter anzuschließen sind. Die Resonatoren werden mit Hilfe der dielektrischen
Stäbe 10 und 10' in ihrer Frequenzlage verändert. In die Koppelschlitze
3
und 3' sind verschiebbar angeordnete Stäbe 12 und 12' aus einem dielektrischen
Material eingebracht, die der Veränderung der Bandbreite der einzelnen Resonatoren
dienen. Die dielektrischen Stäbe 10 und 10' sind an einem gemeinsamen
Antrieb derart befestigt, daß die Einstellung der Resonanzfrequenz der beiden Resonatoren
1 und l' lediglich über ein Betätigungsglied erfolgt, d. h.
also, daß die beiden Resonatoren 1 und l' im Gleichlauf durchstimmbar
sind. Ebenso sind zur Bandbreitenänderung die dielektrischen Stäbe 12 und 12' an
einem weiteren gemeinsamen Antrieb befestigt, so daß auch die Bandbreitenänderung
im Gleichlauf erfolgt. Die der Resonatordurchstimmung und der Bandbreitenänderung
dienenden Antriebe sind im Schnittbild der F i g. 7
nicht näher dargestellt.
Der Laufzeitentzerrer gemäß der F i g. 7 beruht auf einem an sich bekannten
Prinzip, daß nämlich zwei gleiche Blindwiderstände an zwei zueinander entkoppelte
Anschlüsse, z. B. an die Anschlüsse eines 3-db-Richtungskopplers, geschaltet sind.
Eine im Eingang 21 eingespeiste Welle wird durch den 3-db-Koppler in zwei gleiche
Teilwellen aufgespalten, von denen die eine im Hohlleiter 2 weiterläuft und die
andere im Hohlleiter 2'. Entsprechend den Eigenschaften eines 3-db-Kopplers ist
die im Hohlleiter 2' laufende Welle gegenüber der im Hohlleiter 2 laufenden Welle
um 90' phasenverschoben. Die Resonatoren 1 und l', deren Verluste
wegen der hohen Kreisgüten praktisch zu vernachlässigen sind, stellen somit einen
reinen Blindwiderstand dar, an dem beide Teilwellen total reflektiert werden. Die
reflektierten
Wellen finden auf ihrem Rückweg wiederum den 3-db-Koppler vor und werden somit in
gleiche Anteile aufgespalten, die gegeneinander um 90, phasenverschoben sind.
Die dem Eingang 21 zulaufenden Teilwellen sind wegen der zweimaligen Phasenverschiebung
um je 901 damit um 180' phasenverschoben und löschen sich gegenseitig
aus, während die dem Ausgang 22 zulaufenden Teilwellen in Phase sind und sich überlagern,
so daß am Ausgang 22 die gesamte ün Eingang 21 eingespeiste Leistung zur Verfügung
steht. Die Dämpfung eines derartigen Laufzeitentzerrers ist somit praktisch gleich
Null, während der Laufzeitunterschied zwischen dem Eingang 21 und dem Ausgang 22
entgegengesetzt dem Laufzeitgang der üblichen Selektionsmittel ver-läuft.
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Die in der F i g. 8 dargestellten Kurven zeigen die Gruppenlaufzeit
-c in Nanosekunden eines im Bereich um 6 GI-Iz realisierten Laufzeitentzerrers
in Abhängigkeit von der Frequenzabweichung Af, wenn die beiden Resonatoren auf eine
Frequenz fo abgestimmt sind. Der Kurvenparameter ist die veränderbare Bandbreite
B, und die Kurven zeigen die Laufzeitabhängigkeit für die Bandbreiten 40,
50, 80 und 140 MHz. Bei geringen Bandbreiten ergibt sich eine verhältnismäßig
starke Laufzeitabhängigkeit, während mit zunehmender Bandbreite die Frequenzabhängigkeit
der Laufzeit immer geringer wird. Durch die stufenlose Feineinstellung der
Bandbreite läßt sich somit erreichen, daß die in der F i g. 8 dargestellten
Kurven kontinuierlich ineinander übergehen, so daß praktisch alle durch Selektionsmittel
hervorgerufenen Laufzeitverzerrungen ausgeglichen werden können. Derartige Laufzeitentzerrer
sind in Richtfunksystemen, die für die Übertragung ein breites Frequenzband ausnutzen,
von besonderem Vorteil. Derartige Systeme sind beispielsweise solche, die mit Frequenzmodulation
arbeiten und bei denen die die Übertragung störenden Laufzeitverzerrungen auch oder
allein in der Hochfrequenzebene, also in der Übertragungsfrequenzanlage ausgeglichen
werden.