DE1272985B - Decoder mit bipolarer hyperbolischer Kompanderkennlinie fuer Codesignale mit Polaritaetsbit - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

H03k

Deutsche Kl.: 21 al - 36/20

Nummer: 1272 985

Aktenzeichen: P 12 72 985.0-31 (St 23449)

Anmeldetag: 4. März 1965

Auslegetag: 18. Juli 1968

Die Erfindung betrifft Decoder, insbesondere für die Pulscodemodulation (PCM), die eine hyperbolische Quantisierungskennlinie haben und auch in PCM-Codern oder anderen Analog-Digital-Umsetzern vom Rückkopplungstyp als örtliche Decoder eingesetzt werden können.

Eine Umwandlung analoger Signale, die z. B. Sprache, Bilder oder Daten darstellen, in Digitalsignale durch Abtastung, Quantisierung und Codierung ergibt technische Vorteile, wie z. B. eine vergrößerte Unempfindlichkeit gegenüber Geräuschen bei der Übertragung und Verarbeitung der Informationen. Obwohl analoge Signale oder abgetastete analoge Signale im allgemeinen mit gleichen Quantisierungsschritten quantisiert werden, werden einige Arten von analogen Signalen, wie z. B. Sprachsignale, in denen nach den Gesetzen der Wahrscheinlichkeit Signale mit kleiner Amplitude häufiger auftreten, vorzugsweise mit kleineren Quantisierungsschritten für Signale mit kleinen Amplituden quantisiert im Vergleich zu den Quantisierungsschritten für Signale mit großen Amplituden. Für eine solche nichtlineare Quantisierung werden die analogen Signale zuerst durch einen Augenblickswertkompander gepreßt oder gedehnt (kompandiert), in dem die eigene Nichtlinearität nichtlinearer Stromkreiselemente, wie z. B. Halbleiteranordnungen oder Röhren, ausgenutzt wird. Danach wird dann linear quantisiert. Bei einer solchen nichtlinearen Quantisierung, deren Charakteristik von der eigenen Nichtlinearität der nichtlinearen Stromkreiselemente abhängt, ist es unmöglich, eine gleichmäßige nichtlineare Quantisierungs- oder Kompandierungscharakteristik zu bekommen, da die Nichtlinearität der Elemente Temperaturänderungen und anderen Schwankungen unterworfen ist.

Um die obenerwähnten Nachteile der bekannten Anordnungen zu vermeiden sind Decoder mit logarithmischer, hyperbolischer und anderen nichtlinearen Kompandierungskennlinien bekannt, die ein passives Netzwerk enthalten, das aus Widerständen oder anderen passiven Elementen besteht, sowie aus einem Schalter, der in Abhängigkeit von dem digitalen Codebit des Signals betätigt wird. So wurde z. B. ein Decoder mit logarithmischer Kompandierungscharakteristik bekannt, der eine Konstantspannungsquelle enthält und eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Widerstandsdämpfungsgliedern, wobei die Dämpfung von jedem dieser Glieder durch jede der Bitstellen des digitalen Signals gesteuert wird, so daß der Decoder ein Analogsignal erzeugt, das logarithmisch kompandiert ist. Ein Beispiel für

Decoder mit bipolarer hyperbolischer
Kompanderkennlinie für Codesignale
mit Polaritätsbit

Anmelder:

Nippon Electric Company Limited, Tokio

Vertreter:

Dipl.-Ing. M. Bunke, Patentanwalt,

7000 Stuttgart W, Schloßstr. 73 B

Als Erfinder benannt:
Hisashi Kaneko, Tokio

Beanspruchte Priorität:

Japan vom 12. März 1964 (13 730)

Decoder mit hyperbolischer Kompandercharakteristik wurde am Ende eines Artikels von B. D. Smith auf den Seiten 1053 bis 1058 der Zeitschrift »Proc. IRE«, Bd. 41, Nr. 8, August 1953, veröffentlicht.

Da diese bekannten Decoder mit nichtlinearer Kompandierungscharakteristik so ausgebildet sind, daß der Widerstand des Widerstandsnetzwerkes oder anderer passiver Netzwerke sich entsprechend den Codebits des Digitalsignals ändert, erzeugt jeder von ihnen das decodierte Ausgangssignal als eine Leerlaufspannung.

Diese Decoder sind dann unzweckmäßig, wenn die das Ausgangssignal verwendende Einrichtung, die an den Ausgangsanschlüssen anliegt, einen sehr niedrigen Eingangswiderstand hat.

Es ist außerdem bereits ein Decoder mit schaltbaren, bewerteten Leitwertelementen bekannt, der jedoch eine im wesentlichen lineare Kennlinie aufweist. Auch ein Decoder mit einer hyperbolischen Kompanderkennlinie ist bereits bekannt, bei dem sich der Leitwert des passiven Netzwerkes in Abhängigkeit von dem entsprechenden Codebit des digitalen Signals ändern kann und das decodieite Ausgangssignal als Kurzschlußstrom abgegeben wird.

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der Konstantstromquelle mit umschaltbarer Stromrichtung mit der Decodierungsschaltung.

Besondere Vorteile bietet die Erfindung, wenn der Kompensationsstrom unmittelbar der Konstantstromquelle entnommen wird, in welchem Fall die gesamte Schaltung einen brückenartigen Aufbau erhält. Hier sind zur Erzeugung eines Kompensationsstromes keine besonderen Maßnahmen erforderlich.

Die Erfindung wird nun an Hand der in den

Ausführungsbeispiele

F i g. 1 einen Stromlauf eines Decoders mit einer hyperbolischen Kompandercharakteristik, um das Prinzip der Erfindung zu erklären, und

F i g. 2 eine Stromkreiszeichnung einer erfindungsgemäßen Ausführung.

Der in Fig. 1 dargestellte Decoder enthält eine Reihenschaltung aus einer Konstantstromquelle 11, einem festen Leitwertelement 12 und einer Auswerte-

Jedoch liegt bei dem Kreis mit schaltbaren bewerteten Leitwerten, in dem der Leitwert entsprechend den Codeziffern geändert wird, keiner seiner Anschlüsse direkt an Erde, sondern eines seiner Anschlußpaare ist mit der Konstantspannungsquelle verbunden. Daraus ergibt sich, daß der Pegel des digitalen Signals über einem bestimmten Pegel liegen muß und deshalb eine komplizierte Ausgestaltung des Steuerkreises für die Schalter erforderlich ist.

Weiterhin wird dann, wenn das digitale Signal io Zeichnungen dargestellten
einen Analogwert darstellt, der sowohl positive als näher erläutert. Es zeigt
auch negative Komponenten hat, wie z. B. Sprachsignale, die Steuereinrichtung für die Schalter noch
komplizierter, da es notwendig ist, die von der
Konstantspannungsquelle abgegebene Spannung in 15
Abhängigkeit von der Polaritätsangabe in dem digitalen Signal in ihrer Polarität zu wechseln.

Um die obengenannten Nachteile zu vermeiden,
enthält ein weiterer bekannter Decoder Teildecoder,
von denen jeder eine Konstantspannungsquelle ent- 20 einrichtung 13. Es ist weiterhin ein veränderbares hält, sowie ein linear variables Leitwertnetzwerk und Leitwertnetzwerk 15 vorhanden, das den Verbinein festes Leitwertnetzwerk, wobei das veränderliche dungspunkt zwischen der Leistungsquelle 11 und Leitwertnetzwerk nicht im Hauptstromkreis liegt, dem festen Leitwertelement 12 mit Erde verbindet sondern mit der Verbindung der Spannungsquelle und das in nachher noch zu beschreibender Weise und dem festen Leitwertnetzwerk verbunden ist, so 25 durch digitale oder andere codierte Signale gesteuert daß es als Nebenschluß wirkt, der gegen Erde führt. wird, die von einer Signalquelle 14 abgegeben wer-Die Konstantspannungsquelle wird jedoch in diesem den. Das Netzwerk mit variablem Leitwert enthält Decoder nicht richtig ausgenutzt, da jeder Teil- Schalter 151, 152, 153 und 154, z. B. Kontakte von decoder eine relativ große Leistung in dem festen elektromagnetischen Relais, die die dargestellten Zu-Leitwertnetzwerk verbraucht, das in dem Haupt- 30 stände 0 und 1 einnehmen, entsprechend den entstromkreis liegt, so daß der Decoder als ganzes eine sprechenden Codebits des Vierbitbinärcodewortes hohe Verlustleistung hat und die Konstantspannungs- el, el, e3, e4 des Eingangs-Digitalsignals, das von quelle nur zu einem geringen Grad ausgenutzt wird. der Signalquelle 14 abgegeben wird. Jeder dieser Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Kontakte ist einseitig mit Erde verbunden. Es sind Decoder zu schaffen, in dem die Spannungsquelle 35 weiterhin feste Leitwertelemente 156, 157, 158 und mit einem guten Wirkungsgrad ausgenutzt wird und 159 vorhanden, die die Leitwerte g/2, g/2², g/2³ und ohne Schwierigkeiten eine stabile hyperbolische g/2⁴ haben, von denen jedes mit einer Seite mit dem Kennlinie erzielbar ist. Insbesondere soll die bipolare nicht an Erde liegenden Kontakt des entsprechenden Kennlinie symmetrisch sein. Die Umschaltung der Schalters verbunden ist und mit der anderen Seite Konstantstromquelle soll keine Schwierigkeiten be- 40 mit dem Verbindungspunkt zwischen der Leistungsreiten, quelle 11 und dem Element 12 mit festem Leitwert, Die Erfindung geht aus von einem Decoder mit so daß der durch das Netzwerk 15 mit veränderbipolarer hyperbolischer Kompanderkennlinie für barem Leitwert gebildete Nebenschluß den elektri-Codesignale mit Polaritätsbit unter Verwendung sehen Strom steuern kann, der von der Leistungseines Leitwertnetzwerks mit entsprechend den Code- 45 quelle 11 durch das Element 12 mit dem festen Leitzifferwerten schaltbaren bewerteten Leitwerten sowie wert zur Auswerteeinrichtung 13 gegeben wird,
mit einer stromdurchflossenen Auswerteeinrichtung. Wenn das binäre Codewort el, el, e3, e4 des Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß an digitalen Eingangssignals den Wert 1011 hat, ist nur einen Anschlußpol einer von einem an sich bekann- der Schalter 152 im Zustand »1« und damit geschlosten Polaritätsauswertekreis hinsichtlich der Strom- 50 sen, während die anderen Schalter 151, 153 und 154 richtung gesteuerten Konstantstromquelle eine Par- im Zustand »0« und damit offen sind, wie es in der allelverzweigung aus einerseits dem genannten, mit
Erdpotential verbundenen Leitwertnetzwerk und
andererseits einem festen Leitwertelement sowie in
Reihe dazu einer Auswerteeinrichtung angeschlossen 55
ist, welch letzterer außerdem ein polaritätsabhängiger
Kompensationsstrom zugeführt wird.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des Kompensationsstroms zwischen den zweiten Anschlußpol der Konstantstromquelle und den an das feste Leitwertelement angeschlossenen Eingang der Auswerteeinrichtung ein zweites Leitwertelement eingeschaltet ist, parallel zu dem an die Konstantstromquelle ein weiteres, mit Erdpotential verbundenes, festes Leitwertelement liegt.

Ein Polaritätsauswertekreis ist bereits bekannt. Doch liegt die Erfindung in der Zusammenfassung

Zeichnung dargestellt ist. Daraus ergibt sich, daß der Leitwert G des Netzwerkes 15 mit veränderbarem Leitwert dem Wert g/2² entspricht.

Auf Grund einer Verallgemeinerung der Tatsache, daß der digitale Wert/ des Codewortes el, el, el, e4 des digitalen Eingangssignals gegeben ist durch

J= Σ β*·2-*,

(1)

folgt, daß der veränderbare Leitwert des Netzwerkes 15 durch das Produkt

= S-J (2)

des vorgegebenen Leitwertes g und der Differenz 7 gegeben ist. Die Differenz 7 erhält man, wenn man den Digitalwert 7, der durch die Gleichung (1) gege-

ben ist, vom Maximalwert (2⁴—1)/2⁴ des digitalen Wertes / abzieht oder

/ - (2*-l)/2⁴-j = g ₍₁__efc). 2-* . (3)

Weiterhin folgt, daß der Leitwert G proportional zu der Differenz/ ist und dementsprechend zu dem digitalen Wert/, der durch das binäre Codewort el, el, e3, e4 gegeben ist. Das zeigt, daß das Netzwerk 15 mit variablem Leitwert ein Netzwerk mit linear variablem Leitwert ist.

Die Konstantstromquelle 11 enthält einen Transistor 111, eine Reihenschaltung aus einem Stabilisierungswiderstand 112, verbunden mit dem Emitter des Transistors 111, einer Leistungsquelle 113 mit der Spannung E₁₁ und einer Vorspannungsquelle 114, die eine Vorspannung ZJj, für die Basis des Transistors 111 abgibt.

Der Kollektor des Transistors 111 ist mit dem Netzwerk 15 mit variablem Leitwert verbunden.

Wenn / den vom Kollektor des Transistors 111 in der Leistungsquelle 11 zu dem Verbindungspunkt zwischen dem Element 12 mit festem Leitwert fließenden Strom darstellt, so ist der durch die Auswerteeinrichtung 13 fließende Strom i gegeben durch

I = I-G₀I(G+ G₀),

(4)

dabei ist G₀ der Leitwert des Elements 12 mit festem Leitwert. Diese Gleichung (4) kann geändert werden, indem der digitale Wert/, der durch die Gleichung (1) mit dem Maximalwert (2⁴—1)/2⁴ des digitalen Wertes / gegeben ist, normalisiert wird, um eine neue Variable χ einzuführen, die gegeben ist durch

x = //[(24 -1)/24]

-1) (5)

und durch die Darstellung des Wertes des variablen Leitwertes G, der dem Maximalwert (2⁴—1)/2⁴ des digitalen Wertes/ entspricht durch g_m> das gegeben ist durch

g_m = (2*-l)g/2S (6)

da der variable Leitwert G dann gegeben ist durch
G = 8-l = g_m-(l-x). (7)

Die Gleichung (4) wird dann zu

in der der Parameter h gegeben ist durch
h = SjG₀

und den Pressergrad darstellt, der üblicherweise auf einen Wert in der Größenordnung von 20 bei dei nichtlinearen Codierung von Sprachsignalen eingestellt ist.

Es sei an dieser Stelle noch darauf hingewiesen, daß die Gleichstromkomponente, die in der rechten Seite der Gleichung (8) durch den zweiten Ausdruck dargestellt ist, unterdrückt werden muß, so daß der Strom i durch eine hyperbolische Funktion der variablen χ gegeben ist. Zu diesem Zweck wird an einen Eingangsanschluß 16 der Auswerteeinrichtung 13 von einem Kompensationskreis oder einer VorSpannungsquelle, die nicht dargestellt ist, ein Vorspannungs- oder Kompensationsstrom angelegt, um die Gleichstromkomponente //(1+h) zu unterdrücken oder zu kompensieren.

Wenn die Widerstandswerte der Leitwertelemente 156, 157, 158 und 159, 100, 200, 300 bzw. 8000hm betragen, dann wird der Wert von g_m etwa 20 ms, so daß, wenn ein Pressungsgrad 20 gewählt ist, der feste Leitwert G₀ etwa 1 ms hat. Der Widerstand des EIementes 12 mit dem festen Leitwert hat dann den Wert von etwa 1 kOhm. Wenn die Spannungen E_a und E_b 15 bzw. 5 Volt betragen und der Widerstand 112 einen Wert von 2 kOhm hat, dann hat der Strom / den Wert 5 mA, so daß die Amplitude der hyperbolischen Charakteristik, die durch die Formel hl(l+h) in den Klammern des ersten Ausdrucks auf der rechten Seite der Gleichung (8) folgenden Wert bekommt

5 mA · [20/(20 + I)] - 4,76 mA. 20

Der Vorspannungsstrom I/l(+ti) hat in ähnlicher Weise etwa den Wert 0,25 mA. Der Vorspannungsstrom ist so gering, daß er kaum eine Veränderung im Ausgangsstrom erzeugt, wenn auch die Vorspannungsquelle nur eine geringe Stabilität hat.

Wenn diese Anordnung als örtlicher Decoder in einem Rückkopplungscoder verwendet wird, muß die Art des zu codierenden Analogsignals beachtet werden. Wenn das analoge Signal sowohl positive als auch negative Werte annimmt, wie z. B. ein Sprachsignal, dann genügt der in F i g. 1 dargestellte Decoder nicht mehr. Wenn das digitale Eingangssignal nicht nur die Bits hat, die den analogen Wert des Informationssignals darstellen, sondern auch ein die Polarität darstellendes Bit, um anzugeben, ob das analoge Signal positiv oder negativ ist, dann muß der Decoder zusätzlich auf dieses die Polarität darstellende Bit ansprechen. Es ist also möglich, einen Kompensationsstrom einer Richtung zu verwenden, wie er durch den zweiten Ausdruck in der rechten Seite der Beziehung aufgestellt ist, solange die Polarität des analogen Wertes des Informationssignals, das durch das Digitalsignal dargestellt ist, nicht beachtet werden muß, während es notwendig wird, die Polarität des Kompensationsstromes entsprechend zu ändern, wenn die Polarität des analogen Wertes betrachtet werden muß.

Die in F i g. 2 dargestellte Anordnung, die solche Forderungen erfüllt, enthält nicht nur eine Aus-Werteeinrichtung 13, eine Signalquelle 14 und ein Netzwerk 15 mit veränderbarem Leitwert (das nur durch einen einfachen Block dargestellt ist), die alle den entsprechenden Elementen des Decoders nach F i g. 1 entsprechen und mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind, sondern sie enthält auch noch eine umkehrbare Konstantstromquelle 21, die der Konstantstromquelle 11 entspricht. Weiterhin sind vorhanden ein Polaritätsauswertekreis 24, um das die Polarität darstellende Bit aus dem von der Signalquelle 14 angelegten Digitalsignal auszuwerten und damit die Polarität des analogen Signals, das durch jedes Codewort festgelegt ist, festzulegen, sowie ein Netzwerk 25 mit festem Leitwert, das dem Netzwerk 15 mit variablem Leitwert entspricht und einen Leitwert g_m hat und an einer Seite an Erde liegt, sowie die Elemente mit festem Leitwert 26 und 27, die je dem Element 12 mit festem Leitwert entsprechen, das einen Leitwert G₀ hat, und die zwi-

sehen den Netzwerken 15 und 25 einerseits und der Auswerteeinrichtung 13 liegen.

In dieser Anordnung liefert die Signalquelle 14 das Digitalsignal, das nicht nur die Bits, die die Amplitude des Analogwertes repräsentieren, sondern auch ein oder zwei der obengenannten polarifätsdarstellenden Bits enthält, an das Netzwerk 15 mit veränderbarem Leitwert, um dieses in der in F i g. 1 dargestellten Weise zu steuern, sowie an den

potential des Transistors 216' erhöht, so daß der Transistor 216' gesperrt wird und den negativen Strom sperrt, d. h. den Strom, der vom variablen Leitwertkreis 15 floß. In kurzen Worten also, ein 5 positiver Triggerimpuls kehrt den negativen Strom, der durch das Netzwerk mit variablem Leitwert 15 genossen ist, in einen positiven Strom um. Zur gleichen Zeit wird der positive Kompensierungsstrom, der durch das Netzwerk mit festem Leitwert 25, das

Polaritätsauswertekreis 24. Der Polaritätsauswerte- io Element mit festem Leitwert 27 und die Auswertekreis 24 kann ein Schmittkreis oder eine Kombi- einrichtung 13 vor dem Auftreten des positiven Trignation von Tunneldioden sein, der selektiv auf das gerimpulses geflossen ist, in einen negativen Komdie Polarität darstellende Bit aus dem Digitalsignal pensierungsstrom umgeschaltet, anspricht, das von der Signalquelle 14 angelegt wird, Wenn das die Polarität darstellende Bit einen

und gibt ein Steuersignal, das angibt, ob der analoge 15 negativen Wert darstellt und der Steuerimpuls ein Wert des Informationssignals, der von dem Digital- negativer Triggerimpuls ist, d. h. ein Impuls, der signal dargestellt wird, positiv oder negativ ist, an negativ in bezug auf die erstgenannte Bezugsspannung die umkehrbare Konstantstromquelle ab. ist, wird durch den Triggerimpuls eine umgekehrte

Die umkehrbare Konstantstromquelle 21 enthält Wirkung erzielt, d. h., die Transistoren 211 und 216' pnp-Transistoren 211 und 211', deren Emitter über 20 werden leitend, während die Transistoren 211' und einen gemeinsamen Widerstand 212 mit dem posi- 216 gesperrt werden. Daraus ergibt sich, daß der tiven Anschluß einer Leistungsquelle 213 verbunden positive Leistungsstrom und der negative Kompensind, die eine Spannung von E₁ hat, und die npn- sationsstrom, die vor dem Auftreten des negativen Transistoren 216 und 216', deren Emitter in gleicher Triggerimpulses durch das Netzwerk mit variablem Weise über einen gemeinsamen Widerstand 217 mit 25 Leitwert 15 geflossen sein mögen, durch diesen negadem negativen Anschluß einer anderen Leistungs- tiven Triggerimpuls umgekehrt werden, quelle 218 verbunden sind, die eine Spannung von Betrachtet man die Arbeitsweise der Leistungs-

E₂ hat. Die Basis des Transistors 211' ist mit dem quelle 21 für die positiven und negativen Triggerpositiven Anschluß einer Spannungsquelle 214 ver- impulse, so erkennt man, daß die Polaritäten eines bunden, die eine Spannung JE₃ hat, während die Basis 30 ersten und zweiten Stromes, die an einem ersten Andes Transistors 216' mit dem negativen Anschluß schlußpaar, das aus dem Kollektor des Transistors einer anderen Spannungsquelle 219 verbunden ist, 211' und Erde besteht, und an einem zweiten Andie eine Spannung £₄ hat. Die Basen der Transistoren schlußpaar, das aus dem Kollektor des Transistors 211 und 216 sind mit dem positiven bzw. negativen 216 und Erde besteht, auftreten, umgekehrt werden, Anschluß einer weiteren Spannungsquelle 210 mit ₃₅ wobei die entgegengesetzte Beziehung untereinander einer Spannung E₀ verbunden. Der Steuerimpuls aufrechterhalten wird.

wird an die Verbindung zwischen der Basis des Unter Verwendung der gleichen Bezeichnungen

Transistors 211 und dem positiven Anschluß der wie in den Gleichungen (1) bis (9) für die Anordnung Spannungsquelle210 angelegt. Der Steuerimpuls ist nach Fig. 1 ist der Stromi in dieser Anordnung an um einen festgelegten Betrag höher oder niedriger 40 Stelle der Gleichung (8) gegeben durch als ein Bezugspotential, das durch die Spannung E₃
der Spannungsquelle 214 festgelegt ist, abhängig davon, ob das die Polarität darstellende Bit einen posi- da der zweite Ausdruck in der rechten Seite der tiven oder negativen Wert angibt. Dies dient dazu, Gleichung (8) jetzt durch den Kompensationsstrom um die Polarität der umkehrbaren Leistungsquelle 21 45 unterdrückt ist, der durch den Kompensationskreis, umzukehren. der aus dem Netzwerk mit festem Leitwert 25 und

Wenn das die Polarität darstellende Bit einen posi- dem Element mit festem Leitwert 27 besteht, zu und tiven Wert darstellt und der Steuerimpuls ein Trigger- aus der Auswerteeinrichtung 13 fließt, impuls ist, der positiv in bezug auf das Bezugspoten- Für die Spannungen der Leistungs- oder Span-

tial ist (anschließend nur positiver Triggerimpuls 50 nungsquellen 213, 214, 218, 219 und 210, die Leitgenannt), so wird der Triggerimpuls an die Basis des werte g_m und G₀, die Ströme/ und i und den Para-Transistors 211 angelegt, um ihn in den Sperrzustand meter h können nahezu die gleichen Werte genom-•zu bringen. Daraufhin nimmt der durch den Wider- men werden wie bei der Anordnung nach Fig. 1. stand 212 fließende Strom ab. Als Folge davon steigt Wie oben erklärt, kann die umkehrbare Konstant-

idas Emitterpotential des Transistors 211', so daß der 55 stromquelle 21 nicht nur einen umkehrbaren Lei-Transistor 211' leitend wird und einen positiven stungsstrom liefern, sondern auch einen Kompensa-Strom oder einen Strom in Richtung auf das Netz- tionsstrom, der sowohl den richtigen absoluten Wert werk 15 mit variablem Leitwert fließen läßt. Es sei als auch die richtige Polarität hat, um den zweiten darauf hingewiesen, daß die Spannung E₀ der Span- Ausdruck in der rechten Seite der Gleichung (8) zu aungsquelle 210 gleich der Summe der Spannungen 60 kompensieren, unabhängig davon, ob der Analog- E₃ der Quelle 214 und E_t der Spannungsquelle 219 wert, der durch das von Signalquelle 14 gelieferte ist. Daraus ergibt sich, daß der positive Trigger- Digitalsignal bestimmt wird, positiv oder negativ ist. impuls, der das Potential der Basis des Transistors Man kann also sagen, daß diese umkehrbare Konhöher als eine andere Bezugsspannung macht, stantstromquelle 21 es ermöglicht, einen Decoder mit die durch die Spannung E_t der Spannungsquelle 219 65 einer bipolaren hyperbolischen Kompandercharaktefestgelegt ist, diesen Transistor in den leitenden Zu- ristik und sehr einfachem Aufbau zu realisieren. Wie stand bringt und den durch den Widerstand 217 flie- schon im Zusammenhang mit der F i g. 1 beschrieben ßenden Strom vergrößert. Dadurch wird das Emitter- ist, ist es möglich, nicht nur den Leistungsstrom 7

klein zu halten, sondern auch den Kompensationsstrom 7/(1 + K), woraus sich ergibt, daß eine hohe Stabilität für die Ausgangsströme der Konstantstromquelle 21 sichergestellt ist.

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Decoder mit bipolarer hyperbolischer Kompanderkennlinie für Codesignale mit Polaritätsbit unter Verwendung eines Leitwertnetzwerkes mit entsprechend den Codezifferwerten schaltbaren bewerteten Leitwerten sowie mit einer stromdurchflossenen Auswerteeinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß an einen Anschlußpol einer von einem an sich bekannten Polaritätsauswertekreis (24) hinsichtlich der Stromrichtung gesteuerten Konstantstromquelle (21) eine Parallelverzweigung aus einerseits dem genannten, mit Erdpotential verbundenen Leitwertnetzwerk (15) und andererseits einem festen Leitwertelement (26) sowie in Reihe dazu einer Auswerte- ao einrichtung (13) angeschlossen ist, welch letzterer außerdem ein polaritätsabhängiger Kompensationsstrom zugeführt wird (F i g. 2).

2. Decoder nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des Kompensationsstromes zwischen den zweiten Anschlußpol der Konstantstromquelle (21) und den an das feste Leitwertelement (26) angeschlossenen Eingang der Auswerteeinrichtung (13) ein zweites Leitwertelement (27) eingeschaltet ist, parallel zu dem an die Konstantstromquelle (21) ein weiteres, mit Erdpotential verbundenes, festes Leitwertelement (25) liegt (Fig. 2).

3. Schaltungsanordnung für die Konstantstromquelle des Decoders nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwei in ihrer Konfiguration an sich bekannte Differenzverstärkeranordnungen, von denen die eine mit Transistoren des pnp-Typs (211, 211') und die andere mit Transistoren des npn-Typs (216,216') ausgerüstet ist, mit ihren korrespondierenden Kollektoren miteinander verbunden sind, wobei die Versorgungsspannung (El, E 2) jeweils in Reihe mit dem jedem Differenzverstärker gemeinsamen Emitterwiderstand (212, 217) liegt, daß das Steuersignal den Basen der ersten Transistoren der Differenzverstärker zugeführt wird, wobei die Basis des einen Transistors (216) eine Vorspannung (E₀) erhält, daß an den Basen der zweiten Transistoren entgegengesetzt gerichtete Vergleichsspannungen (E₃ bzw. E₄ = E₀) liegen und daß den miteinander verbundenen Kollektoren der ersten Transistoren ein Strom entnommen wird, der dem den miteinander verbundenen Kollektoren der zweiten Transistoren entnommenen Strom entgegengerichtet ist, und daß sich ferner infolge des unterschiedlichen Leitfähigkeitstyps der Transistoren der beiden Verstärker die Richtung der Ausgangsströme in Abhängigkeit von dem Steuersignal ändert (F i g. 2).

In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Patentschrift Nr. 962713;
französische Patentschrift Nr. 1339 996;
»Proc. IRE«, August 1953, S. 1053 bis 1058.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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