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Schaltungsanordnung zum Umwandeln digitaler Werte in proportionale
Spannungen, die an einem Summierungswiderstand abfallen Die Erfindung betrifft eine
Schaltungsanordnung zum Umwandeln digitaler, in einem Binärcode verschlüsselter
Werte in proportionale Spannungen, die an einem Summierungswiderstand abfallen,
welcher über Transistorstufen gespeist wird, die den einzelnen Stellen zugeordnet
sind und bei Ansteuerung einen dem Stellenwert entsprechenden Spannungsabfall erzeugen.
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Derartige Schaltungsanordnungen sind bekannt. Sie werden beispielsweise
dazu verwendet, um einer zu messenden Spannung stufenweise eine Kompensationsspannung
entgegenzuschalten, wobei gleichzeitig eine digitale Anzeige gesteuert werden kann.
Eine bekannte Schaltungsanordnung dieser Art hat gewisse Nachteile, die nachstehend
an Hand der F i g. 1 noch erläutert werden. Es ist Aufgabe der Erfindung, diese
Nachteile zu beseitigen.
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In F i g. 1 ist mit Rs ein Summierungswiderstand bezeichnet, zu dem
parallel die Klemmen X und Y
liegen, an welchen eine Kompensationsspannung
abgenommen wird, die beispielsweise bei nach dem Kompensationsprinzip arbeitenden
Digital-Voltmetern dazu dient, die Meßspannungen oder einen Teil derselben zu kompensieren.
Über den Summierungswiderstand Rs fließt ein stufenweise veränderbarer Strom, der
sich aus den durch die Transistoren T, :.. T9 fließenden Teilströmen zusammensetzt.
Die Transistoren T, ... T9 sind vom gleichen Typ und liegen mit ihrer Basiselektrode
parallel an einer Klemme Z, über die eine konstante Spannung zugeführt wird. Den
Emitterelektroden der Transistoren T, ... T9 werden über Klemmen A, ... Afoo
und über jeweils eine Diode D Steuerspannungen zugeführt. Durch Anlegen einer negativen
Spannung an diese Klemmen A, ... A,.. werden die Dioden geöffnet und die Transistoren
gesperrt. Sind die Dioden gesperrt, so führen die Transistoren einen Strom, der
durch die Emitterwiderstände R, ... R, und die Basisvorspannung gegeben ist. Der
entsprechende Kollektorstrom erzeugt am Summierungswiderstand einen Spannungsabfall.
Im dargestellten Ausführungsbeispiel sind die Transistoren T, ... T4 der
ersten Dekade die Transistoren T, ... T$ der zweiten Dekade zugeordnet, also
entsprechend dem Index der Klemmen A den Wertigkeiten 1, 2, 4, 8 und 10, 20, 40,
80. Der Transistor T9 ist dem digitalen Wert 100 zugeordnet. Die Schaltungsanordnung
kann bei Bedarf für weitere Dekaden erweitert werden. Die oben an Hand von F i g.
1 beschriebene bekannte Schaltungsanordnung hat den Nachteil, daß die Genauigkeit
durch die unterschied- ; lichen Belastungen der einzelnen Transistoren beeinträchtigt
wird. Infolge der nichtlinearen Abhängigkeit der Basis-Emitter-Spannung vom Basisstrom
dürfen die Widerstände im Emitterkreis R, ... R9 nicht die in der Schaltung F i
g. 1 gezeichneten theoretischen Werte haben, sondern müssen kleiner und einstellbar
sein. Außerdem ändert sich mit der Größe des Emitterstromes die Belastung und damit
die Erwärmung der Transistoren. Die unterschiedliche Erwärmung ändert wieder die
Kennlinie und die Strom= verstärkung. Von diesen Änderungen ist insbesondere die
Stufe mit der höchsten Wertigkeit T9 betroffen, da durch diese der größte Strom
fließt. Andererseits muß gerade die Stufe der höchsten Wertigkeit den dieser Wertigkeit
entsprechenden Stromwert besonders genau einhalten.
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Eine weitere Fehlerquelle liegt schließlich in der Abhängigkeit der
Stromverstärkung vom Kollektorström bzw. Emitterstrom. Der Kollektorstrom ist wegen
der Stromverzweigung stets um den Basisstrom kleiner als der Emitterstrom, der durch
die Bemessung des Widerstandes im Emitterkreis festgelegt ist. Ist nun die Stromverstärkung
in den einzelnen Stufen, wie oben dargelegt, unterschiedlich, so ändert sich zusätzlich
der Prozentsatz des im Kollektorkreis fließenden Emitterstromes.
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Zur Beseitigung der oben dargelegten Nachteile der bekannten Schaltungsanordnung
wird gemäß der Erfindung vorgeschlagen, daß. der Summierungswiderstand aus hintereinandergeschalteten,
vom Strom eines oder mehrerer Transistoren T, ... T9 durchflossenen Teilwiderständen
Rs,, Rs2, Rsa gebildet ist und die Teilwiderstände Rs2, Rsa die vom Strom der höheren
Stellenwerten zugeordneten Transistoren durchflossen sind, entsprechend hohe Werte
aufweisen, wobei die Teilwiderstände, die vom Strom der niedrigeren Stellenwerten
zugeordneten Transistoren durchflossen sind, auch von dem Strom der
höheren
Stellenwerten zugeordneten Transistoren durchflossen sind, und daß der jeweilige
Spannungsabfall an den Teilwiderständen dem Stellenwert entspricht. Sind die umzuwandelnden
digitalen Werte binärdekadisch codiert, so wird vorzugsweise jeder Dekade ein Teilwiderstand
zugeordnet. Die Transistorstufen, die gleichen Stellen innerhalb der Dekaden zugeordnet
sind, können dann gleich bemessen werden. Zur weiteren Vergleichmäßigung des Stromes
durch die Transistorstufen ist es vorteilhaft, die Emitterwiderstände der Transistorstufen
einer Dekade entsprechend dem 1-2-4-2'-Code zu bemessen.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind nachstehend an Hand der F
i g. 2 und 3 erläutert.
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Der umzuwandelnde digitale Wert wird in binärdekadischer Darstellung
den Klemmen A,... A,oo zugeführt, wobei die Klemmen A,... A,' bzw.
A"... A.,'
einer Dekade entsprechen. Die an Klemmen X, Y
liegende Ausgangsspannung
Ua, die beispielsweise zur Kompensation einer Meßspannung dienen kann, fällt an
den in Serie geschalteten Widerständen Rs,, Rs2; Rss ab, die zusammen den Summierungswiderstand
bilden. Der Widerstand Rs,, der 40 Ohm betrage, wird dabei vom Kollektorstrom aller
Transistoren T,... T9 durchflossen, während der Widerstand Rs2, der 360 Ohm betrage,
von dem Kollektorstrom der der zweiten und dritten Dekade zugeordneten Transistoren
T5 ... T3 und der Widerstand Rs, mit beispielsweise 3600 Ohm nur von dem
der dritten Dekade zugeordneten Transistor T9 durchflossen ist. Die Widerstandswerte
der Widerstände Rsl, Rs, + Rs2 und Rs, + Rs2 + Rs3 verhalten sich dabei wie
1:10:100. Dadurch wird erreicht, daß die Transistoren gleicher Wertigkeit in jeder
Dekade jeweils mit dem gleichen Strom belastet sind und andererseits die Strombelastungen
aller Transistoren in der gleichen Größenordnung liegen, so daß die oben geschilderten
Schwierigkeiten infolge der unterschiedlichen Wärmebelastung, der unterschiedlichen
Stromverstärkung und Kennlinieneigenschaften bei gleichem Transistortyp gering gehalten
werden.
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Eine weitere Verbesserung ergibt sich noch dadurch, daß innerhalb
einer Dekade nicht der 1-2-4-8-Code angewendet wird, wie bei der bekannten Schaltung
nach F i g. 1, sondern der 1-2-4-2'-Code. Dementsprechend sind die Emitterwiderstände
R,' ... R9 in dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 so bemessen, daß sich ihre Widerstandswerte
wie 4:20:1:2 verhalten, also z. B. 40, 20, 10 und 20 kOhm. Diese Werte sind für
jede Dekade gleich, so daß sich der größte Transistorstrom zum kleinsten wie 1:
4 verhält. Bei der bekannten Schaltung nach F i g. 1 beträgt dieses Verhältnis 1:100,
so daß sich eine Verbesserung um den Faktor 25 ergibt. Entsprechend diesem Faktor
vermindern sich die Fehler, die durch die ungleichen Transistorströme entstehen,
so daß auch dann, wenn die Emitterwiderstände R,' ... R9' nicht besonders abgeglichen
sind, die von der nichtlinearen Abhängigkeit der Basis-Emitter-Spannung vom Basisstrom
herrührenden Fehler klein bleiben.
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Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeigt F i g. 3. Gegenüber
der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 besteht hier der Unterschied, daß die Emitterwiderstände
aller Transistorstufen, zumindest jedoch einer Dekade gleich sind und den Transistorstufen
unterschiedlicher Wertigkeiten unterschiedliche Teilwiderstände Rsa... Rsu des Summierungswiderstandes
zugeordnet sind. Es werde wieder der 1-2-4-2'-Code verwendet. Dabei ist der Transistor
T, dem Binärzeichen »1 «, der Transistor TZ der »2«, der Transistor T3 dem Zeichen
»2'« und der Transistor T4 der »4« zugeordnet. Da die Kollektorströme der Transistoren
T, . . . T4 gleich sind, müssen sich ihre Kollektorwiderstände wie 1:2:2:4
verhalten. Dies kann durch eine Reihenschaltung von drei Widerständen erreicht werden,
die sich wie 1:1:2 verhalten, von denen der erste, Rsa, von den Kollektorströmen
aller Transistoren, der zweite, RS b, von den Strömen der Transistoren
T2, R3 und T4 und der dritte, Rs" von dem Strom des Transistors T4 durchflossen
wird. Beträgt z. B. der erste Widerstand Rsa 1 Ohm, dann betragen die Widerstände
Rsb und Rs, 1 bzw. 2 Ohm. Für die Zuordnung der Transistoren T5 ... Ts der
zweiten Dekade und die Widerstandsverhältnisse gilt Entsprechendes, jedoch müssen
die absoluten Beträge jeweils um den Faktor 10 größer sein. Die Kollektorströme
aller Transistoren durchfließen die Widerstände Rsa, Rsb, Rse und Rsd. Da die Summe
einen um den Faktor 10 größeren Wert haben muß als der Widerstand Rsa, also 10 Ohm,
beträgt der Wert des Widerstandes Rsa 6 Ohm. Entsprechend hat der Widerstand Rsg
der dritten Dekade 60 Ohm. Die Transistoren T, ... T9 sind noch gleichmäßiger belastet
als die in der Schaltung nach F i g. 2, zumal für die Teilwiderstände Rsa... Rsg
niedrige Werte gewählt sind. Besondere Abgleichwiderstände können daher entfallen.
Wegen des gleichen und niederohmigen Eingangswiderstandes kann auf eine Ansteuerung
über Dioden verzichtet werden, da im geöffneten Zustand der Parallelwiderstand äußerer
Schaltungsteile nur einen vernachlässigbaren Einfluß auf die Emitterwiderstände
hat: