DE1236095B

DE1236095B - Breitband-Richtungskoppler mit vorgeschriebenen Filtereigenschaften

Info

Publication number: DE1236095B
Application number: DEM30837A
Authority: DE
Inventors: Georges Robert Pierre Marie
Original assignee: Marie G R P
Current assignee: Marie G R P
Priority date: 1955-06-18
Filing date: 1956-06-16
Publication date: 1967-03-09
Also published as: GB810057A; US2936430A; FR1130267A

Description

DEUTSCHES #M^V PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT HOlp
DeutscheKl.: 21g-34

Nummer: 1236095

Aktenzeichen: M 30837IX d/21 j

J 236 095 Anmeldetag: 16.Juni 1956

Auslegetag: 9. März 1967

Die Erfindung betrifft einen vorgeschriebene Filtereigenschaften aufweisenden Breitband-Richtungskopp-Ier mit zwei parallelen Hohlleitern gleicher Querschnittsabmessungen als Stammleitung und Nebenleitung und mit mehreren in Abständen entsprechend einem Viertel der Wellenlänge zu übertragender elektromagnetischer Wellen aufeinanderfolgenden Kopplungsanordnungen für die beiden parallelen Hohlleiter, von welchen die Nebenleitung an ihrem einen Anschluß die in dieser Leitung durch die Übertragungseigenschaften der Kopplungsanordnungen entgegen der Richtung der Wellen in der Stammleitung sich fortbewegenden elektromagnetischen Wellen des auzusiebenden Frequenzbandes abgibt, während der andere Anschluß der Nebenleitung mit einem reflexionsfreien Abschluß versehen ist.

Der Richtungskoppler der Erfindung gehört somit zur besonderen Art von frequenzselektiven Kopplern, die aus zwei Rechteckhohlleitern bestehen und durch Resonatoren bildende Rundhohlleiter bzw. zylindrische Hohlraumresonatoren gekoppelt sind. Die Kopplung zwischen einem Rechteckhohlleiter und jedem als Resonator dienenden zylindrischen Hohlraum erfolgt in der Weise, daß die Wellenenergie einer fortschreitenden, sich innerhalb des Rechteckhohlleiters ausbreitenden Welle verzweigt wird, sobald die Welle in den Kopplungsbereich zwischen Rechteck- und Hohlraumresonator gelangt. Der erste Teil breitet sich weiter längs des Rechteckhohlleiters jenseits der Leitungsverbindung aus, während der zweite Teil dieser Energie mittels zweckmäßig angeordneter Kopplungsschlitze in den Resonator abgestrahlt wird, um dort eine zirkulär polarisierte Welle zu erzeugen. Diese Welle wird durch zwei Komponenten der Wellenart H₁₁ gebildet, die senkrecht und in der Phase um 90° verschoben polarisiert sind. Die Drehrichtung dieser zirkulär polarisierten Welle hängt von der Ausbreitungsrichtung der Wellenenergie in dem Rechteckhohlleiter ab. Solche Richtungskoppler sind bereits beschrieben worden.

Der durch den Rundhohlleiter gebildete Resonanzhohlraum kann auf eine vorgegebene Resonanzfrequenz abgestimmt sein, damit der Richtungskoppler nur für solche elektromagnetische Energie durchlässig ist, die ein auf die Resonanzfrequenz zentriertes schmales Frequenzband aufweist.

Es ist bekannt, daß mehrere der beschriebenen Richtungskoppler mit einem gemeinsamen Rechteckhohlleiter zu einer sogenannten Filterweiche zusammengefaßt werden können. Derartige Filterweichen bestehen aus einem Haupt-Rechteckhohlleiter, in dem sich eine Welle großer Bandbreite

Breitband-Richtungskoppler mit
vorgeschriebenen Filtereigenschaften

Anmelder:

Georges Robert Pierre Marie, Paris
Vertreter:

Dr. B. Quarder, Patentanwalt,
Stuttgart 1, Richard-Wagner-Str. 16

Als Erfinder benannt:

Georges Robert Pierre Marie, Paris

Beanspruchte Priorität:
Frankreich vom 17. Juni 1955 (694 070),
vom 18. Juni 1955 (694 100)

fortpflanzt, die in mehrere Teilfrequenzbänder oder sogenannte »Kanäle« verzweigt wird, aus mehreren Resonanzhohlräume bildende, auf die jeweilige Kanalfrequenz abgestimmte zylindrische Resonatoren, die an ihren Enden mit dem Rechteckhohlleiter gekoppelt sind, sowie aus mehreren Rechteckhohlleitern, die mit den anderen Enden der genannten Resonatoren gekoppelt sind und an deren einer Mündung die den verschiedenen Kanälen zugehörigen Wellenenergien gesammelt werden.

Diese Koppler sind filternde Koppler, deren Filtercharakteristik der Resonanzkurve eines einzelnen Hohlraumes entspricht.

Es sind auch Breitbandkoppler bekannt mit zwei über mehrere, auf verschiedene abgestufte Frequenzen abgestimmte Resonatoren gekoppelten Rechteckhohlleitern, bei denen die Resonatoren längs der Rechteckhohlleiter in Abständen, die einem Viertel der mittleren Wellenlänge des zu übertragenden Frequenzbandes entsprechen, angeordnet sind. Bei diesen Kopplern überträgt jeder der Resonatoren nur eine Art von Wellen und bildet keinen ausgesprochenen Richtungskoppler zwischen den Rechteckhohlleitern. Zwar könnte bei einem gegenseitigen Abstand der Resonatoren von einem Viertel der Wellenlänge ein RichtefTekt entstehen, wenn sie auf die gleiche Frequenz abgestimmt wären. Die aufeinanderfolgenden Resonatoren sind jedoch auf verschiedene Frequenzen abgestimmt, so daß keine exakte Phasenverschiebung zwischen den über die einzelnen Resonatoren gelan-

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genden Wellenzügen in einer der beiden Richtungen des Ausgangsrechteckwellenleiters eintritt. Auch wird dabei in der gewünschten Ausgangsrichtung keine exakte Phasenübereinstimmung erzielt. Solche Breitbandkoppler sind ebenfalls bereits beschrieben worden.

Gegenstand der Erfindung ist ein filternder Richtungskoppler mit großer Bandbreite und einer Filtercharakteristik, die wesentlich besser als die Resonanzkurve eines einzelnen der zugehörigen Resonatoren ist.

Der Richtungskoppler nach der Erfindung ist xo gekennzeichnet durch die Verwendung von zumindest zwei zylindrischen, zirkulär polarisierte Wellen führenden Hohlraumresonatoren mit durch diese Polarisationsart bedingten, Richtungskopplung bereits durch einen Resonator ergebenden Schlitzen an den Stirnflächen als Kopplungsanordnungen zwischen den Breitseiten der Stamm- und Nebenleitung rechteckförmigen Querschnitts unter Staffelung der Länge der Stamm- und Nebenleitungsabschnitte zwischen den einzelnen Hohlraumresonatoren bei drei oder mehr Resonatoren in der Weise, daß diese Hohlraumresonatoren, die bei der Heranziehung von drei oder mehr Resonatoren entsprechend dem numerischen Wert ihrer Resonanzfrequenzen aufeinanderfolgen, für Resonanzfrequenzen bemessen sind, durch die bei jeweils benachbarten Hohlraumresonatoren für eine auf diese Resonatoren aufgeteilte elektromagnetische Welle, deren Frequenz mit dem arithmetischen Mittel der Resonanzfrequenzen der betrachteten zwei Hohlraumresonatoren übereinstimmt, Phasenverschiebungen auf Grund der mit entgegengesetztem Vorzeichen auftretenden Verstimmungsphasenwinkel dieser Resonatoren mit einem Betrag bei jedem Resonator sich ergeben, der mit der Phasenverschiebung von 90° übereinstimmt, die bei dieser Frequenz sowohl der die zwei Resonatoren verbindende Abschnitt der Stammleitung als auch der diese zwei Resonatoren verbindende Abschnitt der Nebenleitung auf Grund ihrer Länge hervorrufen, die demnach einem Viertel der Wellenlänge dieser Welle gleich ist.

Bei dem vorliegenden Breitband-Richtungskoppler werden also zumindest zwei als zylindrische Resonatoren ausgebildete Resonanzhohlräume in der Längsrichtung der Rechteckhohlleiter in Abständen vorgesehen und durch zweckmäßig angeordnete Kopplungsschlitze mit beiden Rechteckhohlleitern in der Weise gekoppelt, daß in jedem der Resonatoren eine zirkulär polarisierte Welle von einer innerhalb der Rechteckhohlleiter fortschreitenden Welle erregt wird. Die Resonanzfrequenzen der einzelnen Resonatoren sind in dem gewünschten Frequenzband gestaffelt, während die Resonatoren längs der Rechteckhohlleiter entsprechend dem numerischen Wert ihrer Frequenzen aufeinanderfolgen und die gegenseitigen Abstände zwischen je zwei benachbarten Resonatoren so bemessen sind, daß sie einem Viertel der Wellenlänge, die dem Mittelwert zwischen den Resonanzfrequenzen der betreffenden Resonatoren in den Rechteckhohlleitern entspricht, annähernd gleich sind.

Die Zahl der vorzusehenden, stufenförmig auf unterschiedliche Resonanzfrequenzen abgestimmten Resonatoren ist abhängig von der gewünschten »Dämpfungsfrequenz«-Charakteristik des herzustellenden Filters.

Alles Nähere über die Erfindung ergibt sich aus der nachfolgenden Beschreibung in Verbindung mit der Zeichnung, in der mehr oder minder schematisch ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Richtungskopplers dargestellt ist. Im einzelnen zeigt

F i g. 1 die perspektivische Darstellung eines aus Rechteck- und Rundhohlleitern bestehenden Richtungskopplers,

F i g. 2 das Schaltschema eines filternden Richtungskopplers gemäß der Erfindung,

F i g. 3 die perspektivische Ansicht eines Ausführungsbeispiels eines Richtungskopplers gemäß der Erfindung,

F i g. 4 die Dämpfungskurve des filternden Richtungskopplers gemäß der Erfindung und

F i g. 5 eine Filterweiche mit mehreren filternden Richtungskopplern gemäß der Erfindung.

F i g. 1 zeigt einen Richtungskoppler bekannter Art mit zwei Rechteckhohlleitern 1 und 2 und einem Rundhohlleiter 9, der mit den Breitseiten der beiden Rechteckleiter verbunden ist, wobei ein System von Kopplungsschlitzen 3 und 4 vorhanden ist. Es wird angenommen, daß jedes Kopplungsschlitzsystem zwei im rechten Winkel zueinander stehende hanteiförmige Schlitze hat und daß die Mittelpunkte dieser Schlitze auf der Achse des Rundleiters, nicht aber in der Achsenebene der Rechteckleiter liegen, und zwar exzentrisch zu dieser Achse in einem Abstand z₀ gemäß folgender Gleichung:

tg-

Zn —

2_a

wobei a die Breite der Breitseite des Rechteckleiters ist und X_g die Wellenlänge in diesem Leiter.

Wenn man die Intensität der Wellen in den Leitern 1, 9 und 2 beiderseits einer durch die Achse des Rundleiters 9 gelegten und senkrecht zu den Rechteckleitern verlaufenden Ebene mit t₀, r₀, , r_x, t_%, r_% bezeichnet, kann man beweisen, daß diese Größen durch folgende Matrizengleichung miteinander verbunden sind:

to		h
= II ^rII ^x
r₀

= II 7t

wobei

__e/(2e- b)

/sin u

— JCOtgM

- j cotg u

_e-./(2 θ-a)

j sin u

Hierbei bezeichnet u den Impedanzwinkel der Schlitze und Θ die Hälfte der Phasenverschiebung der Welle in dem Rundleiter.

Der Übertragungskoeffizient τ ergibt sich aus

Sin²We--ⁱ²C^2e-")

in

1 — cos²« e-J ²<·^2θ -Ό

und der Refiexionskoeffizient aus

r₀ . 2 sin (2 6>-w) cos We-^^2e-O

j-

1 — cos²z/e-->²(^2e-">

Die Gleichungen (2) und (3) für τ und ρ zeigen, daß, wenn (2(9 — u) = kn, wobei k eine ganze Zahl ist, man bei ρ = Ο, τ = 1 erhält, d.h. daß die gesamte Energie übertragen wird.

Wenn man Θ als Funktion der Höhe h der Höhlung durch die Formel

Ig

ausdrückt, erhält man

Θ =

k J-

10

Mit dieser Formel lassen sich sowohl die Höhe h des Resonanzhohlkörpers, damit er mit einer aufgedrückten Frequenz f_x in Resonanz schwingt, als auch die Resonanzfrequenzen des Hohlraumes erreichen, wenn man hei festem h der Größe Ic verschiedene Werte gibt.

Es ist nun zu ermitteln, wie der Übertragungskoeffizient τ und der Reflexionskoeffizient ρ in der Nähe der Resonanzfrequenz /_x variieren.

Es sei άΘ die Veränderung von Θ, wenn die Frequenz der sich im Richtungskoppler fortpflanzenden Wellen einen von J₁ abweichenden Wert annimmt. Unter Berücksichtigung des Ausdrucks für die Wellenlänge in den Leitern erhält man die Differentialgleichung

und 2. Das Ganze verhält sich wie mehrere Richtungskoppler des Typs der Fig. 1, I... P... M, die in Serie geschaltet sind und für deren Rechteckleiter eine dem elektrischen Winkel entsprechende Länge angenommen wird.

Wenn man die Intensität der Wellen in der Eintrittsebene, in den Ebenen des aufeinanderfolgenden Anschlusses der Koppler und in der Austrittsebene des Leiters 1 mit T₀, T₁... TV₁, T_v ... T_m~i, T_m und die Wellenintensitäten in der Eintrittsebene, in den Ebenen des aufeinanderfolgenden Anschlusses der Koppler und in der Austrittsebene des Leiters 2 mit T₀', T₁'...TJγ;...7^_!, τ;_η bezeichnet, erhält man

Tp

t _a-e-

= r„ ■ e

τ' =

■* Ti

25

d^
Θ

Izzh Ih^xi Λ U

Wenn man die Gleichungen (1), (7) und (8) kombiniert, erhält man die Matrixgleichung

wobei λ die Wellenlänge im freien Raum bezeichnet.

Wenn u klein ist, verändern sich die Intensitäten der übertragenen und der reflektierten Wellen sehr schnell in der Nähe der Resonanz, und man kann in erster Annäherung die Gleichungen (2) und (3) durch folgende Gleichungen ersetzen:

Tp-i

T'

¹P-I

V +

Qp

f-fp

fp

7"

J-p

wobei

1 +j Q₁ ^{f fl}

j Qi

θ = —

f-fi

_e_₇-(40-2«)_<

40 W =

e>" 0 0 e-j"

-j Jer¹"

45

fi (5)

Die Matrix des Filters der F i g. 6 wird nun

Diese Gleichungen erhält man, wenn man die Funktionen von Θ durch Entwicklungen erster Ordnung in άΘ ersetzt und indem man folgende Gleichung aufstellt:

T₀

T₀'

= Π

Vp +

f-fp

fp

T'

7/1 I

öl =

4kji
tg²w

λα Y

(6)

(9)

Die Gleichungen (4), (5) und (6) gestatten jetzt, die quadratische Matrix T in der Form

55

li+JQx

I rip -

f—fi

fl

-JQi

JQ₁ILJL· X-JQ₁ Jl

Izzh- Λ

f-fx

fl

(7)

60

zu schreiben.

Man verbindet nun (vgl. Fig. 2) mehrere Hohlzylinder 9j... 9p ... 9m, welche die Resonanzfrequenzen fi... fρ ... fm haben, mit den Rechteckleitern 1 Die Matrix (9) vereinfacht sich, wenn man sie auf bestimmte Einzelfälle bezieht.
Fig. 3 stellt ein Filter dar, bei dem ρ = 2 und

cn = γ ist. Es besteht aus den beiden Rechteckleitern 1 und 2, dem Hohlzylinder 9, der durch das System der Schlitze 3 und 4 und dem Hohlzylinder 9', der durch das System der Schlitze 3' und 4 mit den beiden Rechteckleitern 1 und 2 gekoppelt ist. Beide Rechteckleiter liegen parallel zueinander, und die in dem zweiten Rechteckleiter erregten Wellen pflanzen sich entgegengesetzt zu denen im ersten Rechteckleiter fort. Für eine zwischen f_x und /₂ liegende Frequenz / wird ein Teil der Wellen durch den Hohlleiter 9, der andere Teil durch den Hohlleiter 9' übertragen. Der

Claims

Phasenunterscheid zwischen diesen beiden Wellen

beim Durchgang durch die Rundleiter ist gleich ~,

da einer der Hohlleiter nach vorn und der andere nach hinten verstimmt ist. Beim Durchgang in den

Rechteckleitern ist die Phasenverschiebung zwischen den beiden Energieteilen 2 a = π. Die Gesamtphasenverschiebung ist also . Die Matrix (9) wird dann also

T₀

¹ ο

1 0

ⁱO Ii

f-fi

Q_z J -i ι -j

f^zf%

QiQ_i

f-fi f-ft

(10)

Wenn die Überspannungen gleich sind und wenn 15 zweiten Kanal zuströmende Energie tritt durch den

die Frequenzen f_x und /₂ so benachbart sind, daß ihr arithmetisches Mittel ihrem geometrischen Mittel gleichkommt, kann man setzen:

d =

2f-h-ft

ft - fx

Q= Öl = 02,

/2-/1

Anschluß 26 und die dem dritten Kanal zuströmende Energie tritt durch den Anschluß 36 aus. Die Anschlüsse 18, 28 und 38 der Rechteckleiter 12, 22 und sowie der Anschluß 37 des Rechteckleiters 31 sind geschlossen in Richtung auf die reflexionsfreien Abschlüsse 15, 23, 33 bzw. 10.

(11)

ß = Q-

/2 + /1

Wenn man weiterhin annimmt, daß T₂' Null ist, erhält man zwischen den Quadraten der Module von T₀, T_i und T₀' die folgenden Gleichungen:

25

30

1 _ .Q^a ~ τ 2
■* 2 1 _ T 2 τ² ~ T ' 2
¹ 0

= 1

1 +

ß* (J²-I)²
ßi (t/2 _ _1)a

(12)

35

Wenn man mit B die Gesamtschwächung des Filters bezeichnet, erhält man

20-log γ Dezibel.

Die Kurve für B als Funktion der Frequenz ist in Fig. 4 dargestellt. In Anbetracht der gemachten Annäherungen ist nur der mittlere Teil dieser Kurve gültig.

Fig. 5 zeigt ein Weichenstellungsfilter, bestehend aus mehreren filternden Richtungskopplern vom Typ der Fig. 3, das es ermöglicht, aus einer Globalwelle die elektromagnetische Energie für drei Kanäle herauszuziehen.

Das Weichenstellungsfilter umfaßt einen ersten filternden Richtungskoppler, der aus den Rechteckleitern 11 und 12 und den beiden Hohlzylindern 19 und 19' besteht, einen zweiten filternden Richtungskoppler, bestehend aus den Rechteckleitern 21 und 22 und den beiden Hohlzylindern 29 und 29', und einen dritten filternden Richtungskoppler, bestehend aus den Rechteckleitern 31 und 32 und den beiden Hohlzylindern 39 und 39'. Die Rechteckleiter 11, 21 und 31 sind mittels ihrer Endflansche 17 und 25 sowie 27 und 35 geradlinig und koaxial miteinander verbunden. Die aus einer nicht dargestellten Antenne fließende elektromagnetische Energie tritt durch den Anschluß 15 des Leiters 11 ein. Die dem ersten Kanal zufließende Energie tritt durch den Anschluß 16 aus, die dem

Patentanspruch:

Vorgeschriebene Filtereigenschaften aufweisender Breitband-Richtungskoppler mit zwei parallelen Hohlleitern gleicher Querschnittsabmessungen als Stammleitung und Nebenleitung und mit mehreren in Abständen entsprechend einem Viertel der Wellenlänge zu übertragender elektromagnetischer Wellen aufeinanderfolgenden Kopplungsanordnungen für die beiden parallelen Hohlleiter, von welchen die Nebenleitung an ihrem einen Anschluß die in dieser Leitung durch die Ubertragungseigenschaften der Kopplungsanordnungen entgegen der Richtung der Wellen in der Stammleitung sich fortbewegenden elektromagnetischen Wellen des auszusiebenden Frequenzbandes abgibt, während der andere Anschluß der Nebenleitung mit einem reflexionsfreien Abschluß versehen ist, gekennzeichnet durch die Verwendung von zumindest zwei zylindrischen, zirkulär polarisierte Wellen führenden Hohlraumresonatoren mit durch diesePolarisationsartbedingten,Richtungskopplung bereits durch einen Resonator ergebenden Schlitzen an den Stirnflächen als Kopplungsanordnungen zwischen den Breitseiten der Stamm- und Nebenleitung rechteckförmigen Querschnitts unter Staffelung der Länge der Stamm- und Nebenleitungsabschnitte zwischen den einzelnen Hohlraumresonatoren bei drei oder mehr Resonatoren in der Weise, daß diese Hohlraumresonatoren, die bei der Heranziehung von drei oder mehr Resonatoren entsprechend dem numerischen Wert ihrer Resonanzfrequenzen aufeinanderfolgen, für Resonanzfrequenzen bemessen sind, durch die bei jeweils benachbarten Hohlraumresonatoren für eine auf diese Resonatoren aufgeteilte elektromagnetische Welle, deren Frequenz mit dem arithmetischen Mittel der Resonanzfrequenzen dei betrachteten zwei Hohlraumresonatoren übereinstimmt, Phasenverschiebungen auf Grund der mil entgegengesetztem Vorzeichen auftretenden Verstimmungsphasenwinkel dieser Resonatoren mil einem Betrag bei jedem Resonator sich ergeben, der mit der Phasenverschiebung von 90° übereinstimmt, die bei dieser Frequenz sowohl der die