DE1210926B - Impulsradargeraet mit veraenderlicher Traegerfrequenz - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. Ο.:

Nummer:
Aktenzeichen:
Anmeldetag:
Auslegetag:

GOIs

Deutsche Kl.: 21 a4 - 48/63

N 22999IX d/21 a4
6. April 1963
17. Februar 1966

Die Erfindung betrifft ein Impulsradargerät mit veränderlicher Trägerfrequenz, das einen Sender mit einer abstimmbaren Senderöhre, vorzugsweise einem Magnetron, und eine Vorrichtung zur kontinuierlichen Änderung der Abstimmfrequenz der Senderöhre innerhalb eines vorherbestimmten Frequenzbereiches, eine Vorrichtung zum Auslösen des Senders mit einem Steueroszillator und einer Vergleichsvorrichtung zum Vergleichen der Steueroszillatorfrequenz mit der Abstimmfrequenz der Senderöhre und zum Erzeugen eines Kippimpulses für den Sender, um den Sender einen Radarimpuls liefern zu lassen bei Koinzidenz zwischen der Abstimmfrequenz der Senderöhre und der Steueroszillatorfrequenz, wobei die Trägerfrequenz des ausgelösten Sendeimpulses durch die Eigenfrequenz der Senderöhre im Auslösemoment bedingt ist, und einen Empfänger mit einem Ortsoszillator enthält, welcher Ortsoszillator der gleiche Oszillator wie der erwähnte Steueroszillator sein kann und welcher Ortsoszillator in Vereinigung mit eintreffenden reflektierten Radarimpulsen eine feste Zwischenfrequenz erzeugt.

Ein Gerät dieser Art ist bereits bekannt, bei dem die Steuerfrequenz schrittweise an Zeitpunkten zwischen dem Empfang eines Radarimpulses und der Übertragung eines darauf erfolgenden Impulses beliebig in einer Anzahl vorherbestimmter Frequenzwerte innerhalb des Änderungsbereiches der Eigenfrequenz der Senderöhre geändert wird, wobei ein Radarimpuls am Zeitpunkt der Koinzidenz zwischen der veränderlichen Eigenfrequenz der Senderöhre und der vorherrschenden, konstanten Steuerfrequenz übertragen wird. Diese Vorrichtung hat den Nachteil, daß der Zeitpunkt der Übertragung nicht effektiv vorherbestimmt und gesteuert werden kann und daß die Zeitintervalle zwischen aufeinanderfolgenden Radarimpulsen sich stark ändern können. Zum Erzeugen der Kippimpulse wird Steuerfrequenzenergie der einstellbaren Senderöhre zugeführt, und die Steuerfrequenzenergie, die an der einstellbaren Senderöhre reflektiert wird, wird darauf detektiert, worauf schließlich die reflektierte und detektierte Steuerfrequenzenergie, die am Zeitpunkt der Koinzidenz zwischen der Steuerfrequenz und der Eigenfrequenz minimal sein wird, differentiiert wird. Die Form des Kippimpulses, der auf diese Weise erzeugt wird, hängt von der Form des erwähnten Minimums ab, das an sich von den gegenseitigen Geschwindigkeiten der Frequenzänderungen der zwei Frequenzen (der Steuerfrequenz und der Eigenfrequenz) an den Kippzeitpunkten abhängt. Da die Eigenfrequenz der Impulsradargerät mit veränderlicher
Trägerfrequenz

Anmelder:

N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken,

Eindhoven (Niederlande)

Vertreter:

Dr. rer. nat. P. Roßbach, Patentanwalt,

Hamburg 1, Mönckebergstr. 7

Als Erfinder benannt:

Nils Rune Carlsson, Bandhagen;

Jan Malnros, Farsta (Schweden)

Beanspruchte Priorität:

Schweden vom 11. April 1962 (4060)

Senderöhre sich verhältnismäßig langsam ändert und die Steuerfrequenz in der vorgeschlagenen Vorrichtung auf einem konstanten Wert an den Auslösezeifcpunkten fixiert ist, wird der Kippimpuls in der bekannten Vorrichtung in der Zeit verhältnismäßig ausgedehnt, was einen weiteren Nachteil bildet, da ein kurzer Kippimpuls zur genauen Erfüllung der Koinzidenzbedingung wesentlich ist. Letzteres ist an sich wesentlich zum Aufrechterhalten der fixierten Zwischenfrequenz, die gleich dem Unterschied zwischen den Eigenfrequenzen der Senderöhren in dem nicht erregten bzw. in dem erregten Zustand ist.

Die Erfindung bezweckt, die Nachteile zu beheben. Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erzielt, daß eine Kippschaltung vorgesehen ist, die bei Erregung den Steueroszillator einen Frequenzhub innerhalb des erwähnten Frequenzbereiches mit einer Frequenzänderungsgeschwindigkeit vollführen läßt, die mehrfach größer ist als die maximale Änderungsgeschwindigkeit der Abstimmfrequenz, und daß Mittel zum Erregen dieser Kippschaltung nach Ende der maximalen Echolaufzeit und ein Speichermittel zum Speichern eines die Steuerfrequenz im Auslösemoment bestimmenden elektrischen Wertes vor-' gesehen sind, welches Speichermittel mittels des ge-

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speicherten elektrischen Wertes die Frequenz des Ortsoszillators mindestens für die Dauer der maximalen Echolaufzeit auf einem Wert festhält, der gleich dem Wert im Auslösemoment ist.

Der Rippkreis kann die Reihenschaltung eines Widerstandes und eines Kondensators enthalten; die Spannung über dem Kondensator wird als Steuerspannung zur Regelung der Frequenz des Steueroszillators benutzt; der Kondensator wird über den Widerstand aufgeladen, um den Frequenzhub zu liefern. Bei Verwendung eines Carcinotrons als Steueroszillator kann die Zeitkonstante des Aufladekreises für den Kondensator, in bezug auf die Frequenzkurve des Steueroszillators, als Funktion der Steuerspannung derart gewählt werden, daß der resultierende Frequenzhub mit der Zeit linear ist.

Das erwähnte Speichermittel kann die Form eines Kondensators haben, dessen Spannung entsprechend den Änderungen der Frequenz des Steueroszillators geändert wird, so daß die Spannung des Kondensators zu jedem Zeitpunkt der augenblicklichen Frequenz des Steueroszillators entspricht, wobei Mittel vorhanden sind, durch welche die Änderungen der Kondensatorspannungen im Auslösemoment angehalten werden können. Wenn der gleiche Oszillator als Steueroszillator und als Ortsoszillator wirksam ist, besteht das Speichermittel vorzugsweise aus dem erwähnten Kondensator des Kippkreises.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung kann ein Einstellwiderstand in Reihe mit dem Kondensator in dem Kippkreis verbunden und die Steuerspannung für den Oszillator der Reihenschaltung dieses Einstellwiderstandes und des Kondensators entnommen werden, welcher Einstellwiderstand derart geregelt wird, daß langsame Änderungen der resultierenden, mittleren Zwischenfrequenz gehemmt werden.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen näher erläutert, die ein Ausführungsbeispiel darstellen und in denen

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Radarvorrichtung nach der Erfindung,

F i g. 2 ein Blockschaltbild der Steuereinheiten der Vorrichtung nach Fig. 1,

F i g. 3 einige Diagramme zur Erläuterung der Vorrichtung,

Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm eines Teiles der Steuereinheit und

Fig. 5 eine Ausführungsform eines regelbaren Widerstandes zur Verwendung in der Vorrichtung nach der Erfindung zeigt.

In F i g. 1 bezeichnet 1 eine Senderöhre mit einem einstellbaren Ausgangskreis und einer Vorrichtung zum Erzeugen kontinuierlicher Änderungen der Resonanzfrequenz des Ausgangskreises innerhalb eines vorherbestimmten Frequenzbereiches, z. B. ein Magnetron. 2 bezeichnet eine kombinierte Steuerung und einen Ortsoszillator, dessen Ausgangsspannung einerseits einem Empfänger 3 für die Ortsoszillatorspannung beim Empfang von Echosignalen und andererseits einem ersten Zweig eines Zirkulators 4 zugeführt wird, dessen weiterer Zweig, in der Energieübertragungsrichtung gesehen, mit einem abstimmbaren Ausgangskreis der Senderöhre 1 verbunden ist, während der dem zuletzt genannten Zweig folgende Zweig mit einem ersten Zweig 6 eines balancierten oder symmetrischen Ti?-Stihalters 5 verbunden ist. Der Zirkulator 4 überträgt die Steuerwechselspannung auf den abstimmbaren Ausgangskreis der Senderöhre, während die Steuerwechselspannung, die an diesem Kreis reflektiert wird, und die Radarimpulse, die von der Senderöhre erzeugt werden, auf den symmetrischen Ti?-Schalter 5 übertragen werden. Die endgültige, von dem symmetrischen Ti?-Schalter 5 reflektierte Energie wird von dem Zirkulator auf eine angeschlossene Belastung 7 übertragen.

ίο Der symmetrische TA-Schalter 5, der aus Hybridzweigen 8 und einer zwischengeschalteten doppelten TÄ-Schaltröhre 9 bestehen kann, überträgt auf bekannte Weise Energie, die ausreicht, um die Ti?-Schaltröhre anzuregen, welche Energie auf einen zweiten Zweig 10 übertragen wird, mit dem eine Antenne 11 verbunden ist, während Energie verhältnismäßig niedriger Leistung von dem Zweig 6 auf einen dritten Zweig 12 übertragen wird. Die von dem Magnetron erzeugten Radarimpulse werden auf diese Weise auf den Zweig 10 übertragen, und die reflektierte Steuerspannungsenergie mit verhältnismäßig niedriger Leistung wird auf den Zweig 12 übertragen. Ein durch die Antenne eintreffender Echoimpuls wird auf einen vierten Zweig 13 und weiter auf den Empfänger 3 zur Mischung in der Misch-. stufe des Empfängers mit der Ausgangsspannung des Oszillators 2 übertragen, der zu diesem Zeitpunkt als Ortsoszillator zum Erzeugen eines Zwischenfrequenzsignals dient.

Die Steuerwechselspannung auf dem Zweig 12 wird in einer Detektorvorrichtung 15 detektiert, deren Ausgangsspannung einer Kippimpulseinheit 16 zugeführt wird, die zum Zeitpunkt der Koinzidenz zwischen der Frequenz der Steuerwechselspannung und der Resonanzfrequenz des abstimmbaren Ausgangskreises der Senderöhre 1, d. h. wenn die reflektierte Steuerwechselspannung, die durch die Detektorvorrichtung detektiert wird, minimal ist, einen Modulator 17 auslösen kann, so daß der Modulator seine Energie auf die Senderöhre 1 überträgt und die Röhre einen Radarimpuls der erforderlichen Länge erzeugen läßt.

Der Oszillator 2, dessen Frequenz normalerweise außerhalb des Änderungsbereiches für die Resonanzfrequenz des Ausgangskreises gemäß der Erfindung liegt, wird durch eine Regeleinheit 18 einen Frequenzhub in den erwähnten Änderungsbereich hinein vollführen zu einem beliebig fixierten Zeitpunkt bis zum Auftreten der Koinzidenz, wenn gemäß dem Vorstehenden der Modulator ausgelöst und ein Radarimpuls übertragen wird. Im Auslösemoment wird ein Impuls von der Kippimpulseinheit 16 durch die Leitung 19 auf die Regeleinheit 18 zurückgeführt, welcher Impuls unter anderem dazu dient, den Frequenzhub aufhören zu lassen, so daß die Oszillatörfrequenz von dem Auslösemoment an und während einer die maximale Echozeit etwas überschreitenden Zeitspanne auf einem Wert fixiert wird, der, wie weiter unten näher erläutert wird, etwas von der Oszillatorfrequenz im Auslösemoment verschieden ist. Der Oszillator 2 dient dann als Ortsoszillator, und die Zwischenfrequenz wird, wenn reflektierte Radarimpulse empfangen werden, gleich dem Unterschied zwischen der fixierten Frequenz des Oszillators während des Echozeitintervalls und der Eigenfrequenz der Senderöhre im erregten Zustand (bei »warmer« Frequenz) im Auslösemoment sein. Nach dem Ende des Echozeitintervalls wird die Oszillator-

frequenz selbsttätig auf den Anfangswert zurückkehren, worauf der Vorgang sich wiederholt.

Eine geeignete Ausführungsfonn der Steuereinheit 18 wird in Fig. 2 dargestellt, in der die Bezugsziffer 20 einen Rauschgenerator, 21, 22 und 23 eine Anzahl von Füp-Flop-Schaltungen, 24 einen Kipp- und Sperrkreis und 25 einen Anregekreis für den Oszillator 2 bezeichnet, der im vorliegenden Beispiel ein Carcinotron ist. Die Struktur und die Verbindung der verschiedenen Einzelteile der Steuereinheit sind aus der nachfolgenden Beschreibung ersichtlich, wobei auf die Zeitdiagramme nach Fig. 3 hingewiesen wird, in welcher das Diagramm (α) sich auf die übertragene Hochfrequenzenergie bezieht und (b), (c) und (d) mit der Zeit veränderliche Spannungen für die verschiedenen Flip-Flop-Schaltungen 21, 22 und 23 veranschaulichen und (e) die Ausgangsspannung des Kipp- und Sperrkreises als Regelspannung zum Steuern der Oszillatorfrequenz 2 veranschaulicht. Das Diagramm 3 (g) zeigt die resultierende Frequenzänderung mit der Zeit für den Oszillator 2; in dieser Figur sind auch Kurven angegeben, welche die Änderungen der Frequenz der Senderöhre mit der Zeit darstellen.

Es wird angenommen, daß die Auslösung und die Übertragung eines Radarimpulses zum Zeitpunkt i_t erfolgen. Ein Impuls der Kippimpulseinheit schaltet zum Zeitpunkt t_t die erste Flip-Flop-Schaltung 21 [Fig. 3 (b)], die monostabil ist und in ihre stabile Lage nach einem Zeitintervall zurückkehrt, das das maximale Echozeitintervall etwas überschreitet. Bei Rückkehr in die Anfangslage nach dem Ende des Echozeitintervalls, zum Zeitpunkt i₂, schaltet diese Flip-Flop-Schaltung die nächstfolgende Flip-Flop-Schaltung 22 [Fig. 3 (c)], die auch monostabil ist; aber deren Rückkehr kann gewissermaßen geändert werden, wobei der Moment der Rückkehr durch ein Signal des Rauschgenerators 20 bedingt wird. Der Zeitpunkt der Rückkehr kann innerhalb des Schattenbereichs in Abhängigkeit von dem vom Rauschgenerator erhaltenen Signal geändert werden. Bei Rückkehr zum Zeitpunkt^ schaltet die Flip-Flop-Schaltung 22 die nächstfolgende Flip-Flop-Schaltung 23 [Fig. 3 (d)], die bistabil ist und einen Frequenzhub des Oszillators 2 erzeugen kann. Dies wird dadurch bewerkstelligt, daß die erwähnte Schaltung mit einem Kipp- und Sperrkreis 24 (F i g. 2) verbunden wird, der eine Spannung erzeugt, die kontinuierlich mit der Zeit [Fig. 3 (e)] veränderlich ist und über den Anregekreis 25 der Steuerelektrode des Carcinotrons 2 zugeführt wird.

Die Konstruktion des Kipp- und Sperrkreises 24 ist in F i g. 4 dargestellt, die auch ein Schaltungsdiagramm für die bistabile Flip-Flop-Schaltung 23 zeigt. Diese Flip-Flop-Schaltung ist bekannt und wird hier nicht beschrieben.

Der Kipp- und Sperrkreis 24 besteht aus einem i?C-Reihenkreis mit einem Kondensator C und einem Widerstand R₁ und einer Anzahl von Dioden D₁, D₂ D_s. Es ist weiter in kleiner Regelwiderstand R₂ in Reihe mit dem Kondensator verbunden. Die Ausgangsspannung des Kreises an der Ausgangsklemme 30 ist nahezu gleich der der Klemme 31 zugeführten Spannung des Flip-Flops 22, da der Spannungsabfall über die leitende Diode D₃ gering ist. Im Zeitpunkt t₃ (F i g. 3) kehrt die Flip-Flop-Schaltung 22 in ihren stabilen Zustand zurück und schaltet die Flip-Flop-Schaltung 23 in den Zustand, in dem der linke Teil leitend ist. Bei Rückkehr in ihre stabile Lage bringt die Flip-Flop-Schaltung 22 eine schrittweise Zunahme der Spannung an der Klemme 31 mit sich, daß die Diode D₃ gesperrt wird. Die Spannung am Punkt P₁ wird auch schrittweise im Zeitpunkt t₃ erhöht, so daß die Diode D₁ während der nächstfolgenden Periode gesperrt bleibt. Der Kondensator C kann darauf seine Spannung erhöhen, so daß seine Aufladung anfängt. Die Aufladung erfolgt aus der Spannungsquelle E_{+ +}

ίο über den Widerstand A₁, die Diode D₂ und den kleinen Regelwiderstand R_z. Wegen des Widerstandes R₂, in Reihe mit dem Kondensator C, wird eine schrittweise Zunahme der Ausgangsspannung des Kippkreises am Zeitpunkt t₃ auftreten, worauf die

Ausgangsspannung kontinuierlich mit der Zeit zunimmt wegen, der Aufladung des Kondensators. (Die Spannungsquelle E_{+ +} statt E₊ zur Aufladung des Kondensators C dient dazu, auf diese Weise eine mehr lineare Aufladekurve zu erzielen, da E_{+ +} einen höheren Spannungswert als E₊ hat.) Die Ausgangsspannung des Kipp- und Sperrkreises 24 wird über die Ausgangsklemme 30 der Steuerelektrode des Oszillators zugeführt und bringt einen Frequenzhub der Ausgangsspannung des Oszillators mit sich, was durch das Diagramm 3 (g) veranschaulicht wird.

Bei Verwendung eines Carcinotrons als Ortsoszillator, dessen Frequenz mit der zugeführten Steuerspannung gemäß einer exponentiellen Funktion veränderlich ist, wird bei passender Wahl der Zeitkonstante des Aufladekreises des Kondensators der Vorteil erhalten, daß die Biegungen der zwei Kurven sich gegenseitig ausgleichen, so daß die resultierende Frequenzänderung mit der Zeit linear ist. Bei dieser Wahl der Kreiskonstante werden die zwei schrittweisen Änderungen der Frequenz infolge des Widerstandes R₂ am Anfang und am Ende des Frequenzhubs auch gleich sein, trotz der Tatsache, daß die entsprechenden schrittweisen Änderungen der Steuerspannung verschieden sind, nämlich in Abhängigkeit von der Verringerung des Aufladestroms mit der Zeit. Es ist notwendig, daß die Geschwindigkeit der Frequenzhubänderung groß ist in bezug auf die maximale Geschwindigkeit der Änderung der Resonanzfrequenz der Senderöhre nach F i g. 3 (g) (Kurve fk), da sonst die erforderliche scharfe Wellenform des Kippimpulses nicht erzielt wird.

Der Frequenzhub setzt sich fort bis zur Koinzidenz mit der Resonanzfrequenz der Senderöhre zum Zeitpunkt t_i = t(, zu welchem Zeitpunkt der Modu-

lator 17 (F i g. 1) ausgelöst wird über die Kippimpulseinheit 16; dann wird ein Radarimpuls übertragen. Von der Kippimpulseinheit 16 wird ein Impuls im Auslösezeitpunkt abgeleitet, welcher Impuls auf die vorstehend beschriebene Weise an die erste Flip-Flop-Schaltung21 (Fig. 2) geführt wird, die dadurch geschaltet wird, worauf dieser Impuls auch der bistabilen Flip-Flop-Schaltung 23 zugeführt wird, die dadurch in ihren Anfangszustand mit dem rechten Teil in den leitenden Zustand gelangt. Infolgedessen sinkt die Spannung am Punkt P₁ (F i g. 4) stark ab, und die Diode D₁ wird leitend gemacht. Die Spannung der linken Klemme der Diode D₂ nimmt damit auch ab, so daß die Diode D₂ gesperrt und die Aufladung des Kondensators unterbrochen wird. In dem erwähnten Zeitpunkt t_i = t( tritt eine schrittweise Abnahme der Ausgangsspannung des Kipp- und Sperrkreises infolge des Regelwiderstandes R₂ auf, und die schrittweise Änderung der Ausgangs-

spannung des Kipp- und Sperrkreises ruft eine entsprechende schrittweise Änderung der Ortsoszillatorfrequenz hervor, wobei der Wert dieser Frequenzänderung von dem Augenblickswert des Regelwiderstandes R₂ abhängt. Die Kondensatorspannung und somit die Ortsoszillatorfrequenz sind dann konstant während des ganzen Echozeitintervalls. Am Ende des Echozeitintervalls, am Zeitpunkt t₂' (F i g. 3), wird die zweite Flip-Flop-Schaltung 22 in ihren unstabilen Zustand geschaltet, wodurch die Flip-Flop-Schaltung 22 die Spannung an der Klemme 31 verringert, so daß die Diode D₃ leitend gemacht und der Kondensator C über die Diode D₃ bis zu einer Restspannung entladen wird, die durch die Spannung an der Klemme 31 bedingt wird. Die Zeitkonstante des Entladekreises ist so gewählt, daß der Kondensator vollständig bis zur Restspannung entladen wird, bevor die Flip-Flop-Schaltung 22 in ihren stabilen Zustand zurückkehrt, und es fängt ein neuer Frequenzhub zum Zeitpunkt t_s' an.

F i g. 3 (g) zeigt auch die Änderung der Eigenfrequenz der Senderöhre mit der Zeit; die Kurve f_k (ausgezogene Linie) veranschaulicht die Änderungen der Eigenfrequenz des Magnetrons im nicht erregten Zustand (»kalte« Frequenz), und die Kurve/_v (unterbrochene Linie) zeigt die Änderungen der Eigenfrequenz des Magnetrons im erregten Zustand (»warme« Frequenz). Die »warme« Frequenz ist über einen nahezu konstanten Abstand Af von der »kalten« Frequenz entfernt, welcher Abstand einigermaßen mit der Zeit infolge Alterung, wegen Änderung der Betriebsverhältnisse, Röhrenersatz od. dgl. jedoch einigermaßen veränderlich ist. Wenn keine besonderen Vorkehrungen getroffen werden, kann diese Änderung eine entsprechende Änderung der Zwischenfrequenz mit sich bringen beim Empfang reflektierter Radarimpulse; der - Widerstand R₂ dient dazu, diese langsamen Änderungen auszugleichen, so daß eine nahezu konstante resultierende, mittlere Zwischenfrequenz erhalten wird. (Die schnellen Änderungen der Zwischenfrequenz zwischen den einzelnen Impulsen werden in diesem Beispiel nicht in Betracht gezogen. Die resultierende Zwischenfrequenz i_f des auftretenden Radarimpulses ist nach Fig. 3(g) Aif = Af + Af_R2, wobei Δf der Unterschied zwisehen den kalten und warmen Frequenzen der Senderöhre am Auslösemoment ist und Af_R2 die schrittweise Änderung der Oszillatorfrequenz am Ende des Frequenzhubs infolge des Widerstandes R₂ bezeichnet. Der Widerstand R₂ ist veränderbar und wird durch ein Signal gesteuert, das in Abhängigkeit von langsamen Änderungen des mittleren Wertes einer großen Anzahl von Impulsen und von der Abweichung der Zwischenfrequenz von der erforderlichen Zwischenfrequenz gesteuert wird. Wenn somit die Zwischenfrequenz sich langsam mit der Zeit ändert, z. B. infolge Alterung, wird der Widerstand R₂ derart geregelt, daß er dieser Änderung entgegenwirkt, so daß die resultierende Zwischenfrequenz nahezu konstant sein wird.

Der Widerstand R₂ kann die Form eines Röhrenkreises nach F i g. 5 haben; dieser Kreis enthält zwei Röhren, eine Verstärkerpentode V₁ und eine Triode V₂, die als Kathodenfolgeröhre geschaltet ist, wobei die Kathode über einen Kondensator mit dem Gitter der Röhre V₁ verbunden ist, während der Kondensator C der Schaltung nach Fig. 4 mit der Kathode der zuletzt genannten Röhre V₂ verbunden wird. Die Steuerspannung wird dem Steuergitter der Röhre V₁ über die Klemme 32 zugeführt. Der Widerstandswert für diesen Kreis am Punkt P₂ gegen Erde (R₂) hängt insbesondere von dem Leitwert der zweiten Röhre im Arbeitspunkt und auch von der Funktion des Leitwertes der ersten Röhre und des Widerstandes R_a ab, wobei die Arbeitspunkte und somit der Widerstand an den Punkt P₂ in Abhängigkeit von dem Wert des eintreffenden Steuersignals geändert werden.

Es sind viele Abänderungen der beschriebenen Ausführungsform innerhalb des Rahmens dieser Erfindung möglich. Der Steueroszillator kann z. B. derart eingestellt werden, daß er normalerweise eine Frequenz erzeugt, die unterhalb des Änderungsbereiches für die Eigenfrequenz des Senders und der Sendemittel liegt statt des in dem Beispiel erwähnten Bereichs. Die Steuereinheit kann auf angemessene Weise ausgebildet werden, und sie kann z. B. vollkommen unabhängig wirksam sein, ohne Steuerinformation von der Kippimpulseinheit zu empfangen. Es ist auch möglich, den kombinierten Steuer- und Ortsoszillator durch zwei Senderoszillatoren zu ersetzen, von denen einer als Ortsoszillator und der andere als Steueroszillator wirksam ist, welche zwei Oszillatoren miteinander derart verbunden werden, daß sie eine vorherbestimmte Frequenzbeziehung wenigstens an den Auslösemomenten haben, während wenigstens der Ortsoszillator eine konstante Frequenz während des Echozeitintervalls aufweist.

Claims (11)

Patentansprüche: ·

1. Impulsradargerät mit veränderlicher Trägerfrequenz, das einen Sender mit einer abstimmbaren Senderöhre, vorzugsweise einem Magnetron, und eine Vorrichtung zur kontinuierlichen Änderung der Abstimmfrequenz der Senderöhre innerhalb eines vorherbestimmten Frequenzbereiches, eine Vorrichtung zum Auslösen des Senders mit einem Steueroszillator und einer Vergleichsvorrichtung zum Vergleichen der Steueroszillatorfrequenz mit der Abstimmfrequenz der Senderöhre und zum Erzeugen eines Kippimpulses für den Sender, um den Sender einen Radarimpuls liefern zu lassen bei Koinzidenz zwischen der Abstimmfrequenz der Senderöhre und der Steueroszillatorfrequenz, wobei die Trägerfrequenz des ausgelösten Sendeimpulses durch die Eigenfrequenz der Senderöhre im Auslösemoment bedingt ist, und einen Empfänger mit einem Ortsoszillator enthält, welcher Ortsoszillator der gleiche Oszillator wie der erwähnte Steueroszillator sein kann und welcher Ortsoszillator in Vereinigung mit eintreffenden reflektierten Radarimpulsen eine feste Zwischenfrequenz erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kippschaltung (24) vorgesehen ist, die bei Erregung den Steueroszillator (2) einen Frequenzhub innerhalb des erwähnten Frequenzbereiches mit einer Frequenzänderungsgeschwindigkeit vollführen läßt, die mehrfach größer ist als die maximale Änderungsgeschwindigkeit der Abstimmfrequenz, und daß Mittel zum Erregen dieser Kippschaltung nach Ende der maximalen Echolaufzeit und ein Speichermittel zum Speichern eines die Steuerfrequenz im Auslösemoment bestimmenden elektrischen Wertes vorgesehen sind, welches

Speichermittel mittels des gespeicherten elektrischen Wertes die Frequenz des Ortsoszillators mindestens für die Dauer der maximalen Echolaufzeit auf einem Wert festhält, der gleich dem Wert im Auslösemoment ist.

2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kippschaltung (24) die Reihenschaltung eines Widerstandes (JR₁) und eines Kondensators (C) enthält und die Spannung über dem Kondensator als Steuerspannung zur Regelung der Frequenz des Steueroszillators benutzt wird und daß Mittel vorgesehen sind, durch welche die Aufladung des Kondensators über den Widerstand an einem bestimmten Zeitpunkt nach Ende der maximalen Echolaufzeit zum Erzeugen des erwähnten Frequenzhubs angelassen wird (Fig. 4).

3. Radargerät nach Anspruch 2, wobei der gleiche Oszillator als Steueroszillator und Ortsoszillator wirksam ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Speichermittel durch den Kondensator (C) in dem Kippkreis (24) gebildet ist und daß Mittel vorgesehen sind, durch welche die Aufladung des Kondensators im Auslösemoment aufhört. a₅

4. Radargerät nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ÄC-Schaltung mit einem bistabilen Multivibrator (23) verbunden ist, welcher die Aufladung des Kondensators einleitet, wenn der bistabile Multivibrator aus seiner ersten stabilen Lage in seine zweite Lage übergeführt wird, während die Aufladung unterbrochen wird, wenn er in seine erste stabile Lage zurückkehrt.

5. Radargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der bistabile Multivibrator durch einen monostabilen Multivibrator (22) gesteuert wird, dessen Rückkehr aus der unstabilen in die stabile Lage in gewissen zeitlichen Grenzen steuerbar ist und dessen Rückkehr-Steuereingang an einen Rauschgenerator angeschlossen ist.

6. Radargerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der monostabile Multivibrator (22) durch einen weiteren monostabilen Multivibrator (21) gesteuert wird, der im Auslösemoment des Senderimpulsmodulators geschaltet wird und selbsttätig in seinen stabilen Zustand zurückkehrt nach Ende der maximalen Echolaüfzeit.

7. Radargerät nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein kleiner Regelwiderstand (R₂) in Reihe mit dem Kondensator in der i?C-Schaltung liegt, wobei die die Oszillatorfrequenz bestimmende Steuerspannung der Reihenschaltung des Kondensators und des Regelwiderstandes entnommen wird, derart, daß eine sprunghafte Änderung der Oszillatorfrequenz im Auslösemoment auftritt, welche dann der Kippspannung überlagert bleibt, wobei der Wert dieser sprunghaften Änderung von dem Wert des Regelwiderstandes abhängt, welcher in Abhängigkeit von langsamen Änderungen der

" über eine große Anzahl von Impulsen gemittelten Differenz zwischen der festen Frequenz des Ortsoszillators während der Echolaufzeit und der Trägerfrequenz der Sendeimpulse derart gesteuert wird, daß die gemittelte Differenz konstant gehalten wird.

8. Radargerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelwiderstand durch das Signal gesteuert wird, das proportional zur Abweichung der gemittelten Differenz von einer gewünschten Zwischenfrequenz ist.

9. Radargerät nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelwiderstand durch eine Röhre (F i g. 5) gebildet wird.

10. Radargerät nach einem der Ansprüche 2 bis 9, bei dem die Steuerfrequenz einem Carcinotron entnommen wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante der .RC-Schaltung, die die Steuerspannung für das Carcinotron liefert, in bezug auf die Frequenzkurve des Carcinotrons als Funktion der Steuerspannung derart bemessen ist, daß ein mit der Zeit geradliniger Frequenzhub von dem Carcinotron erhalten wird.

11. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsmodulator der Senderöhre dadurch ausgelöst wird, daß Steuerfrequenzenergie der abstimmbaren Senderöhre zugeführt und diejenige Steuerfrequenzenergie gemessen wird, die von dieser Senderöhre reflektiert wird, und daß ein Unterschreiten eines bestimmten Mindestwertes der reflektierten Energie den Impulsmodulator auslöst.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Französische Patentschrift Nr. 1244 846.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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