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Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer annähernd dreieckförmigen
Spannung Für verschiedene Zwecke der Steuer- und Regeltechnik, beispielsweise zur
Aussteuerung von Entladungsgefäßen, Schalttransistoren, wird eine dreieckförmige
Spannung benötigt, der eine Gleichspannung zur Aussteuerungsänderung überlagert
wird.
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Es ist bekannt, annähernd dreieckförmige Spannungen mit Hilfe eines
Kondensators zu erzeugen, der periodisch umgeladen wird.
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Hierzu kann man den Kondensator über einen Ladewiderstand an eine
Gleichspannungsquelle anschließen und mittels eines parallel zum Kondensator liegenden
Schalters periodisch entladen. Als Schalter können elektronische Bauelemente, beispielsweise
Schalttransistoren, dienen.
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Eine derartige Einrichtung ist bekannt und in Fig. 1
schematisch
dargestellt. An die Klemmen 1 und 2 einer Gleichspannungsquelle ist über
einen Ladewiderstand3 ein Kondensator 4 angeschlossen. Parallel zum Kondensator
liegt ein Schalttransistor 5, der über die Klemmen 6 und
7 periodisch gesperrt bzw. geöffnet wird.
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Die in Fig. 1 dargestellte Anordnung hat den empfindlichen
Nachteil, daß die Aufladung des Kondensators mit einer anderen Zeitkonstante erfolgt
als die Entladung. Für die Aufladung ist der Ladewiderstand, für die Entladung jedoch
nur der Durchlaßwiderstand des Schalttransistors maßgebend.
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Es ist auch nicht ohne weiteres möglich, die Entladezeitkonstante
durch einen zusätzlichen Widerstand zu beeinflussen, der in den Strompfad des Transistors
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zu legen wäre. Es würde dann nämlich für die Entladung des Kondensators
4 unter Umständen noch ein Stromkreis über den Widerstand 3 und den Innenwiderstand
der Gleichspannungsquelle vorhanden sein, so daß es nicht möglich wäre, Auf- und
Entladezeitkonstante gleich groß zu machen. Darüber hinaus würde ein derart geschalteter
Widerstand mit dem Ladewiderstand 3 einen Spannungsteiler bilden, der die
stationäre Endspannung des Kondensators 4 vorschreibt. Es wäre also nicht möglich,
den Kondensator auf eine beliebige Spannung umzuladen bzw. voll zu entladen.
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Diese Nachteile werden durch die Erfindung vermieden. Sie betrifft
eine Einrichtung zur Erzeugung einer annähernd dreieckförmigen Spannung mit einem
Kondensator, der über einen Ladewiderstand auf einen ersten Spannungswert und mittels
eines Schalttransistors auf einen zweiten Spannungswert periodisch umgeladen wird.
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß im Lade- und Umladestrompfad in Reihe
mit dem Kondensator ein Hilfswiderstand liegt, der für den über den Widerstand fließenden
Ladestrom mittels eines Ventils überbrückt ist.
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Sollen die beiden Umladezeitkonstanten gleich groß sein, dann wird
der Hilfswiderstand gleich dem Ladewiderstand bemessen, wenn der Innenwiderstand
der Stromquelle vernachlässigbar klein ist. Soll jedoch beispielsweise die Zeitkonstante
T_4 für die Aufladung in einem bestimmten Verhältnis zur Entladezeitkonstante TE
stehen (TA = k - T_v), so ist auch der Hilfswiderstand entsprechend
zu bemessen.
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In Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild dargestellt, an dem die
Erfindung erläutert werden soll. Gleichartige Bezugszeichen sind aus Fig.
1 übernommen worden.
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Wie Fig. 2 zeigt, liegt in dem für beide Umladestrompfade gemeinsamen
Strompfad ein Hilfswiderstand 9, der mittels eines Ventils 10 überbrückt
ist. Es entsteht somit ein richtungsabhängiger Widerstand 8, der grundsätzlich
auch auf andere Weise darstellbar wäre.
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Für gleiche Umladezeitkonstanten ist der Wert des Hilfswiderstandes
gleich dem Wert des Ladewiderstandes zu wählen, d. h. R, =
R3. Soll TA = k - TE sein, so ist entsprechend R, = k -
R, zu bemessen.
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Da der Schalttransistor 5 im Durchlaßzustand praktisch keinen
Widerstand aufweist und somit den gemeinsamen Strompfad mit dem Kondensator 4 kurzschließt,
ist es möglich, diesen Kondensator
praktisch völlig zu entladen.
Trotzdem können Auf-und Entladezeitkonstanten im beliebigen Verhältnis zueinander
gewählt werden.
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Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 bezieht sich auf periodische Auf-
und Entladung. Es ist jedoch auch möglich, einen Kondensator periodisch umzuladen.
Dies ist insbesondere bei der Aussteuerung von Entladungsgefäßen, Zweipunktreglern-
u. dgl. von Bedeutung.
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In Fig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel für eine derartige Einrichtung
nach der Erfindung schematisch dargestellt, wobei wieder gleichartige Bezugszeichen
aus den Fig. 1 und 2 übernommen worden sind.
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Für die Einrichtung ist Speisung aus einem Wechselstromnetz vorgesehen,
an das die Primärwicklung 11
eines Netztransformators angeschlossen ist. Drei
Sekundärwicklungen 12, 13 und 14 speisen je einen Gleichrichtersatz
15, 16 und 17. Zur Glättung sind an die Gleichrichtersätze
15 und 17 Kondensatoren 18
und 19 angeschlossen. Die
Summenspannung bildet die Speisespannung für einen Transistor 5 mit Kollektorwiderstand
3 und Emitterwiderstand 20. Die Spannung des Kondensators 4 kann zwischen
dem Bezugspotential, nämlich dem Verbindungspunkt der Kondensatoren 18 -und
19, und der Klemme 21 abgenommen werden. Sie ist beispielsweise dazu geeignet,
eine Transistorkippschaltung zur Erzeugung von Rechteckspannungen mit veränderbarem
Tastverhältnis anzustoßen.
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Zur Steuerung des Schalttransistors 5 kann man die Ausgangsspannung
des Gleichrichtersatzes 16, der mit einem Widerstand 22 abgeschlossen ist,
über einen Saugkreis 23, 24 zu einer annähernd sinusförmigen Wechselspannung
mit doppelter Netzfrequenz umformen und einem Abschlußwiderstand 25 zuführen.
Halbwellen dieser Spannung werden mittels eines Ventils 26 an die Steuerelektrode
des Transistors 5
weitergegeben. Der Transistor wird durch einen Widerstand
27 im Öffnungssinn vorgespannt und mittels der über das Ventil
26 zugeführten Halbwellen periodisch gesperrt. Er ist also jeweils für eine
Halbperiode der Wechselspannung durchlässig und für eine Halbperiode gesperrt.
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In der Sperrzeit wird der Kondensator4 über das Ventil 10 und
den Widerstand 3 aufgeladen. Wird nun der Transistor5 geöffnet, so entsteht
ein Entladestromkreis über den Widerstand 9 und den Transistor. Der Kondensator
sucht sich nunmehr auf die zwischen Emitter und Bezugspotential herrschende Spannung
aufzuladen. Durch geeignete Bemessung des Emitterwiderstandes 20 ist es beispielsweise
möglich, die Emitterspannung gleich groß und entgegengesetzt der Spannung am Kondensator
18 zu machen, so daß sich eine dreieckförmige Spannung mit annähernd gleichen
Neigungswinkeln der Flanken ergibt. Durch Änderung des Emitterwiderstandes 20 oder
durch Einführen einer Gleichspannung ist es möglich, dieser Dreieckspannung eine
Gleichspannung zur Steuerung der nachgeschalteten Einrichtung zu überlagern.
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Verzichtet man auf den Kondensator 28, so geht allerdings der
Wert des Emitterwiderstandes 20 in die Umladebedingung bei geöffnetem Schalttransistor
5
ein. Soll wieder das Verhältnis der Umladezeitkonstante
sein, so wäre der Wert des Hilfswiderstandes 9 nach folgender Formel zu berechnen:
Für k = 1 wird
Bei Verändern des Emitterwiderstandes 20 müßte also der Hilfswiderstand
9 mit verändert werden.
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Dies läßt sich vermeiden, wenn man die Emitterspannung mit Hilfe eines
Kondensators 28 glättet, so daß sie als Ausgangsspannung einer Quelle mit
sehr geringem Innenwiderstand aufgefaßt werden kann. Wie bereits früher erwähnt,
schaltet der Transistor 5 mit der doppelten Netzfrequenz. Es ist daher bei
geforderter Restwelligkeit der Emitterspannung der geeignete Kapazitätswert für
den Kondensator 28
leicht zu ermitteln.
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Bei vorhandenem Kondensator 28 gilt wieder die im Zusammenhang
mit Fig. 2 abgeleitete Bemessungsformel für den Hilfswiderstand 9, insbesondere
ist für gleiche Umladezeitkonstanten R, = R,
In Anwendung auf
die Aussteuerung von nachgeschalteten Einrichtungen ist es erwünscht, wenn die Spannung
am Kondensator 4 sich möglichst der Dreieckform mit linearen Flanken annähert. Man
wird daher die Umladung jeweils dann abbrechen, wenn der annähernd lineare Teil
der Ladecharakteristik beendet ist. Durch die entstehende netzsynchrone Dreieckspannung
wird die Aussteuerung von netzgespeisten Stellghedern, insbesondere Magnetverstärkern,
wesentlich erleichtert.