DE112019000243T5

DE112019000243T5 - Lidar-Laufzeit- und -Intensitätsdetektionssignalpfad basierend auf phasencodierter Mehrfachpulsübertragung und überabgetasteter Einzelbitoptimalfilterdetektion

Info

Publication number: DE112019000243T5
Application number: DE112019000243.0T
Authority: DE
Inventors: Sayyed Mahdi Kashmiri
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2018-01-31
Filing date: 2019-01-29
Publication date: 2020-08-20
Anticipated expiration: 2039-01-30
Also published as: US11914037B2; DE112019000243B4; WO2019149688A1; CN111699411A; US20210072382A1

Abstract

Ein Light-Detection-And-Ranging(Lidar)-System beinhaltet eine Lichtübertragungskomponente, die durch einen Phasengetasteter-Burst-Mustergenerator angesteuert wird, der dazu funktionsfähig ist, eine phasencodierte Tastung zum Aktivieren der Lichtquelle in einer Reihe von Ein/Aus-Pulsen für das übertragene TX-Licht anzuwenden. Die Ein/Aus-Sequenz wird so gewählt, dass die Autokorrelationsfunktion des Musters ein maximiertes Spitze-zu-Nebenkeule-Verhältnis aufweist. Die Ein/Aus-Pulse des empfangenen RX-Lichts, das von dem Objekt oder der Szene reflektiert wird, werden in einen Bitstrom umgewandelt, der mit der phasencodierten Tastung kreuzkorreliert ist. Ein Spitzendetektor findet die Spitze der Kreuzkorrelationsfunktion und erzeugt ein Laufzeitsignal, das die Zeit zwischen der Übertragung des TX-Lichts und der Spitze der Kreuzkorrelationsfunktion angibt.

Description

Verweis auf verwandte Anmeldung
Diese Anmeldung ist eine Gebrauchsmusteranmeldung von und beansprucht die Priorität der vorläufigen US-Anmeldung Nr. 62/624,185 , eingereicht am 31. Januar 2018. Die gesamte Offenbarung dieser vorläufigen Anmeldung, einschließlich ihrer Anhänge, wird hiermit durch Bezugnahme aufgenommen.
Hintergrund
Das Übertragungs- und Empfangsschema von Licht-Detektion-und-Entfernungsbestimmung(Lidar: Light Detection And Ranging)-Systemen weist verschiedene Kategorien auf, die von frequenz- oder intensitätsmodulierten Dauerstrichsystemen, die eine Entfernung mittels Phasen- oder Frequenzmessungen messen, bis zu direkten Laufzeitsystemen, bei denen die Bewegungszeit eines übertragenen Laserpulses gemessen wird, reichen. Lidars für große Entfernungen für Kraftfahrzeuge nach dem Stand der Technik binden üblicherweise ein direktes Laufzeiteinzelpulsschema ein, das dem augensicheren Betrieb des Lasers entspricht, was eine Begrenzung der übertragenen Laserenergie erfordert.
Lidar-Systeme für Kraftfahrzeuge mit Anforderungen bei großen Entfernungen (> 200 Meter) bei niedriger Objektreflektivität (~ 10 bis 20%) müssen augensicher gemacht werden. Die Leistung des reflektierten optischen Signals wird quadratisch mit der Entfernung und linear mit der Reflektivität des Objekts reduziert, was sich leicht in einen dynamischen Bereich in der Größenordnung von 90 dB übersetzen lässt. Um die Entfernung zu maximieren, muss der übertragene Laserpuls eine sehr große optische Spitzenleistung in der Größenordnung von vielen zehn Watt aufweisen. Ein augensicherer Betrieb erfordert, dass die durchschnittliche Leistung auf dem gemäß den Standards maximal zulässigen Niveau gehalten wird, was die Reduzierung der Pulsbreite des Lichtsignals auf einige wenige Nanosekunden erfordert. Dies bietet die beste Leistungsfähigkeit mit Bezug auf die erreichte Entfernung, stellt aber Systemherausforderungen für die Lidar-Hardwareimplementierung dar, die zu Kosten und Komplexität beitragen. Der Treiber der Laserlichtquelle muss in sehr kurzer Zeit mit schneller Schaltzeit eine große Menge an Leistung an den Laser liefern, was üblicherweise die Entwicklung spezieller Hochgeschwindigkeitsleistungshalbleiterkomponenten erfordert, wie etwa von Komponenten, die eine Galliumnitridtechnologie verwenden. Darüber hinaus muss die Empfangskette zum Messen der Laufzeit (TOF: Time Of Flight) einen großen Dynamikbereich bewältigen, der durch die lange Entfernung und den Objektreflektivitätsbereich bedingt ist.
Mit dem gegenwärtigen Stand der Technik erfordert das Bereitstellen einer Leistungsfähigkeit, die die Lidar-Spezifikationen für Kraftfahrzeuge erfüllt, einerseits ein teures Laseransteuerungsschema, das Kosten und die mögliche Einführung von elektromagnetischen Störungen (EMI: Electromagnetic Interference) bedingt, die sich auf die Gesamtsystemleistungsfähigkeit auswirkten, und andererseits einen Detektorsignalpfad mit hoher Bandbreite und hohem Dynamikbereich. Dies hat wiederum zu Hochgeschwindigkeits-Frontend-Transimpedanzverstärkern (TIAs: Transimpedance Amplifiers) geführt, deren Erfordernis einer hohen Bandbreite zur Konditionierung des Lidar-Nanosekundenpulses zu einem negativen Kompromiss bezüglich der Rauschleistungsfähigkeit führt, was sie zu einer Rauschleistungsfähigkeitsbegrenzung des Systems macht. 1 stellt zwei typische RX-Schemata für aktuelle Automobil-Lidar-Systeme nach dem Stand der Technik dar. Das Einzelpulsschema weist die RX-Ankunftsinformationen des empfangenen Signals in nur einem Puls auf, was eine hohe Geschwindigkeit (eine Abtastrate von einigen wenigen 100 MHz) bedeutet, aber einen Analog-Digital-Umsetzer mit hohen Dynamikbereich (10 ∼ 12 Bit) erfordert, um keine Leistungsfähigkeit aufgrund der induzierten Quantisierungs- oder Aliasing-Fehler zu verlieren. All dies erhöht die Kosten und die Komplexität des gesamten Lidar-Systems erheblich. Da die Lidar-Sensoren in Zukunft in den Fahrzeugen immer beliebter werden, kann des Weiteren das für das direkte TOF-Lidar verwendete Einzelpulsübertragungsschema das aufkommende Interferenzproblem nicht bewältigen, weil der Einzelpuls des Lidars eines einzigen Fahrzeugs nicht von dem Lidar-Einzelpuls benachbarter Fahrzeuge unterschieden werden kann.
Kurzdarstellung der Offenbarung
Durch das Kombinieren der Kompromisse auf Systemebene auf der höheren Ebene können die Komplexitäten ausgeglichen und die teuren Systemkomponentenanforderungen reduziert werden, um kostengünstige Lidar-Systeme, die dennoch auf Kraftfahrzeugniveau arbeiten, zu ermöglichen. Die Lidar-Systeme der vorliegenden Offenbarung schließen Modifikationen der optischen Gestaltung für das Lidar-Übertragungsschema sowie Signalverarbeitungs- und Analog-Mischmodus-Integrierter-Schaltkreis-Gestaltungstechniken ein. Bei einem Aspekt der Offenbarung bettet der Übertragungscode des optischen TX-Signals Phaseninformationen ein und verteilt das augensichere Energieniveau in Form eines Bursts von phasengetasteten Ein-Aus-Laserpulsen. Die Impulsantwort der Phasentastung kann so gewählt werden, dass seine Autokorrelationsfunktion eine maximierte Anstiegsrate bei einer Spitze oder eine große Unterdrückung der Korrelationsnebenkeulen im Vergleich zu der Spitze aufweist. Dieser Ansatz wird die TOF-Detektionsgenauigkeit bei dem Backend verbessern.
Bei einem anderen Aspekt der Offenbarung schließt der Detektionssignalpfad (RX-Signal) Analog- und Mischmodus-Integrierter-Schaltkreis-Gestaltungstechniken mit hoher Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit unter Verwendung eines rauscharmen analogen Stromdomäne-Frontends mit hoher Bandbreite und geringem Offset des Signalpfads (Bandpassfilter, Stromverstärker usw.) sowie eines überabgetasteten Stromdomäne-Einzelbit-ADC, gefolgt von einem Bitstromdomäne-Kreuzkorrelator, einer Spitzendetektion und TOF-Schätzung ein. Ein paralleler Intensitätsmesskanal legt eine Kopie des Fotodetektorausgabesignals an einen analogen Signalpfad basierend auf einem abgeglichenen Filter, gefolgt von einem Analog-Digital-Umsetzer an, um die Intensität des eingehenden Lichts RX zu bestimmen. Dies führt einen analogen Kreuzkorrelator gefolgt von einem ADC ein, der die Spitze der analogen Kreuzkorrelationsfunktion digitalisiert, die in direktem Zusammenhang mit der Intensität des vom Ziel eingehenden Lichts steht.
Wie in dem Diagramm aus 1 gezeigt, verwenden die bestehenden Lidar-Schemata auf TOF-Basis nach dem Stand der Technik, die lineare Detektoren (z. B. Lawinenfotodioden (APD) oder PIN-Dioden) verwenden, einen einzigen Hochleistungsübertragung(TX)-Laserpuls und einen rauscharmen Hochgeschwindigkeitstransimpedanzverstärker (TIA), gefolgt von einem hochauflösenden ADC oder einem Konstantbruchteildiskriminator (CFD: Constant Fractional Discriminator), einem Komparator und einem Zeit-Digital-Umsetzer(TDC: Time-to-Digital Converter) in dem Empfangs(RX)-Pfad. Im Gegensatz dazu übertragen die hier offenbarten Lidar-Systeme einen phasengetasteten Burst von mehreren Pulsen. Die Phasentastung wird so gewählt, dass die Autokorrelation der TX-Tastungsimpulsantwort eine scharfe Spitze, d. h. eine große Anstiegsrate in der Nähe der Spitze, und/oder ein maximales Verhältnis zwischen der Korrelationsspitze und den Nebenkeulen aufweist.
Im weiteren Gegensatz zum Stand der Technik erfordert der Empfangspfad der vorliegenden Offenbarung keine Amplitudendetektion für das RX-Signal, um die TOF zu bestimmen. Solange eine Zeitdomänensequenz, die das Vorzeichen des RX-Signals enthält, mit dem TX-Tastungsmuster kreuzkorreliert werden kann, kann die Laufzeit (TOF) durch eine Spitzendetektion der Kreuzkorrelationsfunktion detektiert werden. Dies ermöglicht die Verwendung eines Einzelbit-ADC oder eines Vorzeichenkomparators. Der Fotodiodenschnittstelle-Frontend-Schaltkreis des herkömmlichen Strom-Lidar (siehe 1) wird auch durch ein Stromdomänen-Analog-Frontend (AFE) ersetzt, um die Kompromisse zwischen Bandbreite, Rauschen und Stabilität zu überwinden, die für traditionelle Transimpedanzverstärker (TIA) inhärent sind. Das Stromdomänen-Frontend ermöglicht dann sehr schnelle Stromdomänen-Komparatoren, was hohe Überabtastungsverhältnisse ermöglicht, da ein solcher Stromdomänen-1-Bit-ADC im Vergleich zu den herkömmlichen Mehrfachbit-ADCs, die in Einzelpuls-Lidar-Systemen nach dem Stand der Technik verwendet werden, mit viel höheren Frequenzen abgetastet werden kann.
Figurenliste

1 ist ein Diagramm einer Übertragungs- und Empfangsarchitektur, die in einem herkömmlichen TOF-Lidar-System implementiert ist.
2 ist ein Diagramm einer Übertragungs- und Empfangsarchitektur, die durch die Lidar-Systeme gemäß der vorliegenden Offenbarung implementiert wird.
3a-3c sind Graphen der optischen Signale, der Übertragungstastung und des Empfangszeichens bzw. der Kreuzkorrelation.
4 beinhaltet Graphen von drei Beispielen für normalisierte TX-Übertragungsschemata mit gleicher Energie in normalisierter Zeit (x-Achse) und Amplitude (y-Achse), die in der linken Spalte gezeigt sind, und ihrer entsprechenden Autokorrelation, die in der rechten Spalte gezeigt ist.
5 beinhaltet Graphen eines einzelnen Pulses und fünf beispielhafter phasentastungscodierter Bursts, die in der linken Spalte gezeigt sind, und ihrer entsprechenden Autokorrelation und Anstiegsrate, die in der rechten Spalte gezeigt sind.
6 ist ein Diagramm der Empfangsarchitektur aus 2 mit einer Stromdomänen-Analog-Frontend(AFE)-Komponente, die ausführlicher gezeigt ist.
7 ist ein Diagramm eines herkömmlichen TIA- und ADC-basierten Lidar-RX-Signalpfades.
8 ist ein Diagramm eines Stromdomänen-Analog-Frontends (Strom-AFE) für den Empfangs-RX-Signalpfad des Lidars gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung.
9 ist ein Diagramm eines Stromdomänen-Analog-Frontends (Strom-AFE) für den Empfangs-RX-Signalpfad des Lidars gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung.
10 ist ein Diagramm eines phasengetasteten Zehn-Puls-Burst-Lidar-Systems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung.
11 ist ein Diagramm eines Frontend-Optimalfilters für ein Intensitätsmessmodul gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zur Verwendung mit den RX-Signalpfadsystemen in 8-10.
12 ist ein Diagramm eines analogen Kreuzkorrelators für ein Intensitätsmessmodul gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zur Verwendung mit den RX-Signalpfadsystemen in 8-10.
13 zeigt einen Vergleich zwischen einem digitalen FIR-Filter auf der linken Seite der Figur und dem analogen Kreuzkorrelator für das in 12 gezeigte Modul auf der rechten Seite.
14 ist ein Diagramm eines analogen Speicherschieberegisters zur Verwendung in dem in 12 gezeigten Intensitätsmessmodul.
15 ist ein Diagramm eines anderen analogen Kreuzkorrelators für ein Intensitätsmessmodul gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zur Verwendung mit den RX-Signalpfadsystemen in 8-10.
16 ist ein Systemdiagramm eines phasengetasteten Systems für ein Lidar-System gemäß einem Aspekt der vorliegenden Offenbarung.

Ausführliche Beschreibung
Zum Zweck der Förderung eines Verständnisses der Prinzipien der Offenbarung wird nun auf die in den Zeichnungen veranschaulichten und in der folgenden schriftlichen Beschreibung beschriebenen Ausführungsformen Bezug genommen. Es versteht sich, dass dadurch keine Beschränkung des Schutzumfangs der Offenbarung beabsichtigt wird. Es versteht sich weiter, dass die vorliegende Offenbarung jegliche Abwandlungen und Modifikationen an den veranschaulichten Ausführungsformen einschließt und weitere Anwendungen der hier offenbarten Prinzipien beinhaltet, wie sie einem Fachmann in der Technik, zu welcher diese Offenbarung gehört, normalerweise geläufig wären.
Gemäß einem Aspekt der Offenbarung verteilt der Signalweg des Lidar-Systems die augensichere Laserenergie zeitlich in Form eines Bursts von phasengetasteten Pulsen gemäß einem in dem Diagramm aus 2 dargestellten System. Die Übertragungskomponente 12 eines Lidar-Systems 10 versorgt eine Lichtquelle, wie etwa einen Laser 14, gemäß einem Burst-Muster für das in 3a gezeigte Lichtsignal TX mit Energie. Das Burst-Muster wird durch ein Übertragungs-TX-Tastung-Steuersignal 16, wie in 3b gezeigt, erzeugt, um die Reihe von Ein/Aus-Laserpulsen mit der in 3a gezeigten festen Modulationsperiode zu produzieren, wobei die Gesamtheit der Ein-Zeit, gefolgt von einer Aus-Zeitdauer, eine Periode der Modulation darstellt. Das TX-Tastung-Steuersignal 16 ist somit ein Einzelbit-Bitstrom mit einer binären „1“, die einem Ein-Puls entspricht, und einer binären „0“, die dem Laser ausgeschaltet entspricht. Die mit diesem phasengetasteten Burst assoziierte Impulsantwort weist eine scharfe Autokorrelationsfunktion (hohe Anstiegsrate nahe der Spitze und/oder hohes Verhältnis von Spitze zu Nebenkeule) auf, ähnlich den Einzelpulsantworten, wie in den Graphen aus 4 gezeigt. In 4 sind drei normalisierte TX-Schemata mit gleicher Energie in normalisierter Zeit (x-Achse) und Amplitude (y-Achse) in der linken Spalte gezeigt und ist ihre entsprechende Autokorrelation in der rechten Spalte gezeigt. Die obere Zeile, Beispiel A, ist ein einzelner Puls, der die größtmögliche Autokorrelationsanstiegsrate liefert. Die mittlere Zeile, Beispiel B, ist ein breiter Puls mit reduzierter Amplitude (13x breiter als die obere Zeile, jedoch 13x kleinere Spitzenamplitude). Dies liefert eine um den gleichen Skalierungsfaktor verschlechterte Autokorrelationsanstiegsrate. Die untere Zeile, Beispiel C, ist ein phasengetasteter Pulszug unter Verwendung des Barker-13-Codes, wie etwa eine Art eines phasengetasteten Pulszuges, der für das Lidar der vorliegenden Offenbarung in Betracht gezogen wird. Die Autokorrelationsanstiegsrate wird auf einem Wert nahe dem Einzelpulsschema (10 gegenüber 13 in dem normalisierten Schema) gehalten, während die Zeitdomänen-Spitzenamplitude des Bursts 13x niedriger ist.
Die hier offenbarte Phasencodierung behält die Autokorrelationsanstiegsrate im Vergleich zu dem Einzelpulsschema bei, wodurch die TOF-Genauigkeitsleistungsfähigkeit bei dem System-Backend zurückgewonnen wird. Ein Vorteil ist, dass anstelle eines einzigen Pulses, der eine hohe Leistung aufweist und schmal ist, wie in Beispiel A aus 4, ein Burst von phasengetasteten Pulsen mit niedrigerer Leistung, wie in Beispiel C, übertragen wird, wodurch eine sichere TX-Energie zur Berücksichtigung der Augensicherheit aufrechterhalten wird. Die reduzierte Laserspitzenleistung ist auch zur Vereinfachung der Lasertreiberschaltungsanordnung vorteilhaft. Beispielsweise kann das Lidar der vorliegenden Offenbarung anstelle des Ansteuerns eines Lasers mit einer Spitzenleistung von 100 W einen Laser 14 mit weniger als 10 W ansteuern, um das optische TX-Signal zu erzeugen. Dies reduziert die Systemkosten und - komplexität sowie die Möglichkeit einer elektromagnetischen Störung (EMI).
Das Übertragen eines phasencodierten Bursts durch den TX-Laser 14 des Lidars ermöglicht die speziellen Vorteile einer Empfangspfad(RX)-Signalkette. Da sich die übertragene Information in der Phasendomäne befinden, benötigt der RX-Pfad keine Amplitudeninformation mehr, um das empfangene Lidar-Signal mit der Übertragungs-Burst-Tastung zu korrelieren. Da keine Amplitude erforderlich ist (da eine Korrelation mit dem normalisierten Amplitude-TX-Tastung-Steuersignal 16 erfolgt), kann der Empfangspfad des Empfängers 20 einen Vorzeichendetektor einbinden, der das Vorzeichen des RX-Signals in festen Zeitintervallen detektiert. Der Empfänger 20 kann einen herkömmlichen Fotodetektor 22, wie etwa eine Fotodiode, einbinden, wobei der Ausgang des Fotodetektors durch ein Stromdomänen-Analog-Frontend AFE 24 an einen Vorzeichenkomparator 26 geliefert wird, wie in 2 gezeigt ist.
Die Ausgabe des Komparators 26 über die Zeit kann mit dem normalisierten TX-Tastung-Steuersignal 16 kreuzkorreliert 28 werden, um die Laufzeit (TOF) durch Detektieren der Spitze der Kreuzkorrelationsfunktionausgabe an dem Spitzendetektor 30 zu bestimmen. Bei dem veranschaulichten RX-System kann der Vorzeichenkomparator ein Einzelbitkomparator sein, was das System zur TOF-Detektion vereinfacht. Im Vergleich dazu benötigen die Systeme nach dem Stand der Technik, die mit einem einzigen Puls arbeiten, Amplitudeninformationen, um die für Kraftfahrzeug-Lidar erforderliche TOF-Genauigkeit (ADCs mit > 10 bis 12 Bit sind erforderlich) zu erreichen. Wie in 2 gezeigt, beseitigt die phasengetastete Übertragung der vorliegenden Offenbarung den ADC mit hohem Dynamikbereich des Systems nach dem Stand der Technik und ersetzt ihn durch einen Vorzeichenkomparator.
Bei dem in 2-3 gezeigten Ausführungsbeispiel wird das übertragene Signal TX an dem Empfänger 20 mit einer Wellenform empfangen, die um die Laufzeit (TOF) verzögert ist, wie in 3a gezeigt ist. Der Komparator 26 empfängt die Wellenform und produziert eine Bitstromausgabe von binären „1“-en, wenn ein RX-Signal empfangen wird, und „0“-en, wenn kein RX-Signal empfangen wird, wie in 3b gezeigt. Diese Ausgabe und das TX-Tastung-Steuersignal 16 werden an den Einzelbitkreuzkorrelationsschaltkreis 28 geliefert, um das in 3c gezeigte Kreuzkorrelationsausgabesignal zu erzeugen. Es ist dieses Signal, das durch den Spitzendetektorschaltkreis 30 ausgewertet wird, um die in 3c identifizierte Kreuzkorrelationsspitze zu finden. Die Zeit von der Übertragung des TX-Lichts bis zu der Kreuzkorrelationsspitze entspricht der TOF und es ist dieser Zeitwert, der durch den Empfängerschaltkreis 20 an einen Lidar-Prozessor, einen 3D-Bildprozessor oder eine andere geeignete Vorrichtung ausgegeben wird.
Die Kombination von phasengetasteten Codes ist nicht auf den Barker-Code beschränkt, sondern kann eine beliebige phasengetastete Kombination beinhalten, die die Anstiegsrate der Autokorrelationsfunktion verbessert. Je mehr Pulse in dem TX-Burst enthalten sind, desto mehr Codekombinationen sind möglich, um die Autokorrelationsanforderung für eine maximale Spitzenanstiegsrate zu erfüllen. Die Tabelle in 5 zeigt Beispiele für Fünf-Puls-Burst-TX-Signale in der linken Spalte, einschließlich eines Barker-5-Codes und vier Codes außer dem Barker-Code, und ihre entsprechende Autokorrelationsanstiegsrate nahe der Spitze in der rechten Spalte aus 5; und ihr Vergleich mit einem mit gleicher Energie normalisierten Einzelpuls und einem Burst mit gleicher Pulszahl einer Barker-Sequenz wurden zum Vergleich in 5 gezeigt. Wie in den Graphen wiedergegeben, weist in dem Regime mit fester TX-Energie der offenbarten Ausführungsformen ein Einzelpuls TX mit normalisierter Pulsbreite und einer Amplitude von 5 Einheiten und einer Pulsbreite von einer Einheit eine Korrelationsanstiegsrate von 5 auf. Bei anderen Beispielen mit dem Barker-5-Code und den vier anderen Beispielcodes kommen die Anstiegsraten der Korrelationsfunktion in der Nähe der Spitze dem Einzelpulsfall, d. h. einem Wert von 4, sehr nahe. Es wurde mathematisch gezeigt, dass alle Codekombinationen, die die Anstiegsrate der Korrelationsfunktion in der Nähe der Spitze beibehalten, eine TOF-Genauigkeit liefern, die mit jener eines Systems, das einen einzigen Puls verwendet, sehr vergleichbar ist, jedoch mit einer 5x niedrigeren Spitzenamplitude, die 5-mal gemittelt ist.
Für die in 5 veranschaulichten Fünf-Puls-Fälle gibt es mehr als 10 Kombinationen von Phasentastungen, die die gewünschte Korrelationsanstiegsratenkombination erfüllen. Mit einer größeren Anzahl an Pulsen in dem Burst kann die Anzahl an Kombinationen erhöht werden. Somit kann gemäß einem weiteren Aspekt dieser Offenbarung ein Kraftfahrzeug-Lidar zufällig zwischen einem Pool solcher vorausgewählter Autokorrelationscodes mit hoher Anstiegsrate während des TX-RX-Betriebs umschalten, um das Risiko einer Interferenz zwischen benachbarten Fahrzeug-Lidars zu minimieren, während es weiterhin von den Systemebenen- und Leistungsfähigkeitsvorteilen des hier offenbarten Lidar-Signalpfadschemas profitiert. Das Lidar-System kann sogar zufällig zwischen möglichen Kombinationen von Bursts mit unterschiedlicher Anzahl an Pulsen und unterschiedlichen Phasentastungen umschalten, die die Maximierung der Korrelationsfunktionsanstiegsrate erfüllen, wodurch der Pool möglicher phasengetasteter Codes vergrößert wird.
Bei einem weiteren Aspekt der hier offenbarten Lidar-Systeme wird die bestehende RX-Signalkette nach dem Stand der Technik durch das Stromdänen-Analog-Frontend 24 ersetzt, wie in 2 gezeigt ist. Das Strom-AFE 24 kann sowohl eine Geschwindigkeits- als auch eine rauscharme Leistungsfähigkeit bereitstellen, wodurch der Kompromiss des festen Verstärkung-Bandbreite-Produkts eines herkömmlichen Transimpedanzverstärkers (1) vermieden wird, bei dem eine höhere Bandbreite in Kombination mit der parallelen parasitären Kapazität des Detektors einen kleineren Rückkopplungswiderstand erfordert, der wiederum mehr eingangsbezogenes Stromrauschen verursacht. Darüber hinaus können im Gegensatz zu den bestehenden Systemen, bei denen Informationen in der Amplitude des durch das Lidar übertragenen Einzelpulses liegen, die phasengetasteten Informationen mittels eines Einzelbit-Analog-Digital-Umsetzers (ADC: Analog-to-Digital-Converter) 25 extrahiert werden, wie in 6 wiedergegeben ist. Der Einzelbit-ADC 25 ist im Vergleich mit einem herkömmlichen Mehrfachbit-ADC (10 - 12 Bit) (abgetastet mit ein paar hundert MHz), der bei den früheren Lidar-Systemen notwendigerweise verwendet wird, einfacher, kostengünstiger und leichter zu überabtasten (Abtastraten von einigen wenigen GHz), um die Auflösung des Systems zu verbessern.
Wie in 6 gezeigt, implementiert der RX-Signalpfad der vorliegenden Offenbarung das phasengetastete Mehrfachpuls-Burst-Lidar-Schema und beinhaltet ein Stromdomänen-Analog-Frontend, gefolgt von einem Einzelbit-ADC (der eine Phasendetektion durch eine Vorzeichendetektion durchführt) und verschiedenen Komponenten des Signalpfades (wie etwa einer Lawinenfotodiode (APD), einem Vorzeichendetektor und einem Kreuzkorrelator in der Bitstromdomäne). Im Gegensatz dazu verwenden die Einzelpuls-Direkt-TOF-Lidar-Systeme nach dem Stand der Technik, die Lineardetektoren (z. B. APDs) verwenden, Transimpedanzverstärker (TIAs) und ADCs mit hohem Dynamikbereich und hoher Geschwindigkeit, wie in 7 gezeigt ist. Dies schließt häufig Verstärker mit einer Unity-Gain-Bandbreite von mehreren GHz bei sehr niedrigem eingangsbezogenem Spannungsrauschen (wenige nV/√Hz), plus einen zusätzlichen Verstärker der zweiten Stufe mit ähnlicher Rausch- und Bandbreitenleistungsfähigkeit wie jene des Frontend-TIA und einem 10-12-Bit-ADC mit Abtastraten in der Größenordnung von -500 MHz ein. Ein grundlegender Kompromiss bei dem Frontend des Systems erfordert, dass die Bandbreite und die Stabilität des Frontend-TIA für das spezielle Lidar-System nach dem Stand der Technik garantiert werden, die durch die Pulsbreite des Einzelpulses (die die Bandbreite bestimmt) und den parasitären Parallelkondensator des Detektors (und anderer Komponenten) bestimmt werden. Für die Vorrichtungen nach dem Stand der Technik führt dies zur Wahl eines kleinen Rückkopplungswiderstands für den TIA (typische Größenordnung von 1 kΩ bis 4 kΩ, was zu einer hohen eingangsbezogenen Stromrauschdichte in der Größenordnung von 20 bis 10 pA/√H_Z führen kann) oder dazu, dass der TIA zu der dominierenden Rauschquelle im Signalpfad gemacht wird (angesichts der großen Bandbreite dieser Systeme (>250 MHz) und des kleinen (<0,5 µA) Detektorsignals für Kraftfahrzeugentfernungsbestimmungsziele bei etwa 200 m).
Der RX-Signalpfad der vorliegenden Offenbarung ersetzt das TIA-Frontend der gegenwärtigen Lidar-Systeme nach dem Stand der Technik durch ein Stromdomänen-Frontend, d. h. ein Stromeingang-und-Stromausgang-Frontend, wie durch die in den 8 und 9 gezeigten Beispielsysteme repräsentiert ist. Das empfangene Signal RX ist typischerweise für Reflexionen mit großer Entfernung (d. h. Ziele in 200 m) unter Rauschen vergraben. Ein DC-Versatz wird typischerweise durch Gegenlicht induziert, das einen DC-Strom in der Detektorschaltungsanordnung verursacht. Dieser DC-Strom oder dieses Rauschen sollte unterdrückt werden, bevor das Signal an den Einzelbitdatenumsetzer 25 geliefert wird. Der DC-Strom wird hauptsächlich durch das Umgebungslicht verursacht und kann unterdrückt werden, indem das Frontend so gestaltet wird, dass es einen Bandpassfrequenzgang aufweist, um den Frequenzinhalt des phasengetasteten übertragenen Bursts (Bandpassgebiet, das um die TX-Burst-Modulationsfrequenz zentriert ist) zu berücksichtigen. Somit ist bei der Ausführungsform aus 8 das Frontend 24' im Wesentlichen ein stromspiegelbasierter Verstärker mit offener Schleife. Das Frontend 24' empfängt die Ausgabe von dem Fotodetektor 22 durch einen Strompuffer 41 mit niedriger Eingangsimpedanz, wobei die Ausgabe des Puffers einem Tiefpassfilter 42 zugeführt wird, das dazu funktionsfähig ist, die DC-Komponente des Fotodetektorausgabesignals zu isolieren. Diese DC-Komponente wird von der Ausgabe des Strompuffers 41 in einem Subtraktionsmodul 43 subtrahiert und dieses konditionierte Signal wird einem Stromspiegel 44 zugeführt, so dass der Ausgabestrom von dem Subtraktionsmodul sowohl einem TOF-Messkanal als auch einem Intensitätsmesskanal zugeführt werden kann, der die durch den Fotodetektor produzierte Ladung als Funktion des reflektierten Lichts misst. Somit wird der Strom von dem AFE 24' an den ADC 25, wie oben besprochen, und ein Modul 45 zum Messen des Betrags des Stroms, der die Intensität des reflektierten Lichts anzeigt, geliefert. Das TOF-Signal und das Signal der Intensität des reflektierten Lichts können wie oben beschrieben an eine Lidar- oder 3D-Kamerakomponente geliefert werden.
Bei der Ausführungsform aus 9 ist das modifizierte Frontend 24" im Wesentlichen ein Verstärker basierend auf einem Shunt-Rückkopplungsstromspiegel. Das Frontend 24" empfängt die Ausgabe von dem Fotodetektor 22 eines Subtraktionsmoduls 51, in dem ein Rückkopplungsstrom, der ein Hochpassfilter 52 passiert, von dem eingehenden Stromsignal subtrahiert wird. Die Ausgabe von dem Subtraktionsmodul passiert eine potentialfreie Ausgangsstufe 53, die durch ein Paar von Stromspiegeln 54a, 54b angesteuert wird. Ein geregelter DC-Bias kann durch das Modul 55 angelegt werden. Ein Strom von den Stromspiegeln wird an den ADC 25 und die Messkomponente 45 geliefert, um die TOF- und Intensitätssignale zu erhalten, die an ein Lidar oder eine 3D-Kamera, wie bei der Ausführungsform aus 8, geliefert werden.
Das phasengetastete TX-und-RX-Schema, das durch die hier offenbarte TX-und-RX-Schaltungsanordnung erreicht wird, nutzt einen Phasendetektor oder Vorzeichenkomparator 26 (2), um das Vorzeichen des RX-Signals zu bestimmen, um eine Korrelation mit einem normalisierten Phasentastungssteuersignal 16 des TX-Signals herzustellen. Der Vorzeichenkomparator ist im Prinzip ein Einzelbit-ADC oder ein Komparator. Das hier offenbarte Stromdomänen-Analog-Frontend ermöglicht die Verwendung eines Stromdomänenkomparators, der ein Entscheidungsfindungsschaltkreis ist, der einen Strom als Eingangssignal anstelle einer Spannung empfängt und ein logisches High oder Low als Funktion des Eingangsstromvorzeichens erzeugt. Stromdomänenkomparatoren können inhärent schneller als die Spannungsdomänengegenstücke gemacht werden und können daher mit einer höheren Rate überabgetastet werden als die Abtastraten eines Mehrfachbit-ADC (10 bis 12 Bit) nach dem Stand der Technik. Beispielsweise weist ein System nach dem Stand der Technik mit einem 10-ns-Einzelpuls TX und einer Abtastrate von 400 MS/s nur 4 Abtastwerte pro Puls auf, während der vorgeschlagene Stromdomänen-RX-Signalpfad, der einen Einzelbit-Stromdomänen-ADC beinhaltet, beispielsweise mit 4 GS/s abgetastet werden kann.
Beispielsweise kann für einen phasengetasteten Zehn-Puls-Burst bei einer Modulationsfrequenz von 100 MHz ein in 10 gezeigtes System gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ein Überabtastungsverhältnis (OSR) = Abtastrate / (2 × Signal-BW) ∼ 4 GHz / (2 * (100 MHz / 10)) = 200 haben, während das Einzelpulssystem nach dem Stand der Technik ein Überabtastungsverhältnis von 400 MHz / (2 * (1/10 ns)) = 2 hat. Diese Überabtastung, die durch eine höhere Abtastrate erreicht wird, wird durch einen Einzelbit-ADC und eine Rauschbandbreitenbegrenzung durch die angepasste Impulsantwort der phasencodierten Tastung ermöglicht, die durch die Kreuzkorrelationsoperation in dem Backend des Signalpfads an den ADC-Ausgang angelegt wird. Dies ermöglicht die Erzielung von Entfernungen bis zu 200 m bei einer minimalen Reflektivität von 20% mit einem augensicheren Laser-TX-Burst, wenn in dem TX-Burst eine geeignete Phasencodierung verwendet wird.
Ein weiterer Vorteil der Einzelbitoperation ist die Implementierung des Kreuzkorrelationsschemas in der Bitstromdomäne, wie in 10 veranschaulicht ist. Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Offenbarung kann die Multiplikationsfunktion in der „Multiplizieren + Integrieren“-Funktion eines herkömmlichen Kreuzkorrelators durch ein einfaches XOR-Logikgatter 31 ersetzt werden, dessen Ausgabe dann an einen Addierer 32 angelegt wird, der die Integrationsfunktion implementiert. Dies vereinfacht die digitale Backend-Hardware erheblich, die mit einem hohen Überabtastungsverhältnis des Stromdomänen-Einzelbit-Frontends arbeitet, da eine Implementierung digitaler Multiplizierer teurer als die von Addierern ist. Das XOR-Logikgatter 31 empfängt das TX-Phasentastung-Steuersignal 16 in einem Register und den Bitstrom 27 von dem Vorzeichenkomparator 26 in einem Schieberegister. Ein Taktsignal f_s, das durch ein PLL-Modul 33 erzeugt wird, steuert das Timing des Vorzeichenkomparators, der Laseransteuerungssteuerung 12, des XOR-Logikgatters 31 und des Addierers 32. Wie in 10 gezeigt, kann das Stromdomänen-Frontend 24''' gegenüber dem Frontend 24' in 8 modifiziert werden, um ein Bandpassfilter 60 und einen Stromspiegel 61 einzubinden.
Die hier offenbarte Systemarchitektur nutzt Einbettungssignalverarbeitungstechniken in der Lidar-Sendeempfängersignalkette, wie in dem Diagramm aus 10 demonstriert ist. Der Entfernungsmessungssignalpfad ist auf die TOF-Messung angewiesen, um die Entfernung zum Ziel zu messen. Die Intensität des reflektierten Lichts ist eine weitere Messung von Interesse, die durch das Gesamtsystem verwendet werden kann, um die Lidar-Sensordaten zum Klassifizieren des Zielobjekts zu verarbeiten. Die Reflektivität des Objekts kann aus der Intensität des reflektierten Lichts und den TOF-Informationen extrahiert werden. Daher kann ein Signalpfad, der für die Messung der Intensität des reflektierten Lichts dediziert ist, parallel zu dem TOF-Signalpfad arbeiten. Eine gleichzeitige Messung der Intensität zusammen mit der TOF wird durch Kopieren des Signalstroms desselben Detektors unter Verwendung der Stromspiegel 44, 54a, 54b, 61 ermöglicht, wie in 8-10 gezeigt ist. In allen Systemen aus 8-10 wird die Kopie des Signals, das von dem analogen Stromdomänen-Frontend 24', 24'' 24''' erzeugt wird, einem Intensitätsmesssignalpfad zugeführt, wie er durch das Messmodul 45 dargestellt ist. Diese Signalkette produziert eine digitale Zahl, die proportional zu der Intensität des von dem Ziel reflektierten Laserlichts ist.
Die vorliegende Offenbarung sieht zwei Architekturen für das Messmodul 45 für den Intensitätssignalpfad vor, wie in 11 und 12 gezeigt ist. Beide Architekturen berücksichtigen die Impulsantwort des übertragenen phasengetasteten TX-Bursts und wenden ein analoges Optimalfilter auf das Ankunftssignal und eine Analog-Digital-Umsetzung an, um die Intensitätsinformationen zu digitalisieren. Das Optimalfilter-Frontend hilft dabei, das Signal aus dem Rauschen zu extrahieren, insbesondere für Messungen mit großer Entfernung, wenn das reflektierte Empfangssignal unter Rauschen vergraben ist. Eine Herausforderung besteht darin, den Dynamikbereich des RX-Signalpfads auf ~90 dB zu halten. Der Dynamikbereich ist eine Funktion der Entfernung (~5000x) und der Reflektivität (~10x). Das Bewältigen dieser Herausforderung erfordert einen ADC mit BW = mehrere 10 MHz und DR = 90 dB, der kostengünstig und einfach zu implementieren ist. Letzteres ist relativ schwierig und teuer zu implementieren. Um diese Herausforderung zu bewältigen, verlassen sich die beiden hier offenbarten Architekturen für das Messmodul 45 auf die Kenntnis des Phasentastungscodes, der übertragen wurde, und auf ein analoges Frontend mit einer darin eingebetteten Optimalfilterfunktion, um den Betrag des RX-Signals zu extrahieren. Dies führt zu einer lockereren Spezifikation für den ADC.
Die in 11 gezeigte Architektur verkörpert eine hardwareeffizientere Lösung, die für große Entfernungen (> 150 m) weniger robust ist. Die zweite Architektur, die in 12 gezeigt ist, ist eine etwas weniger hardwareeffiziente Lösung, die einen robusteren Signalpfad bietet, der bis zu Entfernungen von 200 m und mehr arbeiten kann.
Die Architektur für das Messmodul 45, die in 11 gezeigt ist, sieht einen progressiven Hereinzoomen-Signalpfad vor. Ein Faktor von ~x5000 des Signaldynamikbereichs liegt in der Entfernung begründet. Das Modul 45 zoomt die Verstärkung des Signalpfads als eine Funktion der Zeit, um die potentielle Ankunftsreflexion auf den Dynamikbereich eines ADC mit niedrigerem Dynamikbereich (40 bis 45 dB im Gegensatz zu 85 bis 90 dB) abzubilden, der für den Reflektivitätsbereich (z. B. x10, wenn sich die Reflektivität von 10% auf 100% ändert) optimiert ist. Ein Hereinzoomen schreitet als eine Funktion der Zeit von dem Moment an fort, in dem der TX-Laser-Burst ausgelöst wird. Ein Ankunftsdetektionspfad überwacht, ob das Signal angekommen ist oder nicht. Solange das Signal nicht angekommen ist, nimmt die Vorwärtsverstärkung des Signalpfads (die Frontend-Stromspiegelverstärkung, die Referenzspannung des ADC usw.) zu gegebenen Zeitpunkten zu, die gegebenen vorbestimmten Entfernungspunkten entsprechen. Diese Entfernungen können so beabstandet werden, dass sie der logarithmischen Skalierung der reflektierten optischen Signalamplitude als Funktion der Entfernung (Skalierung mit Kehrwert des Entfernungsquadrats) entsprechen. Die logarithmische Natur des Dynamikbereichs ermöglicht die Übernahme von nur einigen wenigen Punkten, z. B. nur 4 bis 5 Punkten, die in einer Nachschlagetabelle gespeichert sind, in der die Verstärkungseinstellungen für gegebene Zeitperioden gespeichert sind, die mit den gegebenen Entfernungspunkten assoziiert sind.
Das Messmodul 45 bindet ein Analogfilter 46 mit Rechteckimpulsantwort und einen ADC 47 ein (10). Die Rechteckimpulsantwort (auch als ein SINC-Filter bezeichnet) kann als eine Kaskade eines Differenzierers 71 und eines Integrators 74 implementiert werden, die in den Signalpfad eingebettet sind, wodurch die Selektivität des Moduls zum Extrahieren des Intensitätssignals für große Entfernungen erhöht wird, bei denen das RX-Signal in Rauschen vergraben ist. Der analoge Differenzierer 71 produziert die Differenz zwischen den Abtastwerten des Eingangssignals, die zeitlich durch die Zeitdomänenbreite der Rechteckfilterimpulsantwort separiert sind. Die Breite des Filters wird an die Breite des TX-Puls-Bursts, d. h. die Anzahl der Pulse (NTX, wie in 11 gezeigt) multipliziert mit der Modulationsperiode, angepasst. Das progressive Hereinzoomen kann auf die Differenziererverstärkung und die Integratorverstärkung sowie auf die ADC-Verstärkung auf eine zeitlich progressive Weise angewandt werden, wie nachstehend erklärt wird.
Bei dem Filter 46 wird der Ausgang des Integrators 74 für Lidar-Signale bei kurzer Entfernung abgeschnitten, die 1000-2000x größer als diejenigen der großen Entfernung sind (11). Falls das System für Signale bei kurzer Entfernung skaliert ist, sind die Signale bei großer Entfernung aufgrund von Rauschen nicht detektierbar. Um dieses Problem zu lösen, ist das Filter 46 so konstruiert, dass ein ADC 73 zwischen dem analogen Differenzierer 71 und dem digitalen Integrator 74 platziert ist, der als digitaler Integrator konfiguriert ist. Der ADC 73 digitalisiert die Ausgabe des Differenzierers 71, der so gestaltet sein kann, dass er nicht abschneidet, und der digitale Integrator 74 ist so konfiguriert (indem eine ausreichende Wortlänge zugelassen wird), dass er nicht abschneidet. Das Ergebnis ist ein hybrides Analog/Digital-Optimalfilter-Frontend 46 mit darin eingebetteter Digitalisierung, um die Intensität des reflektierten Signals zu digitalisieren, während dessen Verstärkung bis zum Eintreffen der Reflexion hereinzoomt, weshalb es immer noch einen ADC mit niedrigem Dynamikbereich (und geringerer Komplexität) nutzen kann. Das hybride Frontend 46 beseitigt somit die Notwendigkeit für den ADC 47, da ein ADC innerhalb des Frontend-Schaltkreises eingebettet ist.
Der Differenzierer 71 kann ein Schaltkreis mit geschaltetem Kondensator sein, der mit einer Abtast-und-Halte-Frequenz synchron zur Modulationsfrequenz des TX-Takts arbeitet. Beispielsweise werden im Fall eines 10-Puls-TX-Bursts und einer Modulationsfrequenz von 100 MHz 10 + 1 Kondensatoren verwendet, wobei jeder alle 1/100 MHz Sekunden (10 ns) aufgeladen wird. Ein Kondensator lädt sich konstant auf und wird pro Taktphase zurückgesetzt. Die anderen zehn Kondensatoren dienen als Speicher, d. h. sie werden sequenziell geladen und ihre Ladung bleibt erhalten, bis sie zehn Taktphasen später verwendet wird. Zu einem beliebigen gegebenen Zeitpunkt wird die Ladungsdifferenz zwischen dem aktuell geladenen Kondensator und dem Kondensator, der vor zehn Taktperioden geladen wurde, subtrahiert, wie dies durch die Diskrete-Zeit-Z-Domänen-Übertragungsfunktion in 11 angegeben ist, nämlich: 1-Z^-NTX, wobei NTX die Anzahl an TX-Pulsen ist und die Abtastfrequenz für die diskrete Zeit gleich der TX-Modulationsfrequenz ist. Die Ausgabe des Differenzierers wird an den ADC 73 weitergeleitet, der ein Sigma-Delta-Modulator 73a sein kann, gefolgt von einem SINC-Tiefpassfilter 73b (LPF), um sein hochfrequentes hochmoduliertes Quantisierungsrauschen zu entfernen, obwohl ein beliebiger anderer ADC vorgesehen wird, der die Anforderungen an Abtastrate, Dynamikbereich und Auflösung erfüllt. Der Integrator 74 des Rechteckfilters ist in der digitalen Domäne durch die 1/(1-Z^-1) Diskrete-Zeit-Z-Domänenübertragungsfunktion implementiert. Eine Nachschlagetabelle 75 bei vier oder fünf Punkten - z. B. zu Zeitpunkten, die Entfernungen von 2 m, 5 m, 20 m, 50 m, 100 m entsprechen - skaliert die Strom-Frontend-Verstärkung 75a und/oder die Differenziererverstärkung 75b und/oder die ADC-Referenz 75c. Die Nachschlagetabelle wird von einem Zähler angesteuert, der mit der Modulationsfrequenz (f_MOD) des TX-Bursts läuft und bei Auslösung des Laser-TX-Bursts von einem Nullanfangszustand beginnt.
Das Filter 46 empfängt den beginnenden TX-Burst am Zähler 77, der die Timingsequenz für die Nachschlagetabelle 75 einleitet. Das Frontend-Filter 46 kann eine Einfrierkomponente 78 einbinden, wie in 11 gezeigt, die die Funktion des Bestimmens aufweist, dass die Reflexion angekommen ist, um die durch die Nachschlagetabelle 75 ausgeführte progressive Hereinzoomfunktion einzufrieren. Dieses Einfrieren stoppt eine Sättigung des Intensitätsmesskanals, falls die Entfernung des Ziels zu dem Lidar derart ist, dass ein Teil des Empfangs-Burst-Signals vor einem progressiven Zoommoment auftritt, der von der Nachschlagetabelle bestimmt wird, und ein Teil von ihm nach diesem Moment auftritt (dies wird den Signalweg sättigen). Dies erfolgt durch Einfrieren des Zählers 77, der die Operation der Nachschlagetabelle 75 einleitet. Der Ankunftsdetektionspfad ist ein vollständig analoges Rechteckfilter mit einem Differenzierer 79a, der der gleiche Typ eines Differenzierers mit geschaltetem Kondensator ist, der oben beschrieben wurde, gefolgt von einem analogen Integrator 79b (geschalteter Kondensator) mit Verstärkung, gefolgt von einem Komparator 79c mit einer festgelegten Schwelle, die zu einem tiefpassgefilterten 79d Signal addiert wird, wobei die Integratorausgabe gefiltert wird (dies bildet einen Hochpassfrequenzgang für den Komparator, um akkumuliertes Niederfrequenzrauschen an dem Ausgang des Integrators 79b zu unterdrücken). Der Komparator 79c löst aus, wenn die Integratorausgabe (Rechteckfilterausgang) über das Grundrauschen hinaus anwächst. Dieses Integratorabschneiden aufgrund großer Signale ist kein Problem, da seine Funktion darin besteht, die Ankunft des Signals zu detektieren. Der Komparatorreferenzpunkt ist derart, dass er das Auslösen für Große-Entfernung (kleine Amplitude)-Signale garantiert, was durch Festlegen des Schwellenpegels und der Hochpasseckenfrequenz basierend auf dem erwarteten Rauschen an dem Ausgang des Frontend-Optimalfilters erreicht werden kann. Wenn der Komparator 79c auslöst, wird der Zähler 77 eingefroren, wodurch die progressive Hereinzoomfunktion erzeugt wird.
Der in 12 gezeigte Intensitätsmesskanal verwendet kein Rechteckimpulsantwortoptimalfilter wie bei der Frontend-Architektur in 11. Stattdessen implementiert das Frontend 46' aus 12 ein Schema, bei dem die in dem TX-Burst des Lidars verwendete exakte phasengetastete Impulsantwort auf das analoge RX-Signal auf die Art eines analogen Kreuzkorrelators angewandt wird. Diese Unterscheidung kann verstanden werden, wenn ein digitales FIR-Filter betrachtet wird, das einen Strom digitaler Daten an ein digitales Schieberegister synchron zu einem Takt sendet. Bei jedem Zyklus des Takts werden die Daten um einen Abgriff des Schieberegisters durch das Schieberegister verschoben. In jeder Taktphase werden die Schieberegisterwerte mit den FIR-Impulsantwortgewichtungen multipliziert, deren Ausgaben summiert werden, um die FIR-Filterausgabe zu bilden, wie in dem linken Diagramm in 13 dargestellt ist. Das Frontend 46' sieht einen analogen Kreuzkorrelator vor, der ein analoges Schieberegister 80 enthält, dessen Abgriffe durch analoge Speicher implementiert sind, wie auf der rechten Seite aus 13 gezeigt ist. Bei Zyklen eines Taktes, der bei dem Zweifachen der Modulationsfrequenz des TX-Bursts läuft, tritt ein neuer analoger Signalwert in das analoge Schieberegister 80 ein und wird der Inhalt des Registers durch die Speicherelemente 81₁-81₄ um einen Abgriff des Schieberegisters weitergegeben. Mit der Kenntnis der Modulationshalbperiodenindizes, bei denen der TX-Laser eingeschaltet war (d. h. Licht produzierte), kann das Signal bei jedem Zyklus des Taktes unter Verwendung eines Summationsverstärkers 82 bei den analogen Speicherelementen 81₁-81₄ des analogen Schieberegisters summiert werden, die Taktphasen entsprechen, die Licht haben sollen. Diese Summe entspricht der Ausgabe der Kreuzkorrelationsfunktion in der analogen Domäne. Wenn das Rück-RX-Signal vollständig mit der TX-Tastung ausgerichtet ist, erreicht die Summationsverstärkerausgabe eine Spitze. Das Beispiel in 13 zeigt einen vereinfachten Fall für einen TX-Burst mit Licht, das in der ersten und vierten Modulationshalbperiode vorhanden ist, und Dunkelheit für die zweite und dritte. Der Summationsverstärker addiert die analogen Speicherausgaben bei den Elementen 81a und 81d. Für den veranschaulichten Fall erreicht die Ausgabe des Summationsverstärkers 82 eine Spitze, nachdem die analogen Informationen zum dargestellten Zeitstempel t4 viermal durch das Register verschoben wurden.
Jedes analoge Speicherelement 81₁-81₄ kann ein Kondensator sein, der für Zeitperioden gleich der halben Modulationsfrequenz mit dem Ausgabestrom des Fotodetektors 22 (12) geladen wird. Der Summationsverstärker 82 produziert dann einen Ausgangswert, der den analogen Speicherstellen (Kondensatorladewerten) entspricht, die den TX-Phasen entsprechen, in denen Licht erwartet wird. Ein möglicher Nachteil besteht darin, dass das Übertragen von Ladung von einem Kondensator zu einem benachbarten Speicherkondensator zum Implementieren eines analogen Schieberegisters das Ladungssignal aufgrund von Rauschen (Erfassung von Schalterrauschen durch den Kondensator in Form von KT/C-Rauschen) sowie anderer Fehler, wie etwa Schalterladungsinjektion, Leckverlust und Taktdurchführung, verschlechtern kann. Um diese potentiellen Probleme zu vermeiden, implementieren die hier offenbarten Systeme ein analoges Speicherschieberegister 85, das einen Eingang beinhaltet, um einen Barrel-Shifter-Multiplexerselektor 87 zu bilden, wie in 14 gezeigt, der auswählt, welches analoge Speicherelement 86₁-86₅ durch einen Eingangsstrom des Fotodetektors 22 zu einem beliebigen diskreten Abtastmoment geladen werden sollte (mit der Abtastfrequenz mit der Rate einer Modulationshalbperiode des TX-Bursts). Ein zweiter Barrel-Shifter-Selektor 88 ist an dem Ausgang der Speicherelemente 86₁-86₅ bereitgestellt, der auf einer Rotationsbasis eine Anzahl an Speicherelementen auswählt, deren Ladungsinstanzen den Phaseninstanzen der TX-Burst-Impulsantwort, bei denen Licht erwartet wurde, entsprechen sollten. Diese Art von Selektor am Eingang und Ausgang verhält sich wie ein Barrel-Shifter, bei dem anstelle des Verschiebens des analogen Signals in den Speicherelementen, wie dem Schieberegister eines digitalen FIR-Filters (13), der Zeiger verschoben wird, der das Speicherelement, das zu jeder Zeitinstanz geladen werden muss, und die Speicherelemente betrachtet, deren Wert zu der Summation beitragen soll, wie in 14 dargestellt ist. Die Speicherbank wird mit aufeinanderfolgenden Phasen des Eingangssignals gefüllt und, sobald sie gefüllt ist, wird das älteste Speicherelement verfügbar, um mit einem neuen analogen Eingangssignal gefüllt zu werden, und der Barrel-Shifter geht weiter um die Speicherbank herum, um die Speicherelemente mit einem Eingangssignal zu aktualisieren. Ein zusätzliches Speicherelement gegenüber der Anzahl an Halbphasen in der TX-Burst-Tastung wird benötigt, so dass zu einer beliebigen Zeitinstanz, wenn ein Speicher aktualisiert wird, die volle Anzahl an Phasen der TX-Tastung in den verbleibenden Speicherelementen gespeichert werden kann.
Der zweite Barrel-Shifter-Selektor 88 verbindet die angemessenen Speicherelementausgänge mit dem Summationsverstärker 89. Das analoge Speicherschieberegister 85 in 14 betrachtet zu jeder Zeit zwei Halbzyklusphasen der TX-Tastung. In Anbetracht der Rotationsnatur der Speicherauffrischung aktualisiert der Ausgangsselektor auch seine Zeiger bei jedem Taktzyklus, um immer zwei Speicherelemente zu betrachten, deren Werte den Instanzen in der Geschichte entsprechen, die den gewünschten Phasen der TX-Tastung korrekt entsprechen.
Das in 12 gezeigte Frontend 46' sieht ferner einen analogen korrelatorbasierten Intensitätskanal mit einer näher an der Implementierung liegenden Signalkette vor. Beispielsweise benötigt ein Dreizehn-Puls-Code TX 1 + 2 × 13 = 27 Kondensatoren als Speicherelemente 86_1-n in Form des in 14 gezeigten Barrel-Shifter-Multiplexerselektor-Schieberegisters 85. Der Schaltkreis mit geschaltetem Kondensator des Frontends 46' integriert Halbperioden einer TX-Modulation durch Abtasten des Stromspiegelausgabestroms durch Laden der Frontend-Kondensatoren. Eine gleiche Anzahl an Abtast-und-Halte-Pufferverstärkern 90_1-n hält die Speicherkondensatorladungen für aufeinanderfolgende Ladungssummationsoperationen aufrecht. Das zweite Barrel-Shift-Multiplexer-Schaltnetz 88 verbindet den Ausgang der entsprechenden Eingangsspeicher (Abtast-und-Halte-Verstärker 90_1-n ) mit dem Ladungssummationsverstärker 89. Dem Ladungssummationsverstärker 89 folgt dann ein Spitzendetektor 92, der den analogen Wert der Spitze des Kreuzkorrelators hält, der dann durch einen ADC 93 digitalisiert wird. Der ADC 93 digitalisiert die DC-Ausgabe des Spitzendetektors 92, wodurch die Gestaltungsanforderungen für den ADC in Bezug auf Auflösung, Umsetzungszeit und Betriebsbandbreite gelockert werden.
Das Frontend 46' kann zwei parallele Pfade A und B aufweisen, deren Eingabeentfernungen logarithmisch skaliert sind. Ein Pfad A kann für Reflexionssignale RX von Zielen, die sich zwischen 2 m und 20 m befinden, und der andere Pfad B für Ziele, die sich zwischen 20 m und 200 m befinden, eingestellt werden. Beide Pfade arbeiten bei jeder Umwandlung gleichzeitig. In Abhängigkeit von der Entfernung (die dann aus den TOF-Informationen von dem TOF-Messkanal bestimmt werden kann) kann ein Kanal gesättigt werden (zu großes Signal) oder kann ein Kanal die Intensität möglicherweise nicht auflösen (zu kleines Signal).
Als Alternative zu dem Frontend 46', wie oben beschrieben, verwendet das Frontend 46", das in 15 gezeigt ist, nur einen ADC-Umsetzer 96, indem die Ausgabe der Spitzendetektoren mit geschaltetem Kondensator in den Pfaden A, B durch einen Multiplexer 95 gemultiplext wird. Der Multiplexer 95 empfängt das Laufzeitsignal (TOF-Signal) von dem TOF-Kanal 97 (siehe 8-10) und ist dazu konfiguriert, basierend auf der Ausgabe des TOF-Kanals auszuwählen, welches analoge Signal (Pfad A oder B) zu digitalisieren ist.
Die hier offenbarten phasengetasteten TX-Burst-Lidar-Signalpfade können leicht in einen ASIC integriert werden, der die TOF- und Intensitätskanäle enthält. Wie in 16 gezeigt, kann ein Lidar-System 100 ein Lasertreibermodul 102 beinhalten, das den phasengetasteten TX-Burst-Generator 12 beinhaltet, der, wie oben beschrieben, dazu funktionsfähig ist, die Lichtquelle oder den Laser 104 anzusteuern, um das gepulste übertragene Lichtsignal TX bereitzustellen. Das System 100 beinhaltet ferner eine Empfangslichtsignal-RX-Schaltungsanordnung, die auf einem ASIC 115 bereitgestellt ist. Das reflektierte Licht RX wird von einem Array aus mehreren Fotodetektoren 110 empfangen, die Lawinenfotodioden oder PIN-Dioden sein können, die jeweils einen Ausgangsstrom 112 erzeugen, der an die RX-Schaltungsanordnung des ASIC 115 geliefert wird. Bei der veranschaulichten Ausführungsform sind sechzehn solche Fotodioden in dem Array bereitgestellt. Der ASIC beinhaltet die Laufzeitpfadschaltungsanordnung und die Intensitätsmessschaltungsanordnung, die oben beschrieben sind, wobei der Stromspiegel des Frontends 24, 24', 24" den Fotodiodenstrom an den ADC 25 und den Einzelbitkreuzkorrelator 28, 30 zum Erzeugen des TOF-Signals und an die Messschaltungsanordnung 45, 45', 46, 46' zum Erzeugen des Intensitätssignals liefert. Die TOF- und Intensitätssignale werden von dem ASIC durch eine digitale Steuerung und Schnittstelle 119 an einen digitalen Signalprozessor oder eine andere geeignete Schnittstelle 120 zur Verwendung durch das Lidar-System ausgegeben. Es versteht sich, dass der ASIC 115 mit mehreren Kanälen bestückt ist, die der Anzahl an Fotodioden - sechzehn bei dem veranschaulichten Beispiel - entsprechen.
Die digitale Steuerung und Schnittstelle 119 ist auch dazu konfiguriert, den phasengetasteten Burst des Lasers 104 zu steuern. Der digitale Steuerungsaspekt der Schnittstelle 119 wendet die an das Treibermodul 102 und an die RX-Schaltungsanordnung des ASIC 115 gesendete Phasencodierung an. Die Schnittstelle kann auch dazu konfiguriert sein, die Phasencodierung zufällig aus einer Auswahl von Codes auszuwählen, um das Risiko von Interferenzen mit anderen Lidar-Systemen zu minimieren.
Die vorliegende Offenbarung stellt ein Lidar-System mit einer Übertragungslichtsignal-TX-Architektur bereit, die einen phasengetasteten Mehrfachpuls-Burst für den Laser TX bereitstellt, bei dem die Phasencodierung so ausgewählt ist, dass die Anstiegsrate einer Autokorrelation mit dem empfangenen Lichtsignal RX maximiert wird. Bei speziellen Beispielen ist die Codierung ein Barker-Code oder ein anderer ähnlicher Code, der die Anstiegsrate verbessert, indem er eine Unterdrückung von Autokorrelationsnebenkeulen im Vergleich zu der Spitze erzeugt. Diese Verwendung eines phasengetasteten Bursts ermöglicht eine Reduzierung der TX-Laser-Spitzenleistung, wodurch die Komplexität des Lidar-Systems durch Nutzung des verfügbaren augensicheren Energieniveaus erheblich reduziert wird, was dann zu einer Reduzierung der Systemkosten führt. Die hier offenbarte TX-Architektur vermeidet oder minimiert auch eine Interferenz mit Lidars anderer Fahrzeuge durch zufälliges Auswählen der TX-Phasentastung aus einem Pool von Phasentastungen, alle mit optimierter Autokorrelationsanstiegsrate, jedes Mal, wenn das Lidar eine TX- und RX-Operation ausführt, um eine TOF und Intensität zu messen.
Die vorliegende Offenbarung stellt auch ein Lidar-System mit einer Empfangslichtsignal-RX-Architektur bereit, die ein Stromdomänen-Analog-Frontend anstelle eines herkömmlichen Transimpedanzverstärkers (TIA) verwendet. Dieses Merkmal ermöglicht die Verwendung eines Stromspiegels zum Kopieren des Signals von den Fotodetektoren zur parallelen Intensitätsmessung. Die Verwendung des phasengetasteten TX-Bursts für die kreuzkorrelationsbasierte TOF-Messung befreit das System von der Amplitudenmessung für die TOF, die für frühere Lidar-Systeme erforderlich ist. Bei einem Aspekt verwendet die Bitstromdomänenkreuzkorrelation ein XOR-Gatter als Multiplikator. Die RX-Architektur der vorliegenden Offenbarung sieht parallele Pfade zum Messen einer TOF und Intensität vor. Bei einem Ansatz wird ein progressiver Hereinzoom-Pfad mit einem ADC versehen, der zwischen einem Differenzierer mit geschaltetem Kondensator und einem folgenden digitalen Integrator eingebettet ist, wodurch ein hybrides (analoges/digitales) Rechteckimpulsantwortfilter gebildet wird, dessen Breite an die TX-Burst-Länge angepasst ist. Das Hereinzoomen erfolgt rechtzeitig, da die Signalamplitude eine Funktion der Entfernung (TOF) ist, so dass ein ADC mit niedrigerer Auflösung mit einer vorhergehenden Verstärkung verwendet werden kann, der hereinzoomt, bis die Reflexion eintrifft. Bei einem anderen Ansatz werden zwei parallele Pfade bereitgestellt, die bezüglich der Entfernung logarithmisch beabstandet sind, wie etwa ein Pfad von 2 bis 20 m und ein anderer Pfad von 20 m bis 200 m. Das Frontend bei diesem Ansatz ist ein analoger Kreuzkorrelator, der die phasengetastete TX-Impulsantwort durch eine Bank von Frontend-Kondensatoren, die als Speicher verwendet werden (Verzögerung und Multiplikation in Kreuzkorrelation), mit einem Barrel-Shift-Abtast-und-Halte-Vorgang und einer Ladungssummation (Summation in Kreuzkorrelation) korreliert. Dem Ausgang des Ladungssummationsverstärkers folgt ein Spitzendetektor, der den analogen Betrag der Kreuzkorrelationsfunktion detektiert, der dann ein durch einen einfachen ADC zu digitalisierender DC-Wert ist. Bei einer Variante wird ein einzelner ADC zwischen den zwei logarithmisch beabstandeten Signalpfaden geteilt, wobei TOF-Informationen verwendet werden, um auszuwählen, welche Spitzendetektorausgabe des analogen Pfads digitalisiert werden soll. Ein einfacher Komparator nach dem Spitzendetektor kann die Spitze einer analogen Kreuzkorrelationsfunktion detektieren, was in Kombination mit einem einfachen Zähler als Redundanz zu dem auf einer Einzelbit-Kreuzkorrelation basierenden Präzisions-TOF-Kanal verwendet werden kann, um die Wahrscheinlichkeit einer Fehldetektion zu verringern.
Allgemein ausgedrückt stellt die Offenbarung Systeme und Verfahren für ein Direkt-Laufzeit(TOF)-Kraftfahrzeug-Lidar-System bereit, das Lineardetektoren, wie etwa die Lawinenfotodiode (APD), PIN-Dioden oder Siliciumfotovervielfacher, verwendet. Ein phasencodierter Laser-Burst aus mehreren Pulsen ist das Übertragungssignal, das sich von der Einzelpulsübertragung unterscheidet, die in den Systemen nach dem Stand der Technik verwendet wird. Der Empfangspfad bindet dann einen überabgetasteten Einzelbit-Analog-Digital-Umsetzer (ADC) ein, der in ein Stromdomänen-Analog-Frontend (AFE) eingebettet ist, dem dann eine Kreuzkorrelationsfunktion folgt. Diese korreliert die Bitstromrepräsentation des Lidar-Empfangssignals RX mit der übertragenen Phasentastung von dem TX-Pfad, um die TOF durch Kreuzkorrelationsspitzendetektion zu bestimmen. Es ist ein paralleler Signalpfad bereitgestellt, der die gleichzeitige Messung der TOF und der Intensität des reflektierten Lasers durchführen kann.
Ein Vorteil der hier offenbarten Systeme und Verfahren besteht darin, dass sie kostengünstigere und weniger komplexe Kraftfahrzeug-Lidar-Systeme ermöglichen, die die erwarteten Leistungsfähigkeitsanforderungen erfüllen. Die gleichen Verfahren können jedoch auch auf andere Leistungsfähigkeitsniveaus für Lidar-Systeme angewandt werden, die für Industrie- oder Verbraucheranwendungen (autonome Roboter, Industriemaschinen mit der Notwendigkeit einer Objektvermeidung oder autonomer Bewegung, Innenüberwachung, 3D-Bildgebung für Verbraucherprodukte usw.) geeignet sind.
Diese Offenbarung sollte als veranschaulichend und nicht als hinsichtlich des Wesens beschränkend betrachtet werden. Es versteht sich, dass nur gewisse Ausführungsformen präsentiert wurden und dass alle Änderungen, Modifikationen und weiteren Anwendungen, die in das Wesen der Offenbarung fallen, geschützt werden sollen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 62624185 [0001]

Claims

Light-Detection-And-Ranging(Lidar)-System, das Folgendes umfasst: eine Lichtübertragungskomponente zum Übertragen von TX-Licht zu einem Objekt oder einer Szene, wobei die Lichtübertragungskomponente Folgendes beinhaltet: eine Lichtquelle; einen Treiber zum Aktivieren der Lichtquelle; und einen Phasengetasteter-Burst-Mustergenerator, der mit dem Treiber gekoppelt ist und dazu funktionsfähig ist, eine phasencodierte Tastung auf den Treiber zum Aktivieren der Lichtquelle in einer Reihe von Ein/Aus-Pulsen anzuwenden; und eine Lichtempfangskomponente zum Empfangen von Ein/Aus-Pulsen von RX-Licht, das von dem Objekt oder der Szene reflektiert wird, wobei die Lichtempfangskomponente Folgendes beinhaltet: einen Lichtdetektor, der dazu funktionsfähig ist, ein Signal als Reaktion auf das Detektieren des RX-Lichts zu erzeugen; einen Laufzeitschaltkreis, der mit dem Lichtdetektor assoziiert ist und Folgendes beinhaltet: einen Komparator, der das Signal von dem Lichtdetektor empfängt und dazu konfiguriert ist, einen Bitstrom zu erzeugen, der den Ein/Aus-Pulsen des RX-Lichts entspricht; einen Kreuzkorrelator, der die phasencodierte Tastung und das Signal von dem Komparator empfängt und dazu funktionsfähig ist, die Kreuzkorrelation zwischen der phasencodierten Tastung und dem Signal von dem Komparator zu bestimmen und ein Ausgabesignal bereitzustellen, das die Kreuzkorrelationsfunktion angibt; einen Spitzendetektor, der das Ausgabesignal von dem Kreuzkorrelator empfängt und dazu funktionsfähig ist, die Spitze der Kreuzkorrelationsfunktion zu bestimmen und ein Laufzeitsignal zu erzeugen, das die Zeit zwischen der Übertragung des TX-Lichts und der Spitze der Kreuzkorrelationsfunktion angibt.
Lidar-System nach Anspruch 1, wobei die phasencodierte Tastung aus Codes ausgewählt ist, die ein hohes Autokorrelationsspitze-Nebenkeulen-Verhältnis oder eine hohe Anstiegsrate in der Nähe der Spitze aufweisen.
Lidar-System nach Anspruch 1, wobei der Phasengetasteter-Burst-Mustergenerator dazu funktionsfähig ist, aus einer Vielzahl von Codes für die phasencodierte Tastung auszuwählen.
Lidar-System nach Anspruch 3, wobei der Phasengetasteter-Burst-Mustergenerator dazu funktionsfähig ist, zufällig aus den mehreren Codes für die phasencodierte Tastung auszuwählen.
Lidar-System nach Anspruch 1, das ferner Folgendes umfasst: den Lichtdetektor, der dazu konfiguriert ist, ein Stromsignal als Reaktion auf das Detektieren des RX-Lichts zu erzeugen; ein Stromdomänen-Analog-Frontend (AFE), das das Stromsignal von dem Lichtdetektor empfängt, wobei das AFE einen Stromspiegel mit zwei Ausgängen beinhaltet, wobei einer der Ausgänge mit dem Komparator verbunden ist, um das Signal von dem Lichtdetektor an den Komparator zu liefern; und einen Messschaltkreis, der mit dem anderen der beiden Ausgänge des AFE verbunden ist, wobei der Messschaltkreis dazu konfiguriert ist, den Betrag des Stromsignals von dem Lichtdetektor zu messen, und dazu funktionsfähig ist, ein Ausgabesignal bereitzustellen, das die Intensität des von dem Lichtdetektor empfangenen RX-Lichts angibt.
Lidar-System nach Anspruch 5, wobei das AFE ferner ein Filter zwischen dem Lichtdetektor und dem Stromspiegel beinhaltet.
Lidar-System nach Anspruch 6, wobei das Filter dazu konfiguriert ist, einen DC-Strom am Passieren zu dem Stromspiegel zu hindern.
Lidar-System nach Anspruch 5, wobei der Messschaltkreis Folgendes beinhaltet: einen analogen Differenzierer, der das Stromsignal von dem Lichtdetektor empfängt; einen Analog-Digital-Umsetzer (ADC), der eine analoge Ausgabe des Differenzierers in ein digitales Signal umwandelt; und einen digitalen Integrator, der das digitale Signal empfängt.
Lidar-System nach Anspruch 8, wobei: die Reihe von Ein/Aus-Pulsen der Lichtquelle eine Sequenz einer vorbestimmten Anzahl an Pulsen definiert; und der analoge Differenzierer mehrere geschaltete Kondensatoren beinhaltet, die sequentiell mit dem Stromsignal mit einer Abtast-und-Halte-Frequenz arbeiten, wobei die mehreren geschalteten Kondensatoren einer mehr als die Anzahl an Pulsen sind.
Lidar-System nach Anspruch 8, wobei der ADC einen Sigma-Delta-Modulator und ein Tiefpassfilter beinhaltet.
Lidar-System nach Anspruch 5, wobei der Messschaltkreis Folgendes beinhaltet: ein analoges Schieberegister, das das Stromsignal von dem Lichtdetektor empfängt; einen Summationsverstärker, der die Ausgabe von dem analogen Schieberegister empfängt; einen Spitzendetektor, der dazu funktionsfähig ist, die Spitze der Ausgabe des Summationsverstärkers zu detektieren; und einen Analog-Digital-Umsetzer, der das Ausgabesignal bereitstellt, das die Intensität des von dem Lichtdetektor empfangenen RX-Lichts angibt.
Lidar-System nach Anspruch 11, wobei: die Reihe von Ein/Aus-Pulsen der Lichtquelle eine Sequenz einer vorbestimmten Anzahl an Pulsen definiert; und das analoge Schieberegister mehrere geschaltete Kondensatoren und eine ähnliche Mehrzahl an Abtast-und-Halte-Pufferverstärkern beinhaltet, die einer mehr als die doppelte vorbestimmte Anzahl an Pulsen sind.
Lidar-System nach Anspruch 12, wobei das analoge Schieberegister einen Barrel-Shift-Multiplexerselektor beinhaltet, der dazu funktionsfähig ist, unter den mehreren geschalteten Kondensatoren auszuwählen, die durch das Stromsignal von dem Lichtdetektor geladen werden sollen.
Lidar-System nach Anspruch 1, wobei der Lichtdetektor eine Lawinenfotodiode oder eine PIN-Diode ist.
Lidar-System nach Anspruch 1, wobei: der Lichtdetektor mehrere Fotodetektoren beinhaltet; und jeder der mehreren Fotodetektoren einen assoziierten Laufzeitschaltkreis aufweist.