DE112011104692T5 - Vorrichtung und Verfahren zur adaptiven I/Q-Asymmetriekompensation - Google Patents

Vorrichtung und Verfahren zur adaptiven I/Q-Asymmetriekompensation Download PDF

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Abstract

Offenbart wird ein I/Q-Asymmetriekompensationsblock (300) eines RF-Empfängers zum Kompensieren einer Asymmetrie zwischen einer gleichphasigen Komponente und einer Quadraturkomponente eines RF-Signals. Der Kompensationsblock weist einen Konjugationsblock (310); einen adaptiven begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter (320); und einen Addierer (330) auf. Der Filter benutzt Filterkoeffizienten, die wenigstens teilweise in Reaktion auf ein kompensiertes Digitalsignal iterativ aktualisiert werden. Der Filter kann eine komplexe Zahl für wenigstens eine, aber nicht alle Filteranzapfungen, und reelle Zahlen für andere Filteranzapfungen aufweisen. An den Filter können Anpassungsschrittgrößen bereitgestellt werden, die von Filteranzapfung zu Filteranzapfung unterschiedlich sind. An den Filter können auch Anpassungsschrittgröße(n) bereitgestellt werden, die im Zeitverlauf variieren. An den Filter können auch Anpassungsschrittgröße(n) bereitgestellt werden, die durch die Quadratnorm des kompensierten Signals geteilt werden.

Description

  • HINTERGRUND
  • Gebiet
  • Ausführungsformen der Erfindung betreffen elektronische Vorrichtungen und insbesondere in einer oder mehreren Ausführungsformen Funkfrequenzempfänger.
  • Beschreibung des Stands der Technik
  • Viele elektronische Systeme nutzen Funkfrequenz-(RF-)Signale. Solche elektronischen Systeme können einen RF-Empfänger aufweisen, der ein drahtloses oder drahtgebundenes Signal (zum Beispiel ein Funkfrequenzsignal) verarbeitet, das über ein drahtloses Medium wie etwa Luft oder über einen Draht wie etwa ein Kupferkabel empfangen wird. Ein RF-Empfänger kann verschiedene Bauteile zum Verstärken und/oder Filtern eines RF-Signals aufweisen, um die vom RF-Signal getragenen Originaldaten wiederherzustellen.
  • Bezug nehmend auf 1 soll im Folgenden ein übliches Direktumwandlungsfunkfrequenz-(RF-)Empfängersystem beschrieben werden. Das dargestellte System 100 weist eine Antenne 101, eine Eingangsstufenstruktur 110, ein Eingangszuordnungsnetz 120, einen rauscharmen Verstärker (low noise amplifier, LNA) 130, einen ersten Mischer 140a, einen zweiten Mischer 140b, einen lokalen Oszillator 142, einen Phasenschieber 144, einen ersten Tiefpassfilter (LPF) 150a, einen zweiten Tiefpassfilter 150b, einen ersten Analog-Digital-Wandler (analog-to-digital converter, ADC) 160a, einen zweiten Analog-Digital-Wandler (ADC) 160b, einen adaptiven I/Q-Kompensationsfilter 170, einen Addierer 180 und ein Basisbandmodul 190 auf. Der adaptive I/Q-Kompensationsfilter 170 und der Addierer 180 können im Zusammenhang dieses Dokuments gemeinsam als ein „I/Q-Kompensationsmodul” oder ein „I/Q-Kompensationsblock” bezeichnet werden. In einem Fall, in dem das Empfängersystem zum Verarbeiten eines drahtgebundenen Signals benutzt wird, kann auf die Antenne 101 verzichtet werden.
  • Da zwei Mischer vorliegen, die mit einem Phasenversatz von 90° arbeiten, kann gesagt werden, dass das RF-Empfängersystem 100 „Quadratur”-Empfang nutzt. Das I/Q-Kompensationsmodul kann mit Superüberlagerungsempfängern oder einem beliebigen anderen RF-Empfänger benutzt werden, der Quadraturempfang nutzt, selbst wenn dieser Quadraturbetrieb nur auf einer Stufe des RF-Empfängers stattfindet.
  • Die Antenne 101 ist dazu konfiguriert, ein RF-Signal zu empfangen. Bei der Antenne 101 kann es sich um eine beliebige für den Empfang drahtloser Signale geeignete Antenne handeln. Die Antenne 101 stellt das empfangene drahtlose Signal an die Eingangsstufenstruktur 110 bereit.
  • Die Eingangsstufenstruktur 110 dient dazu, das RF-Signal zu empfangen und zu verarbeiten. Die Eingangsstufenstruktur 110 kann zum Beispiel eine Antennenschnittstellenschaltung zum Bilden einer Schnittstelle zur Antenne 101 und einen Filter (zum Beispiel einen Bandpassfilter) aufweisen, um Signale außerhalb eines interessierenden Signalbands herauszufiltern. Die Eingangsstufenstruktur 110 erzeugt ein erstes verarbeitetes Signal, das als ein Eingang an das Eingangszuordnungsnetz 120 bereitgestellt wird.
  • Das Eingangszuordnungsnetz 120 dient dazu, die Leistungsübertragung von der Eingangsstufenstruktur 110 an den rauscharmen Verstärker 130 zu verbessern und die Signalreflexion vom rauscharmen Verstärker 130 zu reduzieren. Ferner kann das Eingangszuordnungsnetz 120 dazu dienen, die Leistung des rauscharmen Verstärkers 130 zu verbessern. Das Eingangszuordnungsnetz 120 ist dazu konfiguriert, die Impedanz des rauscharmen Verstärkers 130 an die Impedanz der Struktur (zum Beispiel der Eingangsstufenstruktur 110 und der Antenne 101) auf der dem rauscharmen Verstärker 130 gegenüberliegenden Seite des Eingangszuordnungsnetzes 120 anzupassen. Das Eingangszuordnungsnetz 120 empfängt das erste verarbeitete Signal von der Eingangsstufenstruktur 110 und erzeugt ein zweites verarbeitetes Signal z(t), das als ein Eingang an den rauscharmen Verstärker 130 bereitgestellt wird.
  • Der rauscharme Verstärker 130 dient dazu, das zweite verarbeitete Signal z(t) vom Eingangszuordnungsnetz 120 zu verstärken, um ein verstärktes Signal zu erzeugen, und stellt das verstärkte Signal an den ersten und zweiten Mischer 140a, 140b bereit. Der rauscharme Verstärker 130 ist dazu konfiguriert, ein relativ schwaches Signal mit einer Verstärkung zu verstärken, derart, dass die Auswirkung von Rauschen auf nachfolgende Stufen des Empfängersystems 100 reduziert wird.
  • Der erste Mischer 140a dient dazu, das verstärkte Signal vom rauscharmen Verstärker 130 und ein erstes Lokalfrequenzsignal LOI vom Phasenschieber 144 zu mischen, um ein erstes gemischtes Signal zu erzeugen. Das erste gemischte Signal kann die Grundfrequenzen des aktuellen Signals, des ersten Lokalfrequenzsignals, Oberwellen derselben und von Intermodulationsprodukten aufweisen. Der zweite Mischer 140b dient dazu, das verstärkte Signal vom rauscharmen Verstärker 130 und ein zweites Lokalfrequenzsignal LOQ vom Phasenschieber 144 zu mischen, um ein zweites gemischtes Signal zu erzeugen. Das zweite gemischte Signal kann die Grundfrequenzen des aktuellen Signals, des zweiten Lokalfrequenzsignals, Oberwellen derselben und von Intermodulationsprodukten aufweisen.
  • Im dargestellten Beispiel kann das erste Lokalfrequenzsignal LOI dazu benutzt werden, gleichphasige (I) Komponenten des empfangenen Signals zu verarbeiten, während das zweite Lokalfrequenzsignal LOQ dazu benutzt werden kann, Quadratur-(Q-)Komponenten des empfangenen Signals zu verarbeiten. Idealerweise sollten das erste und zweite Lokalfrequenzsignal LOI, LOQ eine Phasendifferenz von 90 Grad zueinander aufweisen. Der Phasenschieber 144 ist dazu konfiguriert, eine solche Phasendifferenz mithilfe eines Lokaloszillationssignals vom lokalen Oszillator 142 zu erzeugen. Diese Komponenten können auch in anderen Arten von RF-Empfängern vorliegen, etwa in Superüberlagerungsempfängern oder Niedrig-IF-Empfängern.
  • Der erste und zweite Tiefpassfilter 150a, 150b dienen jeweils dazu, das erste bzw. zweite gemischte Signal zu filtern, und stellen die gefilterten gemischten Signale jeweils an den ersten bzw. zweiten Analog-Digital-Wandler 160a, 160b bereit. Der erste und zweite Tiefpassfilter 150a, 150b dienen zur Alias-Korrektur und lassen Frequenzen bis zu einer bestimmten Grenzfrequenz durch. Diese Filter blockieren höhere Frequenzen jenseits dieser Grenzfrequenz.
  • Der erste und zweite Analog-Digital-Wandler 160a, 160b dienen dazu, die gefilterten gemischten Signale aus einem Analog- in ein Digitalsignal x[n] umzuwandeln. Der erste Mischer 140a, der erste LPF 150a und der erste ADC 160a bilden einen gleichphasigen oder I-Weg. Der zweite Mischer 140b, der zweite LPF 150b und der zweite ADC 160b bilden einen Quadraturphasen- oder Q-Weg. Der erste und zweite Analog-Digital-Wandler 160a, 160b können das Digitalsignal x[n] als einen Eingang an den adaptiven Filter 170 und den Addierer 180 bereitstellen. Der Ausgang des ersten ADC 160a bildet den reellen Zahlenanteil des Digitalsignals x[n] und der Ausgang des zweiten ADC 160b bildet den imaginären Zahlenanteil des Digitalsignals x[n].
  • Der adaptive Filter 170 ist dazu konfiguriert, ein Kompensationssignal zu erzeugen, um eine Asymmetrie zwischen dem I-Weg und dem Q-Weg zu kompensieren. Eine solche Asymmetrie kann im Zusammenhang dieses Dokuments als „I/Q-Asymmetrie” oder „I/Q-Nichtübereinstimmung” bezeichnet werden und wird an späterer Stelle detailliert beschrieben. Der adaptive Filter 170 kann ein Rückkopplungssignal von dem Addierer 180 und das Digitalsignal x[n] benutzen, um das Kompensationssignal zu erzeugen, das an den Addierer 180 bereitgestellt wird.
  • Der Addierer 180 ist dazu konfiguriert, das Digitalsignal x[n] und das Kompensationssignal zu addieren, und stellt das kompensierte Signal an das Basisbandmodul 190 bereit. Das Basisbandmodul 190 empfängt das kompensierte Signal vom Addierer 180 und führt eine Digitalsignalverarbeitung am Signal durch. Die Digitalsignalverarbeitung kann zum Beispiel Demultiplexing und Decodierung einschließen.
  • In einem RF-Empfänger wie etwa einem Direktumwandlungsempfänger tritt I/Q-Asymmetrie zum Beispiel dann auf, wenn die Transferfunktion des I-Wegs des Empfängers von der des Q-Wegs des Empfängers abweicht, und/oder wenn das Phasenverhältnis zwischen den zwei Wegen nicht genau 90 Grad ist. Eine solche Asymmetrie tritt aufgrund von Unvollkommenheiten und Schwankungen der analogen Bauteile eines RF-Empfängers, etwa der Filter, Mischer, Verstärker und ADCs, auf. Zu Quellen solcher Asymmetrien gehören, ohne darauf beschränkt zu sein, Verstärkungs- und Phasennichtübereinstimmung der Mischer, Frequenzantworten der Tiefpassfilter, Verstärkung und Versatz von ADCs, ADC-Taktungs-Nichtübereinstimmung und eine nicht-lineare I/Q-Asymmetrie. I/Q-Asymmetrie ist bei Verwendung von Analogschaltungsimplementierungen des Stands der Technik typischerweise nicht zu verhindern.
  • I/Q-Asymmetrie kann sich negativ auf die Leistung eines RF-Empfängers auswirken. Zum Beispiel kann I/Q-Asymmetrie das Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis (image rejection ratio, IRR) eines RF-Empfängers auf beispielsweise bis zu 20–40 dB senken, was zu Nebensignaleffekten oder Interferenzen zwischen Spiegelfrequenzen führt. Auf diese Weise reduziert die I/Q-Asymmetrie das Signal-Rausch-Verhältnis des Empfängers 100 und erhöht die Anzahl der Bitfehler für eine jeweilige Datenrate. Daher muss die I/Q-Asymmetrie reduziert oder aufgehoben werden.
  • I/Q-Asymmetrie kann ein unerwünschtes Spiegelsignal erzeugen, das in das interessierende Band fällt. Der Begriff „Spiegelsignal” bezeichnet ein unerwünschtes Signal auf Frequenzen, die von dem gewünschten Eingangssignal belegt werden. I/Q-Asymmetrie ist eine potenzielle Störungsquelle für den korrekten Empfang. Der Begriff „Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis” ist ein Maßstab der Spiegelstärke relativ zum gewünschten Signal und kann ein Verhältnis von (a) der Leistung des gewünschten Signals zur (b) Leistung des Spiegelsignals sein. Das Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis wird normalerweise in Dezibel (dB) ausgedrückt. Eine gewünschte IRR-Leistung kann beispielsweise in Kabelmodemanwendungen, bei denen das gewünschte Basisbandsignal 50–70 MHz an Bandbreite einnimmt, wenigstens 45 dB sein.
  • Es gab verschiedene Versuche, I/Q-Asymmetrie von RF-Empfängern zu reduzieren oder zu eliminieren. Unter anderem wurden Digitalsignalverarbeitungsverfahren benutzt, um die I/Q-Asymmetrie zu reduzieren. Einige dieser Verfahren konzentrieren sich auf die frequenzunabhängige I/Q-Asymmetriekompensation in bestimmten Architekturen und gehen von bestimmten Modulationssystemen aus, die gegebenenfalls mit einigen bekannten Pilot- oder Einlerndaten kombiniert werden. Andere Verfahren versuchen, frequenzabhängige Asymmetrien zu kompensieren und gehen von bekannten Pilotdaten aus oder nutzen Prinzipien der Interferenzauslöschung (interference cancellation, IC) oder der Blindsignaltrennung (blind signal separation, BSS).
  • Unter den Verfahren zur frequenzabhängigen I/Q-Asymmetriekompensation präsentieren Anttila et al., „Circularity-Based I/Q Imbalance Compensation in Wideband Direct-Conversion Receivers", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Bd. 57, Nr. 4, S. 2099–2113 (Juli 2008), eine blinde (nicht datengestützte) zirkularitätsbasierte Kompensation frequenzabhängiger I/Q-Asymmetrien in RF-Empfängern.
  • Bezug nehmend auf 2A wird im Folgenden ein von Anttila et al. offenbartes I/Q-Kompensationsmodul beschrieben. Das dargestellte I/Q-Kompensationsmodul 200 weist einen ersten Knoten 201, einen zweiten Knoten 202, einen komplexen Konjugationsblock 210, einen adaptiven Filter 220, ein Verzögerungselement 225, einen Filteranpassungsblock 227 und einen Addierer 230 auf. Ein Digitalsignal x[n] wird vom I- und Q-Weg eines Empfängers, etwa dem I- und Q-Weg aus 1, an den ersten Knoten 201 bereitgestellt. Das Digitalsignal x[n] wird an den Addierer 230 und den Konjugationsblock 210 bereitgestellt.
  • Im Zusammenhang dieses Dokuments bezeichnet „n” einen Diskretzeitindex, wobei das Zeitintervall zwischen Indizes anhand der Abtastungsrate ermittelt werden kann. Im Zusammenhang dieses Dokuments wird eine Diskretzeitsequenz von Abtastungen „x” als „x[n]” bezeichnet. Zur einfacheren Darstellung kann „x[n]” auch den Wert der Sequenz „x” am Zeitindex „n” bezeichnen. Fettgedruckte Vektoren wie etwa xn werden zur Bezeichnung des Vektors an Zeitindex „n” verwendet.
  • Der Konjugationsblock 210 ist dazu konfiguriert, die Polarität des imaginären Zahlenanteils des Digitalsignals x[n] zu ändern und auf diese Weise ein komplexes Konjugiertensignal x*[n] des Digitalsignals x[n] zu erzeugen. Das Digitalsignal x[n] kann beispielsweise eine Folge komplexer Zahlen sein. So soll als Beispiel eine Abtastung in der Folge als a + jb ausgedrückt werden, wobei a der reelle Zahlenanteil ist, jb der imaginäre Zahlenanteil ist und j der Quadratwurzel von –1 entspricht. Die komplexe Konjugierte x*[n] weist den gleichen reellen Anteil und einen imaginären Anteil von gleicher Größe, aber entgegengesetztem Vorzeichen auf. Im Beispiel oben kann die komplexe Konjugierte als a – jb ausgedrückt werden.
  • Der adaptive Filter 220 kann ein begrenzter Impulsantwort-(finite impulse response, FIR)-Filter sein, dessen Koeffizienten am Zeitindex „n” als der Vektor wn ausgedrückt werden können. Der FIR-Filter ist eine Art Diskretzeitfilter. Der FIR-Filter kann eine digitale Ausgangssequenz v[n] erzeugen, wie sie durch Gleichung 1 unten ausgedrückt ist. v[n] = wn[0]x[n – N + 1] + wn[1]x[n – N] + ... + wn[i]x[n – N + i] + ... + wn[N – 1]x[n] Gleichung 1
  • In Gleichung 1 ist die Variable x[n] das Eingangssignal und die Variable v[n] das Ausgangssignal. Gewichtungen wn[i], (i = 0, 1, 2, ..., N – 1) sind Filterkoeffizienten zum Zeitpunkt „n”, die auch als Anzapfgewichtungen bezeichnet werden. N ist die Filterordnung oder -länge, und ein Filter der (N + 1)-ten Ordnung weist N Terme auf, die jeweils als eine Anzapfung bezeichnet werden können. Die Gewichtung wn[0] beispielsweise kann als eine erste Anzapfung zum Zeitpunkt „n” bezeichnet werden, was einer nicht verzögerten Anzapfung entsprechen kann. Die Gewichtung wn[1] kann als eine zweite Anzapfung bezeichnet werden. wn[N – 1] kann als eine N-te Anzapfung bezeichnet werden.
  • Der Adaptationsfilter 220 empfängt über das Verzögerungselement 225 und den Filteranpassungsblock 227 ein Rückkopplungssignal λyny[n] vom Addierer 230. Im dargestellten Beispiel wird ein Ausgangssignal y[n] vom Addierer 230 von dem Verzögerungselement 225 verzögert. Die Verzögerungsmenge durch das Verzögerungselement 225 kann wenigstens eine Abtastung sein. Das verzögerte Ausgangssignal wird an den Filteranpassungsblock 227 bereitgestellt, der das Rückkopplungssignal λyny[n] erzeugt. Das Rückkopplungssignal λyny[n] wird von dem adaptiven Filter 220 dazu benutzt, ein Kompensationssignal zu erzeugen, das am Addierer 230 zum Eingangssignal x[n] hinzugefügt wird, um I/Q-Asymmetrie aufzuheben oder zu reduzieren.
  • Der adaptive Filter 220 ist dazu konfiguriert, mit dem adaptiven Filtersignal wn eine komplexen Faltungsoperation (*) am Konjugiertensignal x*[n] durchzuführen, um ein als x*[n]·wn ausgedrücktes Kompensationssignal zu erzeugen. Die Faltungsoperation kann als die Summe des Produkts der zwei Sequenzen berechnet werden, nachdem eine umgekehrt und auf der Zeitachse verschoben wurde. Der adaptive Filter wn kann iterativ aktualisiert werden, wie in Gleichung 2 unten. wn+1 = wn – λyny[n] Gleichung 2
  • In Gleichung 2 ist y[n] der kompensierte Signalwert zum Zeitpunkt „n”. Dieser Wert kann als y[n] = x[n] + v[n] = w T / nxn ausgedrückt werden, wobei wn Δ[wn[0], wn[1], wn[2], ..., wn[N – 1]]T den Vektor von Koeffizienten (alternativ „Filterkoeffizienten”) des Kompensators an Zeitindex n bezeichnet, und den Vektor xn Δ[x[n – N + 1], x[n – N], ..., x[n]]T. λ bezeichnet die Anpassungsschrittgröße oder Adaptationsrate und yn Δ[y[n], y[n – 1], ..., y[n – N + 1]]T.
  • Der Addierer 230 addiert das Kompensationssignal zum Digitalsignal x[n] hinzu und stellt das kompensierte Signal y[n] an das Basisbandmodul 190 (1) des Empfängers bereit. Die kompensierte Signalsequenz y[n] wird als ein Rückkopplungssignal durch das Verzögerungselement 225 und den Filteranpassungsblock 227 an den adaptiven Filter 220 bereitgestellt.
  • Das im Beispiel oben beschriebene Verfahren ist für das empfangene Basisbandsignal blind, was nützlich ist, da kein Einlernsignal an den Empfängereingang angelegt zu werden braucht. Das Verfahren ist adaptiv, da es zeitlich variierende Nichtübereinstimmungen berücksichtigt. Das Verfahren ist zudem frequenzselektiv und kann daher für die Korrektur von Breitbandkanälen geeignet sein.
  • Gleichung 2 oben gibt an, dass das Verfahren des blinden (d. h. ohne Kenntnis des Basisbandsignals) und adaptiven Bestimmens von Filterkoeffizienten wn durch Verwendung der Eigenschaft der „Richtigkeit” des Signals erfolgt, das heißt, das Bestimmen, ob y[n] eine richtige Signalsequenz ist, was anzeigt, dass y[n] und y*[n] nicht korreliert sind. Im Verfahren von Anttila et al. ist λ ein fester Einlernkoeffizient, der vom Benutzer ausgewählt wird. Nach der Konvergenz sollte das Signal y[n] in dem in Gleichung 3 ausgedrückten Zustand sein, wobei E einen erwarteten Wertoperator (oder Erwartungsoperator) bezeichnet, der den langfristigen Mittelwert bereitstellt. E[y[n – i], y[n]] = 0, wobei = 0, 1, ... N – 1. Gleichung 3
  • KURZDARSTELLUNG
  • In einer Ausführungsform weist eine Vorrichtung einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter auf, der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignals zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter X Realzahlfilterkoeffizienten und Y Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei Y kleiner als X ist, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst. Die Vorrichtung weist außerdem einen Addierer auf, der dazu konfiguriert ist, eine andere Version des Digitalsignals und eine Version des Kompensationssignals zu summieren, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist. Eine der Versionen des Digitalsignals oder die Version des Kompensationssignals ist jeweils eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals oder eine komplexe Konjugierte des Kompensationssignals, und die übrigen sind nicht die komplexen Konjugierten, wobei der FIR-Filter und der Addierer elektronische Hardware umfassen.
  • In einer anderen Ausführungsform wird ein Verfahren zum Verbessern eines Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisses eines Digitalsignals mit einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenzsignals bereitgestellt. Das Verfahren schließt Folgendes ein: Filtern einer Version des Digitalsignals mit einem begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter zum Erzeugen eines Kompensationssignals, wobei der FIR-Filter X Realzahlfilterkoeffizienten und Y Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei Y kleiner als X ist, wobei das Filtern durch Hardware oder durch von einer Verarbeitungseinheit implementierte Anweisungen implementiert wird. Das Verfahren schließt auch Folgendes ein: Erzeugen einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals; und Summieren einer anderen Version des Digitalsignals und einer Version des Kompensationssignals, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist, wobei eine der Versionen des Digitalsignals und die Version des Kompensationssignals jeweils einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder dem Kompensationssignal entsprechen, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind.
  • In einer weiteren Ausführungsform weist eine Vorrichtung einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter der (N + 1)-ten Ordnung auf, der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignal zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter N Anzapfungen, N Realzahlfilterkoeffizienten und N – 1 oder weniger Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und Quadraturphasekomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst. Die Vorrichtung weist außerdem Mittel zum Erzeugen einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals; und Mittel zum Summieren einer anderen Version des Digitalsignals und einer Version des Kompensationssignals auf, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist. Eine der Versionen des Digitalsignals und die Version des Kompensationssignals entsprechen jeweils einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder einer komplexen Konjugierten des Kompensationssignals, und die übrigen sind nicht die komplexen Konjugierten.
  • In einer weiteren Ausführungsform weist eine Vorrichtung einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter auf, der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignals zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter X Realzahlfilterkoeffizienten und X Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei wenigstens einer, aber nicht alle der Imaginärzahlkoeffizienten 0 ist, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst. Die Vorrichtung weist außerdem einen Addierer auf, der dazu konfiguriert ist, eine andere Version des Digitalsignals und eine Version des Kompensationssignals zu summieren, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist. Eine der Versionen des Digitalsignals oder die Version des Kompensationssignals ist jeweils eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals oder eine komplexe Konjugierte des Kompensationssignals, und die übrigen sind nicht die komplexen Konjugierten, wobei der FIR-Filter und der Addierer elektronische Hardware umfassen.
  • In wieder einer anderen Ausführungsform weist eine Vorrichtung einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter auf, der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignals zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter Filterkoeffizienten aufweist, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst. Die Vorrichtung weist außerdem Folgendes auf: einen Addierer, der dazu konfiguriert ist, eine andere Version des Digitalsignals und eine Version des Kompensationssignals zu summieren, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist; und einen Anpassungsschrittgrößenadapter, um zwei oder mehr unterschiedliche Anpassungsschrittgrößen zum Aktualisieren der Filterkoeffizienten bereitzustellen. Eine der Versionen des Digitalsignals oder die Version des Kompensationssignals ist jeweils eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals oder eine komplexe Konjugierte des Kompensationssignals, und die übrigen sind nicht die komplexen Konjugierten, wobei der FIR-Filter und der Addierer elektronische Hardware umfassen.
  • In wieder einer anderen Ausführungsform weist eine Vorrichtung einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter auf, der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignals zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter Filterkoeffizienten aufweist, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst. Die Vorrichtung weist ferner Folgendes auf: einen Addierer, der dazu konfiguriert ist, eine andere Version des Digitalsignals und eine Version des Kompensationssignals zu summieren, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist; und einen Anpassungsschrittgrößenadapter, um Anpassungsschrittgrößen zum Aktualisieren der Filterkoeffizienten bereitzustellen, wobei der Anpassungsschrittgrößenadapter dazu konfiguriert ist, Anpassungsschrittgrößen für einen oder mehrere der Filterkoeffizienten im Zeitverlauf zu variieren. Eine der Versionen des Digitalsignals oder die Version des Kompensationssignals ist jeweils eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals oder eine komplexe Konjugierte des Kompensationssignals, und die übrigen sind nicht die komplexen Konjugierten, wobei der FIR-Filter und der Addierer elektronische Hardware umfassen.
  • In wieder einer anderen Ausführungsform weist eine Vorrichtung einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter auf, der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignals zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter Filterkoeffizienten aufweist, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst. Die Vorrichtung weist außerdem Folgendes auf: einen Addierer, der dazu konfiguriert ist, eine andere Version des Digitalsignals und eine Version des Kompensationssignals zu summieren, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist; und einen Anpassungsschrittgrößenadapter, um Anpassungsschrittgrößen zum Aktualisieren der Filterkoeffizienten bereitzustellen, wobei der Anpassungsschrittgrößenadapter dazu konfiguriert ist, Anpassungsschrittgrößen für einen oder mehrere der Filterkoeffizienten durch die Quadratnorm des symmetrischen Digitalsignals zu teilen. Eine der Versionen des Digitalsignals oder die Version des Kompensationssignals ist jeweils eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals oder eine komplexe Konjugierte des Kompensationssignals, und die übrigen sind nicht die komplexen Konjugierten, wobei der FIR-Filter und der Addierer elektronische Hardware umfassen.
  • In einer weiteren Ausführungsform wird ein Verfahren zum Verbessern eines Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisses eines Digitalsignals mit einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenzsignals bereitgestellt. Das Verfahren schließt Folgendes ein: Filtern einer Version des Digitalsignals mit einem begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter mit Filterkoeffizienten, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei das Filtern durch Hardware oder durch von einer Verarbeitungseinheit implementierte Anweisungen implementiert wird; Erzeugen einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals; und Summieren einer anderen Version des Digitalsignals und einer Version des Kompensationssignals, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist, wobei eine der Versionen des Digitalsignals und die Version des Kompensationssignals jeweils einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder dem Kompensationssignal entsprechen, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind. Das Verfahren schließt außerdem Folgendes ein: Erzeugen eines Rückkopplungssignals durch Multiplizieren der Korrelation des symmetrischen Digitalsignals mit zwei oder mehr unterschiedlichen Anpassungsschrittgrößen für die Filterkoeffizienten; und Bestimmen der Filterkoeffizienten mithilfe des Rückkopplungssignals.
  • In einer weiteren Ausführungsform wird ein Verfahren zum Verbessern eines Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisses eines Digitalsignals mit einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenzsignals bereitgestellt. Das Verfahren schließt Folgendes ein: Filtern einer Version des Digitalsignals mit einem begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter mit Filterkoeffizienten, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei das Filtern durch Hardware oder durch von einer Verarbeitungseinheit implementierte Anweisungen implementiert wird; Erzeugen einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals; und Summieren einer anderen Version des Digitalsignals und einer Version des Kompensationssignals, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist, wobei eine der Versionen des Digitalsignals und die Version des Kompensationssignals jeweils einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals entsprechen, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind. Das Verfahren schließt außerdem Folgendes ein: Erzeugen eines Rückkopplungssignals durch Multiplizieren der Korrelation des symmetrischen Digitalsignals mit einer oder mehr Anpassungsschrittgrößen für die Filterkoeffizienten; wobei wenigstens eine der Anpassungsschrittgrößen im Zeitverlauf variiert wird; und Bestimmen der Filterkoeffizienten mithilfe des Rückkopplungssignals.
  • In einer weiteren Ausführungsform wird ein Verfahren zum Verbessern eines Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisses eines Digitalsignals mit einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenzsignals bereitgestellt. Das Verfahren schließt Folgendes ein: Filtern einer Version des Digitalsignals mit einem begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter mit Filterkoeffizienten, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei das Filtern durch Hardware oder durch von einer Verarbeitungseinheit implementierte Anweisungen implementiert wird; Erzeugen einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals; und Summieren einer anderen Version des Digitalsignals und einer Version des Kompensationssignals, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist, wobei eine der Versionen des Digitalsignals und die Version des Kompensationssignals jeweils einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals entsprechen, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind. Das Verfahren schließt außerdem Folgendes ein: Erzeugen eines Rückkopplungssignals durch Multiplizieren der Korrelation des symmetrischen Digitalsignals mit einer oder mehr Anpassungsschrittgrößen für die Filterkoeffizienten, wobei die eine oder mehreren Anpassungsschrittgrößen durch die Quadratnorm des symmetrischen Digitalsignals geteilt werden; und Bestimmen der Filterkoeffizienten mithilfe des Rückkopplungssignals.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen üblichen Funkfrequenz-(RF-)Empfänger darstellt.
  • 2A ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein übliches I/Q-Asymmetriekompensationsmodul darstellt.
  • 2B ist ein Graph von Impulsantworten der I/Q-Asymmetrie, die von dem adaptiven Filter aus 2A erlangt wurden.
  • 3 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul gemäß einer Ausführungsform darstellt.
  • 4A ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul gemäß einer weiteren Ausführungsform darstellt.
  • 4B ist ein Ablaufdiagramm, das ein Verfahren zum Erzeugen variabler Anpassungsschrittgrößen gemäß einer Ausführungsform darstellt.
  • 5 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul gemäß einer weiteren Ausführungsform darstellt.
  • 6 ist ein Graph, der die Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisleistung eines RF-Empfängers ohne I/Q-Asymmetriekompensation zeigt.
  • 7 ist ein Graph, der die Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisleistung eines üblichen I/Q-Asymmetriekompensationsmoduls und eines I/Q-Asymmetriekompensationsmoduls gemäß einer Ausführungsform zeigt.
  • 8 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul gemäß einer weiteren Ausführungsform darstellt.
  • 9 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul gemäß einer weiteren Ausführungsform darstellt.
  • 10 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul gemäß einer weiteren Ausführungsform darstellt.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Die folgende detaillierte Beschreibung bestimmter Ausführungsformen liefert verschiedene Beschreibungen spezifischer Ausführungsformen der Erfindung. Die Erfindung kann jedoch auf vielerlei Weise ausgeführt werden, wie es in den Ansprüchen definiert ist und durch diese abgedeckt wird. In dieser Beschreibung wird auf die Zeichnungen Bezug genommen, wobei gleiche Bezugszeichen auf identische oder in ihrer Funktion ähnliche Elemente hinweisen.
  • Verbesserter adaptiver Filter durch Modellreduzierungsverfahren
  • In Verbindung mit dem oben beschriebenen Verfahren von Anttila et al. ist das momentane Produkt y[n]y[n] eine Schätzung der Korrelationsstärke und damit eine Schätzung der Stärke der Spiegelung y*[n], die in y[n] vorliegt. Das Verfahren passt den Koeffizienten wn iterativ an, um das Spiegelsignal auf 0 zu treiben. Da diese Iterationen nicht sofort stattfinden können, liegt eine Anpassungsperiode vor, die als „Konvergenzzeit” bezeichnet wird.
  • Anttila, et al. erlangten etwa 40–55 dB an Asymmetrieunterdrückung an einem 10-MHz-Empfänger. Die Anmelderin hat jedoch erkannt, dass das Verfahren bei Breitbandempfängern (beispielsweise RF-Empfängern mit 50–100 MHz Bandbreite) mit schwerer I/Q-Asymmetrie nicht nur langsam konvergiert, sondern auch nach der Konvergenz kein minimales gewünschtes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis zeigt (zum Beispiel wenigstens etwa 45 dB). Darüber hinaus ist das Verfahren von Anttila rechnerisch aufwändig.
  • In einer Ausführungsform ist der Kompensationsfilter so nah wie möglich an der Impulsantwort der I/Q-Asymmetrie modelliert. Obwohl die Asymmetrie typischerweise vor dem Auftreten der tatsächlichen Asymmetrie im Empfänger nicht bekannt sein oder angenommen werden kann, hat die Anmelderin bestimmte allgemeine Muster erkannt. Wenn die analogen Tiefpassfilter allpolig ausgelegt sind (zum Beispiel Butterworth-Filter oder Chebyshev-Filter), ist der imaginäre Teil der I/Q-Asymmetrie typischerweise im Verhältnis zu den reellen Teilen der Antwort vernachlässigbar klein. Typischerweise ist die einzige Ausnahme an der ersten Anzapfung (n = 0), an der der imaginäre Teil der Antwort relativ signifikant ist.
  • Ein Beispiel eines solchen Musters ist in 2B gezeigt, die Beispiele von Filterkoeffizienten darstellt. In 2B beträgt die komplexe Zahl an einer ersten Anzapfung (n = 0) etwa –0,053 – j0,044, das heißt, der reelle Teil der komplexen Zahl ist etwa -,053, und der imaginäre Teil der komplexen Zahl ist -,044. Bei n = 1 ist die komplexe Zahl etwa –0,042 + j0. Bei n = 2 ist die komplexe Zahl etwa –0,009 + j0. Bei n = 3 ist die komplexe Zahl etwa 0,01 + j0. Bei n = 4 ist die komplexe Zahl etwa 0,007 + j0. Bei n = 5 ist die komplexe Zahl etwa –0,003 + j0. Bei n = 6 ist die komplexe Zahl etwa –0,005 + j0. Bei n = 7 ist die komplexe Zahl etwa –0,001 + j0. Bei n = 8 ist die komplexe Zahl etwa 0,003 + j0. Bei n = 9 ist die komplexe Zahl etwa 0,001 + j0. Bei n = 10 ist die komplexe Zahl etwa –0,001 + j0. Die komplexe Zahl konvergiert ungefähr bei n = 16 zu 0 + j0. Ein Fachmann wird verstehen, dass tatsächliche Werte der Anzapfungen von Chip zu Chip stark variieren können, obwohl sie das oben beschriebene Muster aufweisen.
  • Angesichts des genannten Musters wird in einer Ausführungsform ein adaptiver begrenzter Impulsantwortfilter offenbart, wobei nur die erste Anzapfung des Filters eine komplexe Zahl ist, während die übrigen Anzapfungen des Filters rein reelle Zahlen sind. Im Allgemeinen weist ein Filter der N-ten Ordnung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung N + 1 Anzapfungen und N + 1 Realzahlkoeffizienten und weniger als N + 1 Imaginärzahlkoeffizienten auf. Alternativ wird ein FIR-Filter benutzt, der mehr Realzahlkoeffizienten als Imaginärzahlkoeffizienten aufweist. Zum Beispiel sind nur die erste Anzapfung und einige unmittelbar darauf folgende Anzapfungen des Filters komplexe Zahlen, und die übrigen Anzapfungen des Filters sind rein reelle Zahlen. Vorteilhafterweise beschleunigen diese Konfigurationen die Konvergenz und reduzieren außerdem die Komplexität des Filters. Im Zusammenhang dieses Dokuments können diese Konfigurationen als „Modellreduzierungsverfahren” bezeichnet werden.
  • Bezug nehmend auf 3 soll nun ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul gemäß einer Ausführungsform beschrieben werden. Das dargestellte I/Q-Asymmetriekompensationsmodul 300 weist einen ersten Knoten 301, einen zweiten Knoten 302, einen komplexen Konjugationsblock 310, einen adaptiven Filter 320, ein Verzögerungselement 325, einen Filteranpassungsblock 327 und einen Addierer 330 auf. In einer Ausführungsform können der Konjugationsblock 310, der adaptive Filter 320, das Verzögerungselement 325, der Filteranpassungsblock 327 und der Addierer 330 jeweils in Firmware oder Hardware implementiert sein. Der Konjugationsblock 310, der adaptive Filter 320 und der Addierer 330 können in Echtzeit arbeiten. Das Verzögerungselement 325 und der Filteranpassungsblock 327 können in Echtzeit arbeiten. Der Filteranpassungsblock 327 kann jedoch eine gewisse Latenz aufweisen, d. h. es kann einige Abtastungstaktintervalle bis zum Berechnen der ersten Ausgangsabtastung dauern. Jede ausgegebene Abtastung nach der ersten Abtastung kann allerdings zu einem Abtastungstaktintervall stattfinden.
  • Ein komplexes Digitalsignal x[n] wird vom I- und Q-Weg eines Empfängers, etwa dem I- und Q-Weg aus 1, an den ersten Knoten 301 bereitgestellt. Das Digitalsignal x[n] wird an den Addierer 330 und den Konjugationsblock 310 bereitgestellt. Andere Einzelheiten des ersten Knotens 301, des zweiten Knotens 302, des Konjugationsblocks 310, des Verzögerungselements 325, des Filteranpassungsblocks 327 und des Addierers 330 können jeweils so sein, wie es oben in Zusammenhang mit dem ersten Knoten 201, dem zweiten Knoten 202, dem Konjugationsblock 210, dem Verzögerungselement 225, dem Filteranpassungsblock 227 und dem Addierer 230 aus 2A beschrieben wurde. In einer alternativen Ausführungsform ist die Reihenfolge des Betriebs für den komplexen Konjugationsblock 310 und den adaptiven Filter 320 vertauscht, wie in Zusammenhang mit 8 beschrieben werden soll.
  • In der dargestellten Ausführungsform kann der adaptive Filter 320 ein begrenzter Impulsantwort-(FIR-)Filter sein, der dazu dient, mit den Filterkoeffizienten wn eine Faltungsoperation (*) am Konjugiertensignal x*[n] durchzuführen, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, das in x*[n]·wn ausgedrückt ist. Obwohl die Gleichung 1 oben für den adaptiven Filter 320 aus 3 gilt, kann das adaptive Signal wn jede Anzapfung iterativ aktualisiert werden, wie in Gleichung 4 unten. wn+1[i] = wn[i] – λy[n]y[n – i] für i = 0, 1, 2, ..., N – 1 Gleichung 4
  • In Gleichung 4 ist i die Anzapfungszahl des adaptiven begrenzten Impulsantwortfilters 320. Gleichung 4 gibt an, dass der Filterkoeffizient einer Anzapfung durch Subtrahieren eines Rückkopplungswertes λy[n]y[n – i] vom Filterkoeffizienten der Anzapfung zu einer unmittelbar vorausgehenden Abtastungszeit aktualisiert wird. Der Rückkopplungswert wird durch das Verzögerungselement 325 und den Filteranpassungsblock 327 aus dem Ausgangssignal y[n] erzeugt. λ ist ein fester Einlernkoeffizient, der durch Versuch und Irrtum vom Benutzer ausgewählt wird Abhängig von den RF-Datenstationen, die ein unterschiedliches Rauschen und/oder eine unterschiedliche I/Q-Asymmetrie aufweisen, kann der Wert von λ stark variieren.
  • Gleichung 2 kann für jede Anzapfung ausgedrückt werden, wie in Gleichungen 4-1 bis 4-N unten. Der Filterkoeffizient wird durch eine Faltungsoperation auf den Konjugiertenwert des Eingangssignals x[n] angewandt, um einen Wert zu erzeugen, der zum Eingangssignal x[n] hinzugefügt wird, um Werte zu reduzieren oder zu beseitigen, die zur I/Q-Asymmetrie beitragen.
  • Figure 00170001
  • Beim iterativen Berechnen von Gleichung 4 ist nur Koeffizient wn[0] eine komplexe Zahl, und es wird angenommen, dass die Koeffizienten der übrigen Anzapfungen, etwa die Koeffizienten wn[1], wn[2], wn[3], ..., wn[N – 1], rein reelle Zahlen sind, und ihr imaginärer Teil wird ignoriert. In den Gleichungen 4-1 bis 4-N oben ist daher der Koeffizient wn[0] für die Anzapfung 0 eine komplexe Zahl, die sowohl den reellen als auch den imaginären Teil aufweist. Die Koeffizienten wn[1], wn[2], ..., wn[N – 1] für die Anzapfungen 1 bis (N – 1) dagegen sind reelle Zahlen ohne imaginären Teil. wn, das in der Faltungsoperation von x*[n]·wn benutzt wird, kann daher wie in Gleichung 5-1 unten ausgedrückt werden.
  • Gleichung 5-1
    Figure 00170002
  • Wenn die Koeffizienten wn[0], wn[1], wn[2], wn[3], ..., wn[N – 1] von dem adaptiven Filter 320 benutzt werden, kann ein Ausgang des adaptiven Filters 320 wie in Gleichung 5-2 unten ausgedrückt werden. v[n] = wn[0]x[n – N + 1] + wn[1]x[n – N] + ... + wn[i]x[n – N + i] + ... + wn[N – 1]x[n] = (C0 + jd0)x[n – N + 1] + C1x[n – N] + ... + cix[n – N + i] + ... + cN-1[N – 1]x[n] Gleichung 5-2
  • Da der Koeffizient wn nur eine komplexe Zahl für die erste Anzapfung aufweist, kann die rechnerische Komplexität der Anpassung im Vergleich zum Verfahren von Anttila et al. wesentlich reduziert werden, wodurch die Konvergenzzeit reduziert wird. In anderen Ausführungsformen kann die Reduzierung der rechnerischen Komplexität der adaptiven Koeffizientenbestimmung auch in einem FIR-Filter benutzt werden, der beispielsweise eine gleiche Anzahl von Realzahlkoeffizienten und Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, indem einige der Imaginärzahlkoeffizienten auf null gesetzt werden.
  • In der dargestellten Ausführungsform kann der adaptive Filter 320 einen Speicher 322 mit mehreren Zellen 324 für mehrere Realteile für die Anzapfungskoeffizienten aufweisen, aber nur eine einzelne Zelle 326 für einen imaginären Teil der ersten Anzapfung (wn[0]). In einer Ausführungsform kann der Speicher 322 ein oder mehrere Register aufweisen. In einer anderen Ausführungsform kann der Speicher 322 ein geeigneter Typ von flüchtigen oder nicht-flüchtigen Speichervorrichtungen sein.
  • Variable Anpassungsschrittgröße für adaptiven Filter
  • In einer anderen Ausführungsform können unterschiedliche Anpassungsschrittgrößen für unterschiedliche Anzapfungen an den adaptiven Filter aus 2A bereitgestellt werden. In einer weiteren Ausführungsform kann eine einzelne variable Anpassungsschrittgröße an den adaptiven Filter aus 2A bereitgestellt werden, die im Zeitverlauf variieren kann. In einer anderen Ausführungsform können unterschiedliche Anpassungsschrittgrößen für unterschiedliche Anzapfungen, die im Zeitverlauf variieren, an den adaptiven Filter aus 2A bereitgestellt werden. Jede dieser Ausführungsformen kann mit der Ausführungsform aus 3 mit dem Modellreduzierungsverfahren kombiniert werden.
  • Bezug nehmend auf 4 soll nun ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul mit einem adaptiven Filter mit variablen Anpassungsschrittgrößen gemäß einer anderen Ausführungsform beschrieben werden. Das dargestellte I/Q-Asymmetriekompensationsmodul 400 weist einen ersten Knoten 401, einen zweiten Knoten 402, einen komplexen Konjugationsblock 410, einen adaptiven Filter 420, ein Verzögerungselement 425, einen Filteranpassungsblock 427, einen Addierer 430, einen Anpassungsschrittgrößenadapter 440 und eine Steuereinrichtung 450 auf. Ein Digitalsignal x[n] wird vom I- und Q-Weg eines Empfängers, etwa dem I- und Q-Weg aus 1, an den ersten Knoten 401 bereitgestellt. Das Digitalsignal x[n] wird an den Addierer 430 und den Konjugationsblock 410 bereitgestellt. Andere Einzelheiten des ersten Knotens 401, des zweiten Knotens 402, des Konjugationsblocks 410, des Verzögerungselements 425, des Filteranpassungsblocks 427 und des Addierers 430 können jeweils so sein, wie es oben in Zusammenhang mit dem ersten Knoten 201, dem zweiten Knoten 202, dem Konjugationsblock 210, dem Verzögerungselement 225, dem Filteranpassungsblock 227 und dem Addierer 230 aus 2A beschrieben wurde.
  • Der adaptive Filter 420 kann ein begrenzter Impulsantwort-(FIR-)Filter sein, der dazu dient, mit dem Filterkoeffizienten wn eine Faltungsoperation (*) am Konjugiertensignal x[n] durchzuführen, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, das in x*[n]·wn ausgedrückt ist. In einer Ausführungsform kann die Konfiguration des adaptiven Filters 420 die gleiche sein wie die des adaptiven Filters 220 aus 2A, mit der Ausnahme, dass die Anpassungsschrittgröße λ durch eine variable Schrittgröße μ ersetzt wird, die im Folgenden beschrieben wird. In einer anderen Ausführungsform kann die Konfiguration des adaptiven Filters 420 die gleiche sein wie die des adaptiven Filters 320 aus 3, mit der Ausnahme, dass die Anpassungsschrittgröße λ durch die variable Schrittgröße μ ersetzt wird,.
  • Die Anmelderin hat erkannt, dass die Impulsantwort der I/Q-Asymmetrie des Empfängers ein insgesamt exponentielles Abklingen zeigt. In einer Ausführungsform kann der adaptive Filter mit einer dedizierten Anpassungsschrittgröße μ für jede Anzapfung ausgelegt sein. Zum Beispiel kann μ (i) als μ für eine i-te Anzapfung zugewiesen werden. Der adaptive Filter wn kann iterativ aktualisiert werden, wie in Gleichung 6 unten. wn+1(i) = wn(i) – μ(i)y[n]y[n – i] Gleichung 6
  • Wenn „i” eine Anzapfung bezeichnet, die rein reell ist (d. h. keine komplexe Zahl), obwohl y[n]y[n – i] eine Multiplikation von 2 komplexen Zahlen darstellt, wird nur der reelle Teil des Produkts y[n]y[n – i] zum Aktualisieren des Filterkoeffizienten benutzt. Der imaginäre Teil von y[n]y[n – i] muss nicht berechnet werden. Dies reduziert ebenfalls die rechnerische Komplexität des Systems.
  • In einer Ausführungsform kann der adaptive Filter 420 pro Anzapfung ein anderes μ aufweisen, wie in Gleichung 7 unten. μ(i) = μ(0)/2i Gleichung 7
  • In Gleichung 7 ist u(i) die Anpassungsschrittgröße des i-ten Filterkoeffizienten und μ(0) ist der erste Filterkoeffizient. Die Anpassungsschrittgrößen können in den Gleichungen 7-1 bis 7-N unten ausgedrückt werden.
  • Figure 00200001
  • Auf diese Weise kann der adaptive Filter 420 gemäß den Gleichungen 8-1 bis 8-N wie jeweils zutreffend aktualisiert werden.
  • Figure 00200002
  • In einer anderen Ausführungsform können die μ für die Anzapfungen zueinander unterschiedlich sein, während sie sich von denjenigen aus den Gleichungen 7-1 bis 7-N unterscheiden. Ein Fachmann wird erkennen, dass die Schrittgrößen μ für Anzapfungen an einen jeweiligen Empfänger angepasst werden können.
  • Der Anpassungsschrittgrößenadapter 440 dient dazu, unterschiedliche Anpassungsschrittgrößen μ für die verschiedenen Anzapfungen des adaptiven Filters 430 bereitzustellen. In einer Ausführungsform kann der Anpassungsschrittgrößenadapter 440 eine Nachschlagtabelle 442 aufweisen, um verschiedene Werte der Schrittgrößen μ für jede Anzapfung zu speichern, und kann die Werte für Komponenten des Rückkopplungssignals y[n – N + i], i = 0, 1 ..., N – 1 in den Gleichungen 8-1 bis 8-N oben bereitstellen. In der dargestellten Ausführungsform ist der Anpassungsschrittgrößenadapter 440 separat vom adaptiven Filter 420 gezeigt. In einer alternativen Ausführungsform ist der Anpassungsschrittgrößenadapter 440 in den adaptiven Filter 420 integriert.
  • Die Steuereinrichtung 450 dient dazu, den adaptiven Filter 420 und den Anpassungsschrittgrößenadapter 440 zu steuern, um die oben beschriebenen Vorgänge durchzuführen. In einer Ausführungsform können der adaptive Filter 420 und der Anpassungsschrittgrößenadapter 440 durch eine digitale Schaltung implementiert sein. In einer anderen Ausführungsform können der Konjugationsblock 410, der adaptive Filter 420, das Verzögerungselement 425, der Filteranpassungsblock 427, der Anpassungsschrittgrößenadapter 440 und der Addierer 430 jeweils in Firmware oder Hardware implementiert sein. Der Konjugationsblock 410, der adaptive Filter 420 und der Addierer 430 können in Echtzeit arbeiten. Das Verzögerungselement 425, der Filteranpassungsblock 427 und der Anpassungsschrittgrößenadapter 440 können in Nicht-Echtzeit arbeiten.
  • In der dargestellten Ausführungsform ist die Steuereinrichtung 450 separat vom adaptiven Filter 420 oder dem Anpassungsschrittgrößenadapter 440 dargestellt. In einer alternativen Ausführungsform kann die Steuereinrichtung 450 in den adaptiven Filter 420 und/oder den Anpassungsschrittgrößenadapter 440 integriert sein. In anderen Ausführungsformen können zwei oder mehr des Verzögerungselements 425, des Filteranpassungsblocks 427 und des Anpassungsschrittgrößenblocks 440 miteinander integriert sein.
  • In einer weiteren Ausführungsform können die Anpassungsschrittgrößen des adaptiven Filters 420 im Zeitverlauf variiert werden. Zum Beispiel kann die Anpassungsschrittgröße einen Anfangswert μ0 zu einem Zeitpunkt t0 aufweisen. Die Anpassungsschrittgröße kann in festen Zeitintervallen exponentiell gesenkt werden. Zum Beispiel kann die Anpassungsschrittgröße μ in festen Zeitintervallen von 10–3 auf 10–10 gesenkt werden, derart, dass μ0 = 10–3 für Zeitindex n = n0 bis n1 gilt, μ2 = 10–4 von Zeitindex n1 bis n2 gilt usw. Die Werte der Anpassungsschrittgrößen variieren im Zeitverlauf n, und die Zeitindexgrenzen n0, n1, ... nn können in der Nachschlagetabelle 442 gespeichert werden.
  • In einigen Ausführungsformen variieren die Anpassungsschrittgrößen im Zeitverlauf und haben dabei unterschiedliche Werte für unterschiedliche Anzapfungen, wie oben in Verbindung mit den Gleichungen 7-1 bis 7-N beschrieben. In einer Ausführungsform wird nur μ(0) im Zeitverlauf variiert, und andere Anpassungsschrittgrößen μ(1), μ(2), μ(3), ... werden vorteilhafterweise auf Grundlage von μ(0) berechnet, wie in den Gleichungen 7-1 bis 7-N oben gezeigt. In einer alternativen Ausführungsform werden ein oder mehrere Koeffizienten unabhängig berechnet.
  • Auf diese Weise können Werte für Koeffizienten für die Anzapfung effizient berechnet werden, um eine Verschiebung im Zeitverlauf zu kompensieren. Nach einem Zeitintervall von n0 können die Gleichungen 8-1 bis 8-N beispielsweise wie in den Gleichungen 9-1 bis 9-N geändert werden. Diese Konfiguration beschleunigt die Konvergenz um mehrere Größenordnungen.
  • Figure 00220001
  • Bezug nehmend auf 4B soll nun ein Verfahren zum Variieren von Anpassungsschrittgrößen für einen adaptiven Filter gemäß einer Ausführungsform beschrieben werden. In der dargestellten Ausführungsform wird nur μ(0) im Zeitverlauf variiert, und andere Anpassungsschrittgrößen μ(1), μ(2), μ(3), ... werden vorteilhafterweise auf Grundlage von μ(0) berechnet, wie in den Gleichungen 7-1 bis 7-N oben gezeigt. Das Verfahren kann zum Beispiel vom Anpassungsschrittgrößenadapter 440 aus 4A durchgeführt werden.
  • In der dargestellten Ausführungsform wird in Schritt 481 eine anfängliche Anpassungsschrittgröße μ(0) für die erste Anzapfung bereitgestellt. In Schritt 482 werden Anpassungsschrittgrößen μ(1), μ(2), μ(3), ... für andere Anzapfungen auf Grundlage von μ(0) erzeugt. Alle Anpassungsschrittgrößen μ(0), μ(1), μ(2), μ(3), ... werden in Schritt 483 zur Filterung an den adaptiven Filter bereitgestellt. In Schritt 484 wird ein Taktgeber geprüft, um zu bestimmen, ob ein im Voraus ausgewähltes Zeitintervall verstrichen ist. Wenn ja, wird in Schritt 485 die Anpassungsschrittgröße μ(0) für die erste Anzapfung aktualisiert. In der dargestellten Ausführungsform wird der Wert von μ(0) reduziert, und der reduzierte Wert wird in Schritt 482 zur Berechnung der anderen Anpassungsschrittgrößen μ(1), μ(2), μ(3), ... bereitgestellt. Dieser Prozess wird wiederholt, bis der Filter für die I/Q-Asymmetriekompensation angepasst wurde.
  • Normierte Anpassungsschrittgröße für den adaptiven Filter
  • Bezug nehmend auf 5 soll nun ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul mit einem adaptiven Filter mit einer normierten variablen Anpassungsschrittgröße gemäß einer weiteren Ausführungsform beschrieben werden. Das dargestellte I/Q-Asymmetriekompensationsmodul 500 weist einen ersten Knoten 501, einen zweiten Knoten 502, einen komplexen Konjugationsblock 510, einen adaptiven Filter 520, ein Verzögerungselement 525, einen Filteranpassungsblock 527, einen Addierer 530, einen Anpassungsschrittgrößenadapter 540 und eine optionale Steuereinrichtung (nicht dargestellt) auf. In einer Ausführungsform können der Konjugationsblock 510, der adaptive Filter 520, das Verzögerungselement 525, der Filteranpassungsblock 527, der Addierer 530 und der Anpassungsschrittgrößenadapter 540 jeweils in Firmware oder Hardware implementiert sein. Der Konjugationsblock 510, der adaptive Filter 520 und der Addierer 530 können in Echtzeit arbeiten. Das Verzögerungselement 525, der Filteranpassungsblock 527 und der Anpassungsschrittgrößenadapter 540 können in Nicht-Echtzeit arbeiten.
  • Ein komplexes Digitalsignal x[n] wird vom I- und Q-Weg eines Empfängers, etwa dem I- und Q-Weg aus 1, an den ersten Knoten 501 bereitgestellt. Das Digitalsignal x[n] wird an den Addierer 530 und den Konjugationsblock 510 bereitgestellt. Andere Einzelheiten des ersten Knotens 501, des zweiten Knotens 502, des Konjugationsblocks 510, des Verzögerungselements 525, des Filteranpassungsblocks 527 und des Addierers 530 können jeweils so sein, wie es oben in Zusammenhang mit dem ersten Knoten 201, dem zweiten Knoten 202, dem Konjugationsblock 210, dem Verzögerungselement 225, dem Filteranpassungsblock 227 und dem Addierer 230 aus 2A beschrieben wurde.
  • Der adaptive Filter 520 kann ein begrenzter Impulsantwort-(FIR-)Filter mit Koeffizienten wn sein, der dazu dient, eine Faltungsoperation (*) am Konjugiertensignal x*[n] durchzuführen, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, das als x*[n]·wn ausgedrückt wird. In einer Ausführungsform kann die Konfiguration des adaptiven Filters 520 die gleiche sein wie die des adaptiven Filters 220 aus 2A, mit der Ausnahme, dass die Anpassungsschrittgröße λ durch eine Anpassungsschrittgröße ersetzt, die durch die empfangene Signalstärke normiert wird. Eine solche normierte Anpassungsschrittgröße kann als λ/∥yn∥2 dargestellt werden. In einer anderen Ausführungsform kann die Konfiguration des adaptiven Filters 520 die gleiche sein wie die des adaptiven Filters 320 aus 3, mit der Ausnahme, dass die Anpassungsschrittgröße λ durch die normierte Schrittgröße λ/∥yn∥2 ersetzt wird. Auf diese Weise kann das adaptive Signal wn iterativ aktualisiert werden, wie es in den Gleichungen 10-a oder 10-b unten ausgedrückt ist. wn+1 = wn – λyny[n]/∥yn∥2 Gleichung 10-a wn+1(i) = wn(i) – λy[n]y[n – i]/∥yn∥2, wobei i = 0, 1, ... N-1. Gleichung 10-b
  • In den Gleichungen 10-a und 10-b stellt ∥yn∥2 die Quadratnorm des Datenvektors yn dar und kann in Gleichung 11 unten ausgedrückt werden. ∥yn∥2 = (y[n]·y*[n] + y[n – 1]·y*[n – 1] + ... + y[n – N + 1]·y*[n – N + 1])/N Gleichung 11
  • In Gleichung 11 ist N die Länge des Filters, d. h. die Anzahl der Anzapfungen. Die Anpassungsschrittgröße wird durch die Norm oder Größe des Datenvektors y(n) skaliert.
  • Der Anpassungsschrittgrößenadapter 540 dient dazu, die Norm der Ausgangsdaten y(n) für den adaptiven Filter 530 bereitzustellen. Der Anpassungsschrittgrößenadapter 540 kann einen Normierer 550 zum Berechnen der Norm aufweisen. In der dargestellten Ausführungsform ist der Adapter 540 separat vom adaptiven Filter 520 gezeigt. Ein Fachmann wird jedoch verstehen, dass der Anpassungsschrittgrößenadapter 540 in den adaptiven Filter 520 integriert sein kann.
  • Die in Zusammenhang mit 5 beschriebene Ausführungsform kann mit einer oder mehreren der oben in Zusammenhang mit 3, 4A, und 4B beschriebenen Ausführungsformen kombiniert werden, was die Konvergenz des adaptiven Filters 520 weiter beschleunigen kann. Zum Beispiel kann die Ausführungsform aus 5 mit dem Modellreduzierungsverfahren aus 3 kombiniert werden. Die Ausführungsform aus 5 kann mit verschiedenen Anpassungsschrittgrößen für unterschiedliche Anzapfungen und/oder eine im Zeitverlauf variierende Anpassungsschrittgröße kombiniert werden, wie oben in Zusammenhang mit 4A und 4B beschrieben. Die Ausführungsform aus 5 kann sowohl mit (1) dem Modellreduzierungsverfahren aus 3 aus auch (2) verschiedenen Anpassungsschrittgrößen für unterschiedliche Anzapfungen und/oder eine im Zeitverlauf variierende Anpassungsschrittgröße kombiniert werden, wie oben in Zusammenhang mit 4A und 4B beschrieben.
  • Beispiele
  • In Beispiel 1 wurden eine Mittelfrequenz (ein Maß einer Zentralfrequenz zwischen der oberen und unteren Grenzfrequenzen) fc von 875 MHz, ein ADC von 100 MHz und ein Butterworth-Tiefpassfilter siebter Ordnung für einen RF-Empfänger ohne Kompensation benutzt. Die Messergebnisse aus der tatsächlichen Hardwaremessung sind in 6 gezeigt, die eine Frequenzantwort für ein bestimmtes Siliziummuster der Empfängerauslegung und die Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisse unterschiedlicher Siliziumchipmuster mit der Empfängerauslegung zeigt
  • In Beispiel 2 wurden eine Mittelfrequenz fc von 875 MHz, ein ADC von 100 MHz und ein Butterworth-Tiefpassfilter siebter Ordnung mit einer Kombination der Ausführungsformen aus 3–5 benutzt. In Beispiel 2 wurde mittels Modellreduzierung ein adaptiver Filter mit normierten variablen Anpassungsschrittgrößen pro Anzapfung und im Zeitverlauf bereitgestellt. Das Ergebnis ist in 7 mit durchgezogenen Linien dargestellt, die Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisse 710 und Frequenzantworten 720 zeigen. Das Beispiel 2 zeigt größere Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisse (wenigstens 45 dB) über ein breiteres Frequenzband als bei Anttila et al. Ferner zeigt das Beispiel 2 eine Konvergenzzeit von etwa 100 ms.
  • Ferner zeigte der adaptive Filter von Beispiel 2, dass die Konvergenzzeit von 2–3 Sekunden (Anttila et al.) auf etwa 100 ms reduziert wurde. Außerdem wurde die Komplexität des Filters um etwa ½ reduziert, da nur w(0) eine komplexe Zahl ist.
  • Alternative Ausführungsformen
  • Bezug nehmend auf 8 soll nun ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul gemäß einer anderen Ausführungsform beschrieben werden. Das dargestellte I/Q-Asymmetriekompensationsmodul 800 weist einen ersten Knoten 801, einen zweiten Knoten 802, einen ersten komplexen Konjugationsblock 810, einen zweiten komplexen Konjugationsblock 815, einen adaptiven Filter 820, ein Verzögerungselement 825, einen Filteranpassungsblock 827, einen Addierer 830 und einen Anpassungsschrittgrößenadapter 840 auf. 8 zeigt nur ein Beispiel alternativer Konfigurationen, die mathematisch äquivalent zu den I/Q-Asymmetriekompensationsmodulen aus 3, 4A und 5 sind. Ein Fachmann wird verstehen, dass zahlreiche andere alternative Konfigurationen existieren, die mathematisch äquivalent zu den I/Q-Asymmetriekompensationsmodulen aus 3, 4A und 5 sind.
  • Ein komplexes Digitalsignal x[n] wird vom I- und Q-Weg eines Empfängers, etwa dem I- und Q-Weg aus 1, an den ersten Knoten 801 bereitgestellt. Das Digitalsignal x[n] wird an den Addierer 830 und den adaptiven Filter 820 bereitgestellt. Der adaptive Filter 820 empfängt ein Rückkopplungssignal, das durch das Verzögerungselement 825, den Filteranpassungsblock 827, den Anpassungsschrittgrößenadapter 840 und den zweiten komplexe Konjugationsblock 815 aus einem Ausgangssignal y[n] erzeugt wird, um Werte des Filterkoeffizienten w[n] zu aktualisieren.
  • Der adaptive Filter 820 kann eine Faltungsoperation am komplexen Digitalsignal x[n] und den Filterkoeffizienten w[n] durchführen, um ein Zwischensignal zu erzeugen. Das Zwischensignal von dem adaptiven Filter 820 wird an den ersten komplexen Konjugationsblock 810 bereitgestellt. Eine komplexe Konjugierte des Zwischensignals wird vom ersten komplexen Konjugationsblock 810 erzeugt und an den Addierer 830 bereitgestellt, um die I/Q-Asymmetrie im komplexen Digitalsignal x[n] zu reduzieren oder aufzuheben. Das dargestellte I/Q-Asymmetriekompensationsmodul 800 kann mathematisch äquivalent zu einem der I/Q-Asymmetriekompensationsmodule 300, 400, 500 aus 3, 4A oder 5 sein.
  • In der dargestellten Ausführungsform können (1) die in Zusammenhang mit 3 beschriebene Modellreduzierung und/oder (2) eine oder mehrere der variablen Anpassungsschrittgrößenverfahren, die in Zusammenhang mit 4A–5 beschrieben wurden, zur effektiven I/Q-Asymmetriekompensation benutzt werden. In einer Ausführungsform wird nur die Modellreduzierung benutzt, und auf den Anpassungsschrittgrößenadapter wird verzichtet.
  • Bezug nehmend auf 9 soll nun ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul gemäß einer weiteren Ausführungsform beschrieben werden. Das dargestellte I/Q-Asymmetriekompensationsmodul 900 weist einen ersten Knoten 901, einen zweiten Knoten 902, einen ersten komplexen Konjugationsblock 910, einen zweiten komplexen Konjugationsblock 915, einen adaptiven Filter 920, ein Verzögerungselement 925, einen Filteranpassungsblock 927, einen Addierer 930 und einen Anpassungsschrittgrößenadapter 940 auf.
  • Ein komplexes Digitalsignal x[n] wird vom I- und Q-Weg eines Empfängers, etwa dem I- und Q-Weg aus 1, an den ersten Knoten 901 bereitgestellt. Das Digitalsignal x[n] wird an den ersten komplexen Konjugationsblock 910 bereitgestellt, der eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals x[n] erzeugt. Die komplexe Konjugierte des Digitalsignals x[n] wird an den Addierer 930 bereitgestellt.
  • Das komplexe Digitalsignal x[n] wird ebenfalls an den adaptiven Filter 920 bereitgestellt. Der adaptive Filter 920 empfängt ein Rückkopplungssignal, das durch das Verzögerungselement 925, den Filteranpassungsblock 927 und den Anpassungsschrittgrößenadapter 940 aus einem Zwischensignal u[n] erzeugt wird, das vom Addierer 930 ausgegeben wird, um Werte von Filterkoeffizienten w[n] zu aktualisieren.
  • Der adaptive Filter 920 kann eine Faltungsoperation am komplexen Digitalsignal x[n] und den Filterkoeffizienten w[n] durchführen, um ein Filterausgangssignal zu erzeugen. Das Filterausgangssignal vom adaptiven Filter 920 wird an den Addierer 930 bereitgestellt, um die I/Q-Asymmetrie in der komplexen Konjugierten des komplexen Digitalsignals x[n] zu reduzieren oder aufzuheben. Das Zwischensignal u[n], das vom Addierer 930 ausgegeben wird, wird an den zweiten komplexen Konjugationsblock 915 bereitgestellt, um ein Ausgangssignal y[n] zu erzeugen. Das dargestellte I/Q-Asymmetriekompensationsmodul 900 kann mathematisch äquivalent zu einem der I/Q-Asymmetriekompensationsmodule 300, 400, 500, 900 aus 3, 4A, 5 oder 9 sein.
  • In der dargestellten Ausführungsform können (1) die in Zusammenhang mit 3 beschriebene Modellreduzierung und/oder (2) eine oder mehrere der variablen Anpassungsschrittgrößenverfahren, die in Zusammenhang mit 4A–5 beschrieben wurden, zur effektiven I/Q-Asymmetriekompensation benutzt werden. In einer Ausführungsform wird nur die Modellreduzierung benutzt, und auf den Anpassungsschrittgrößenadapter wird verzichtet.
  • Bezug nehmend auf 10 soll nun ein I/Q-Asymmetriekompensationsmodul gemäß einer weiteren Ausführungsform beschrieben werden. Das dargestellte I/Q-Asymmetriekompensationsmodul 1000 weist einen ersten Knoten 1001, einen komplexen Konjugationsblock 1010, einen adaptiven Filter 1020, einen Addierer 1030 und einen Vorwärtsregelungsblock 1060 auf.
  • Ein komplexes Digitalsignal x[n] wird vom I- und Q-Weg eines Empfängers, etwa dem I- und Q-Weg aus 1, an den ersten Knoten 1001 bereitgestellt. Das Digitalsignal x[n] wird an den ersten komplexen Konjugationsblock 1010 bereitgestellt, der eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals x[n] erzeugt, die dann an den adaptiven Filter 1020 bereitgestellt wird. Das Digitalsignal x[n] wird auch an den Addierer 1030 bereitgestellt.
  • Der adaptive Filter 1020 empfängt ein Vorwärtsregelungssignal, das aus dem Vorwärtsregelungsblock 1060 erzeugt wird, um Werte der Filterkoeffizienten w[n] zu aktualisieren. Der Vorwärtsregelungsblock 1060 kann das Vorwärtsregelungssignal ausschließlich anhand der Statistiken zweiter Ordnung des Digitalsignals x[n] erzeugen. Einzelheiten zur ausschließlichen Verwendung von Statistiken zweiter Ordnung des Digitalsignals x[n] werden auf den Seiten 2105 und 2106 von Anttila et al., „Circularity-Based I/Q Imbalance Compensation in Wideband Direct-Conversion Receivers", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Bd. 57, Nr. 4, S. 2099–2113 (Juli 2008) beschrieben.
  • Der Vorwärtsregelungsblock 1060 dient dazu, komplementäre Autokorrelation eines Ausgangssignal für die Länge eines Kompensationsfilters (N Abtastungen) auszunullen, E[y(n)y(n)] = 0, was Gleichung 12 entspricht. cx + Γxw + Γ xw + WC * / xw = 0 Gleichung 12
  • In Gleichung 12, cx ΔE[x(n)x(n)] = [cx(0), cx(1), ... cx(N – 1)]T mit x(t) Δ [x(n)x(n – 1), ..., x(n – N + 1)]T. Γx, Γ x, Cx, und W sind unten in Gleichung 13-a bis 13-d definiert.
  • Figure 00290001
  • N stellt die Anzahl von Anzapfungen oder Filterkoeffizienten des adaptiven Filter 1020 (Vektor w) dar. Die Matrix Cx weist die Dimensionen (2N- 1) × N auf. Matrix W, die aus den adaptiven Filterkoeffizienten konstruiert ist, weist eine Größe N × (2N – 1) auf. Eine Lösung von Gleichung 12 kann iterativ berechnet werden. In einer Ausführungsform kann der letzte Term WC * / xw auf der linken Seite von Gleichung 12 ignoriert werden, und die Filterkoeffizienten w des adaptiven Filters 1020 können anhand von Gleichung 14 unten erlangt werden. w = –(Γx + Γ x)–1cx Gleichung 14
  • Der adaptive Filter 1020 kann eine Faltungsoperation an der komplexen Konjugierten x*[n] des Digitalsignals x[n] und den Filterkoeffizienten w[n] durchführen, um ein Filterausgangssignal zu erzeugen. Das Filterausgangssignal vom adaptiven Filter 1020 wird an den Addierer 1030 bereitgestellt, um die I/Q-Asymmetrie im komplexen Digitalsignal x[n] zu reduzieren oder aufzuheben, wodurch ein Ausgangssignal y[n] erzeugt wird. In der dargestellten Ausführungsform kann das in Zusammenhang mit 3 beschriebene Modellreduzierungsverfahren zur effektiven I/Q-Asymmetriekompensation benutzt werden. Ein Fachmann wird verstehen, dass es andere Wege gibt, Gleichung (12) genau oder annähernd zu lösen, und dass das oben beschriebene Modellreduzierungsverfahren auch auf die anderen Wege anwendbar ist.
  • Anwendungen
  • Die oben beschriebenen Ausführungsformen lassen sich effektiv auf Breitband-RF-Empfänger anwenden, die von DC bis zu Eckpunkten bei etwa –3 dB abdecken und bei einer Frequenz von beispielsweise etwa 50 MHz bis etwa 100 MHz arbeiten. Die Konfigurationen und Grundgedanken der Ausführungsform können auch auf andere elektronische Vorrichtungen wie etwa Sendempfänger oder Empfänger (zum Beispiel Direktumwandlungsempfänger, Superüberlagerungsempfänger und Niedrig-IF-Empfänger) angewandt werden, die I/Q-Asymmetriekompensation für einen Quadraturweg benutzen können.
  • Die Schaltungen, die die oben beschriebenen Konfigurationen verwenden, können in verschiedenen elektronischen Vorrichtungen oder integrierten Schaltungen implementiert werden. Zu Beispielen für die elektronischen Vorrichtungen gehören, ohne darauf beschränkt zu sein, Unterhaltungselektronikprodukte, Teile der Unterhaltungselektronikprodukte, elektronische Testgeräte usw. Zu Beispielen für die elektronischen Vorrichtungen können auch Kabelmodems, drahtlose Vorrichtungen und Netzwerkausrüstung gehören. Zu den Unterhaltungselektronikprodukten können, ohne darauf beschränkt zu sein, ein Mobiltelefon, zelluläre Basisstationen, ein Telefon, ein Fernseher, ein Computermonitor, ein Computer, ein Computerhandgerät, ein Netbook, ein Tablet-Computer, ein digitales Buch, ein persönlicher digitaler Assistent (PDA), ein Stereosystem, ein Kassettenrecorder oder -wiedergabegerät, ein DVD-Wiedergabegerät, ein CD-Wiedergabegerät, ein Videorecorder, ein DVD-Recorder, ein MP3-Wiedergabegerät, ein Radio, ein Camcorder, eine Kamera, eine Digitalkamera, ein tragbarer Speicherchip, ein Kopierer, ein Faxgerät, ein Scanner, ein Multifunktionsperipheriegerät, eine Armbanduhr, eine Uhr usw. gehören. Ferner kann die elektronische Vorrichtung auch unfertige Produkte einschließen.
  • Die vorstehende Beschreibung und die Ansprüche können Elemente oder Merkmale als miteinander „verbunden” oder aneinander „gekoppelt” bezeichnen. Im hier verwendeten Sinne und soweit nicht anders angegeben, bedeutet „verbunden”, dass ein Element/Merkmal direkt oder indirekt mit einem anderen Element/Merkmal verbunden ist, aber nicht unbedingt auf mechanische Weise. Ebenso, soweit nicht anders angegeben, bedeutet „gekoppelt”, dass ein Element/Merkmal direkt oder indirekt an ein anderes Element/Merkmal gekoppelt ist, aber nicht unbedingt auf mechanische Weise. Obwohl also die verschiedenen Strukturen, die in den Figuren dargestellt sind, Anordnungen von Elementen und Bauelementen zeigen, können weitere zwischengeordnete Elemente, Vorrichtungen, Merkmale oder Bauelemente in einer tatsächlichen Ausführungsform vorliegen (unter der Voraussetzung, dass die Funktionalität der dargestellten Schaltungen nicht beeinträchtigt wird).
  • Obwohl diese Erfindung in Bezug auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben wurde, fallen Ausführungsformen, zu denen Durchschnittsfachleute gelangen, darunter Ausführungsformen, die nicht alle hier aufgeführten Merkmale und Vorteile bereitstellen, ebenfalls in den Umfang dieser Erfindung. Außerdem können die verschiedenen oben beschriebenen Ausführungsformen kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen zu ergeben. Ferner können bestimmte Merkmale, die im Zusammenhang mit einer Ausführungsform dargestellt wurden, in andere Ausführungsformen aufgenommen werden. Daher wird der Umfang der vorliegenden Erfindung nur durch Bezugnahme auf die beiliegenden Ansprüche definiert.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Nicht-Patentliteratur
    • Anttila et al., „Circularity-Based I/Q Imbalance Compensation in Wideband Direct-Conversion Receivers”, IEEE Transactions on Vehicular Technology, Bd. 57, Nr. 4, S. 2099–2113 (Juli 2008) [0019]
    • Anttila et al. [0020]
    • Anttila et al. [0030]
    • Anttila et al. [0054]
    • Anttila, et al. [0055]
    • Anttila et al. [0066]
    • Anttila et al. [0093]
    • Anttila et al. [0094]
    • Seiten 2105 und 2106 von Anttila et al., „Circularity-Based I/Q Imbalance Compensation in Wideband Direct-Conversion Receivers” [0106]
    • IEEE Transactions on Vehicular Technology, Bd. 57, Nr. 4, S. 2099–2113 (Juli 2008) [0106]

Claims (44)

  1. Vorrichtung, umfassend: einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter (320), der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignals zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter X Realzahlfilterkoeffizienten und Y Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei Y kleiner als X ist, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst; und einen Addierer (330), der dazu konfiguriert ist, eine andere Version des Digitalsignals und eine Version des Kompensationssignals zu summieren, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist; wobei eine der Versionen des Digitalsignals oder die Version des Kompensationssignals jeweils eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals oder eine komplexe Konjugierte des Kompensationssignals ist, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind, wobei der FIR-Filter und der Addierer elektronische Hardware umfassen.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der FIR-Filter nur 1 Imaginärzahlkoeffizienten aufweist und der 1 Imaginärzahlkoeffizient nur für die erste Anzapfung des FIR-Filters vorliegt.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend analoge Tiefpassfilter für die Alias-Korrektur von Analog-Digital-Wandlern, die Komponenten des Digitalsignals erzeugen, wobei die analogen Tiefpassfilter eine allpolige Konfiguration aufweisen.
  4. Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend eine komplexe Konjugationsschaltung (310), die dazu konfiguriert ist, eine komplexe Konjugationsoperation am Digitalsignal oder am Kompensationssignal durchzuführen, um jeweils eine der Versionen des Digitalsignals oder die Version des Kompensationssignals zu erzeugen.
  5. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die komplexe Konjugationsschaltung eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals erzeugt und die komplexe Konjugierte des Digitalsignals an den FIR-Filter bereitstellt.
  6. Vorrichtung nach Anspruch 5, ferner umfassend: ein Verzögerungselement (325), das dazu konfiguriert ist, das symmetrische Digitalsignal zu verzögern; und einen Filteranpassungsblock (327), der dazu konfiguriert ist, ein Rückkopplungssignal aus dem verzögerten symmetrischen Digitalsignal zu erzeugen und das Rückkopplungssignal an den FIR-Filter bereitzustellen, um die Realzahl- und Imaginärzahlfilterkoeffizienten zu aktualisieren.
  7. Vorrichtung nach Anspruch 5, ferner umfassend einen Vorwärtsregelungsblock (1060), der dazu konfiguriert ist, ein Vorwärtsregelungssignal aus dem Digitalsignal zu erzeugen und das Vorwärtsregelungssignal an den FIR-Filter bereitzustellen, um die Realzahl- und Imaginärzahlfilterkoeffizienten zu aktualisieren.
  8. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei der FIR-Filter dazu konfiguriert ist, das Kompensationssignal an die komplexe Konjugationsschaltung bereitzustellen, indem das Digitalsignal gefiltert wird, und wobei die komplexe Konjugationsschaltung dazu konfiguriert ist, eine komplexe Konjugierte des Kompensationssignals an den Addierer bereitzustellen.
  9. Vorrichtung nach Anspruch 8, ferner umfassend: ein Verzögerungselement (325), das dazu konfiguriert ist, das symmetrische Digitalsignal zu verzögern; einen Filteranpassungsblock (327), der dazu konfiguriert ist, unter Verwendung des symmetrischen Digitalsignals ein Rückkopplungssignal zu erzeugen; und eine zweite komplexe Konjugationsschaltung (815), um eine komplexe Konjugierte des Rückkopplungssignals an den FIR-Filter bereitzustellen, um die Realzahl- und Imaginärzahlfilterkoeffizienten zu aktualisieren.
  10. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei der FIR-Filter dazu konfiguriert ist, das Kompensationssignal an den Addierer bereitzustellen, indem das Digitalsignal gefiltert wird, und wobei die komplexe Konjugationsschaltung eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals an den Addierer bereitstellt.
  11. Vorrichtung nach Anspruch 10, ferner umfassend: ein Verzögerungselement (325), das dazu konfiguriert ist, das symmetrische Digitalsignal zu verzögern; einen Filteranpassungsblock (327), der dazu konfiguriert ist, mithilfe des verzögerten symmetrischen Digitalsignals ein Rückkopplungssignal zu erzeugen und das Rückkopplungssignal an den FIR-Filter bereitzustellen, um die Realzahl- und Imaginärzahlfilterkoeffizienten zu aktualisieren.
  12. Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Anpassungsschrittgrößenadapter (440) zum Bereitstellen von zwei oder mehr unterschiedlichen Anpassungsschrittgrößen zum Aktualisieren der Filterkoeffizienten.
  13. Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Anpassungsschrittgrößenadapter (440) zum Variieren der Anpassungsschrittgrößen für einen oder mehrere der Filterkoeffizienten im Zeitverlauf beim Aktualisieren der Filterkoeffizienten.
  14. Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Anpassungsschrittgrößenadapter (540) zum Teilen der Anpassungsschrittgrößen für einen oder mehrere der Filterkoeffizienten durch die Quadratnorm des symmetrischen Digitalsignals beim Aktualisieren der Filterkoeffizienten.
  15. Verfahren zum Verbessern eines Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisses eines Digitalsignals mit einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenzsignals, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Filtern einer Version des Digitalsignals mit einem begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter (320) zum Erzeugen eines Kompensationssignals, wobei der FIR-Filter X Realzahlfilterkoeffizienten und Y Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei Y kleiner als X ist, wobei das Filtern durch Hardware oder durch von einer Verarbeitungseinheit implementierte Anweisungen implementiert wird; Erzeugen einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals; und Summieren einer anderen Version des Digitalsignals und einer Version des Kompensationssignals, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist, wobei eine der Versionen des Digitalsignals und die Version des Kompensationssignals jeweils einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals entsprechen, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind.
  16. Verfahren nach Anspruch 15, wobei der FIR-Filter nur 1 Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei der 1 Imaginärzahlkoeffizient nur für die erste Anzapfung des FIR-Filters vorliegt.
  17. Verfahren nach Anspruch 15, ferner umfassend: Durchführen einer Alias-Korrekturfilterung der demodulierten gleichphasigen Komponente und der demodulierten Quadraturphasenkomponente durch Filtern mit analogen Tiefpassfiltern mit allpoliger Konfiguration, vor den Analog-Digital-Umwandlungen, die zum Erzeugen des Digitalsignals benutzt werden.
  18. Verfahren nach Anspruch 15, ferner umfassend: Erzeugen einer der Versionen des Digitalsignals durch Durchführen einer komplexen Konjugation des Digitalsignals.
  19. Verfahren nach Anspruch 15, ferner umfassend: Verzögern des symmetrischen Digitalsignals; Erzeugen eines Rückkopplungssignals durch Multiplizieren des verzögerten symmetrischen Digitalsignals mit einer Anpassungsschrittgröße; und Bestimmen der X Realzahlkoeffizienten und Y oder weniger Imaginärzahlkoeffizienten mithilfe des Rückkopplungssignals.
  20. Vorrichtung, umfassend: einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter der (N + 1)-ten Ordnung (320), der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignal zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter N Anzapfungen, N Realzahlfilterkoeffizienten und N – 1 oder weniger Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst; Mittel zum Erzeugen einer komplexen Konjugierten (310) des Digitalsignals oder des Kompensationssignals; und Mittel zum Summieren (330) einer anderen Version des Digitalsignals und einer Version des Kompensationssignals, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist, wobei eine der Versionen des Digitalsignals und die Version des Kompensationssignals jeweils einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder dem Kompensationssignal entsprechen, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind.
  21. Vorrichtung nach Anspruch 20, wobei der FIR-Filter nur 1 Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei der 1 Imaginärzahlkoeffizient nur für die erste Anzapfung des FIR-Filters vorliegt.
  22. Vorrichtung nach Anspruch 20, ferner umfassend: Mittel zum Erzeugen einer der Versionen des Digitalsignals durch Durchführen einer komplexen Konjugation des Digitalsignals.
  23. Vorrichtung nach Anspruch 20, ferner umfassend: Mittel zum Verzögern (325) des symmetrischen Digitalsignals; und Mittel zum Erzeugen eines Rückkopplungssignals (440) durch Multiplizieren des verzögerten symmetrischen Digitalsignals mit einer Anpassungsschrittgröße; und wobei der FIR-Filter dazu konfiguriert ist, die Filterkoeffizienten mithilfe des Rückkopplungssignals zu bestimmen.
  24. Vorrichtung, umfassend: einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter (320), der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignals zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter X Realzahlfilterkoeffizienten und X Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei wenigstens einer, aber nicht alle der Imaginärzahlkoeffizienten 0 sind, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst; und einen Addierer (330), der dazu konfiguriert ist, eine andere Version des Digitalsignals und eine Version des Kompensationssignals zu summieren, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist; wobei eine der Versionen des Digitalsignals oder die Version des Kompensationssignals jeweils eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals oder eine komplexe Konjugierte des Kompensationssignals ist, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind, wobei der FIR-Filter und der Addierer elektronische Hardware umfassen.
  25. Vorrichtung, umfassend: einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter (420), der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignals zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter Filterkoeffizienten aufweist, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst; einen Addierer (430), der dazu konfiguriert ist, eine andere Version des Digitalsignals und eine Version des Kompensationssignals zu summieren, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist; und einen Anpassungsschrittgrößenadapter (440) zum Bereitstellen von zwei oder mehr unterschiedlichen Anpassungsschrittgrößen zum Aktualisieren der Filterkoeffizienten, wobei eine der Versionen des Digitalsignals oder die Version des Kompensationssignals jeweils eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals oder eine komplexe Konjugierte des Kompensationssignals ist, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind, wobei der FIR-Filter und der Addierer elektronische Hardware umfassen.
  26. Vorrichtung nach Anspruch 25, ferner umfassend: ein Verzögerungselement (425), das dazu konfiguriert ist, das symmetrische Digitalsignal zu verzögern; und einen Filteranpassungsblock (427), der dazu konfiguriert ist, mithilfe des verzögerten symmetrischen Digitalsignals ein Rückkopplungssignal zu erzeugen und das Rückkopplungssignal durch den Anpassungsschrittgrößenadapter an den FIR-Filter bereitzustellen, um die Filterkoeffizienten zu aktualisieren.
  27. Vorrichtung nach Anspruch 25, wobei der Anpassungsschrittgrößenadapter ferner dazu konfiguriert ist, Anpassungsschrittgrößen für einen oder mehrere der Filterkoeffizienten im Zeitverlauf zu variieren.
  28. Vorrichtung nach Anspruch 27, wobei der FIR-Filter X Realzahlfilterkoeffizienten und Y Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei Y kleiner als X ist.
  29. Vorrichtung nach Anspruch 27, wobei der Anpassungsschrittgrößenadapter ferner dazu konfiguriert ist, Anpassungsschrittgrößen für einen oder mehrere der Filterkoeffizienten durch die Quadratnorm des symmetrischen Digitalsignals zu teilen.
  30. Vorrichtung nach Anspruch 29, wobei der FIR-Filter X Realzahlfilterkoeffizienten und Y Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei Y kleiner als X ist.
  31. Vorrichtung nach Anspruch 30, wobei der FIR-Filter nur 1 Imaginärzahlkoeffizienten aufweist und der 1 Imaginärzahlkoeffizient nur für die erste Anzapfung des FIR-Filters vorliegt.
  32. Vorrichtung nach Anspruch 25, wobei der Anpassungsschrittgrößenadapter ferner dazu konfiguriert ist, Anpassungsschrittgrößen für einen oder mehrere der Filterkoeffizienten durch die Quadratnorm des symmetrischen Digitalsignals zu teilen.
  33. Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei der FIR-Filter X Realzahlfilterkoeffizienten und Y Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei Y kleiner als X ist.
  34. Vorrichtung, umfassend: einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter (420), der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignals zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter Filterkoeffizienten aufweist, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst; einen Addierer (430), der dazu konfiguriert ist, eine andere Version des Digitalsignals und eine Version des Kompensationssignals zu summieren, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist; und einen Anpassungsschrittgrößenadapter (440) zum Bereitstellen von Anpassungsschrittgrößen zum Aktualisieren der Filterkoeffizienten, wobei der Anpassungsschrittgrößenadapter dazu konfiguriert ist, Anpassungsschrittgrößen für einen oder mehrere der Filterkoeffizienten im Zeitverlauf zu variieren, wobei eine der Versionen des Digitalsignals oder die Version des Kompensationssignals jeweils eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals oder eine komplexe Konjugierte des Kompensationssignals ist, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind, wobei der FIR-Filter und der Addierer elektronische Hardware umfassen.
  35. Vorrichtung nach Anspruch 34, ferner umfassend: ein Verzögerungselement (425), das dazu konfiguriert ist, das symmetrische Digitalsignal zu verzögern; und einen Filteranpassungsblock (427), der dazu konfiguriert ist, mithilfe des verzögerten symmetrischen Digitalsignals ein Rückkopplungssignal zu erzeugen und das Rückkopplungssignal durch den Anpassungsschrittgrößenadapter an den FIR-Filter bereitzustellen, um die Filterkoeffizienten zu aktualisieren.
  36. Vorrichtung nach Anspruch 34, wobei der Anpassungsschrittgrößenadapter ferner dazu konfiguriert ist, Anpassungsschrittgrößen für einen oder mehrere der Filterkoeffizienten durch die Quadratnorm des symmetrischen Digitalsignals zu teilen.
  37. Vorrichtung nach Anspruch 36, wobei der FIR-Filter X Realzahlfilterkoeffizienten und Y Imaginärzahlkoeffizienten aufweist, wobei Y kleiner als X ist.
  38. Vorrichtung, umfassend: einen begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter (420), der dazu konfiguriert ist, eine Version eines Digitalsignals zu filtern, um ein Kompensationssignal zu erzeugen, wobei der FIR-Filter Filterkoeffizienten aufweist, wobei das Digitalsignal eine digitale Darstellung einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenz-(RF-)Signals umfasst; einen Addierer (430), der dazu konfiguriert ist, eine andere Version des Digitalsignals und eine Version des Kompensationssignals zu summieren, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist; und einen Anpassungsschrittgrößenadapter (440) zum Bereitstellen von Anpassungsschrittgrößen zum Aktualisieren der Filterkoeffizienten, wobei der Anpassungsschrittgrößenadapter dazu konfiguriert ist, Anpassungsschrittgrößen für einen oder mehrere der Filterkoeffizienten durch die Quadratnorm des symmetrischen Digitalsignals zu teilen, wobei eine der Versionen des Digitalsignals oder die Version des Kompensationssignals jeweils eine komplexe Konjugierte des Digitalsignals oder eine komplexe Konjugierte des Kompensationssignals ist, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind, wobei der FIR-Filter und der Addierer elektronische Hardware umfassen.
  39. Verfahren zum Verbessern eines Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisses eines Digitalsignals mit einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenzsignals, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Filtern einer Version des Digitalsignals mit einem begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter (420) mit Filterkoeffizienten zum Erzeugen eines Kompensationssignals, wobei das Filtern durch Hardware oder durch Anweisungen implementiert wird, die von einer Verarbeitungseinheit implementiert werden; Erzeugen einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals; Summieren einer anderen Version des Digitalsignals und einer Version des Kompensationssignals, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist, wobei eine der Versionen des Digitalsignals und die Version des Kompensationssignals jeweils einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder dem Kompensationssignal entsprechen, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind; Erzeugen eines Rückkopplungssignals durch Multiplizieren der Korrelation des symmetrischen Digitalsignals mit zwei oder mehr unterschiedlichen Anpassungsschrittgrößen für die Filterkoeffizienten; und Bestimmen der Filterkoeffizienten mithilfe des Rückkopplungssignals.
  40. Verfahren nach Anspruch 39, wobei das Erzeugen des Rückkopplungssignals ferner ein Anpassen der Anpassungsschrittgrößen im Zeitverlauf umfasst.
  41. Verfahren nach Anspruch 39, wobei das Erzeugen des Rückkopplungssignals ferner ein Teilen von wenigstens einer der Anpassungsschrittgrößen durch die Quadratnorm des symmetrischen Digitalsignals umfasst.
  42. Verfahren zum Verbessern eines Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisses eines Digitalsignals mit einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenzsignals, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Filtern einer Version des Digitalsignals mit einem begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter (420) mit Filterkoeffizienten zum Erzeugen eines Kompensationssignals, wobei das Filtern durch Hardware oder durch Anweisungen implementiert wird, die von einer Verarbeitungseinheit implementiert werden; Erzeugen einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals; Summieren einer anderen Version des Digitalsignals und einer Version des Kompensationssignals, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist, wobei eine der Versionen des Digitalsignals und die Version des Kompensationssignals jeweils einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder dem Kompensationssignal entsprechen, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind; Erzeugen eines Rückkopplungssignals durch Multiplizieren der Korrelation des symmetrischen Digitalsignals mit einer oder mehr Anpassungsschrittgrößen für die Filterkoeffizienten; wobei wenigstens eine der Anpassungsschrittgrößen im Zeitverlauf variiert wird; und Bestimmen der Filterkoeffizienten mithilfe des Rückkopplungssignals.
  43. Verfahren nach Anspruch 42, wobei das Erzeugen des Rückkopplungssignals ferner ein Teilen von wenigstens einer der Anpassungsschrittgrößen durch die Quadratnorm des symmetrischen Digitalsignals umfasst.
  44. Verfahren zum Verbessern eines Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnisses eines Digitalsignals mit einer demodulierten gleichphasigen und einer Quadraturphasenkomponente eines Funkfrequenzsignals, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Filtern einer Version des Digitalsignals mit einem begrenzten Impulsantwort-(FIR-)Filter (420) mit Filterkoeffizienten zum Erzeugen eines Kompensationssignals, wobei das Filtern durch Hardware oder durch Anweisungen implementiert wird, die von einer Verarbeitungseinheit implementiert werden; Erzeugen einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder des Kompensationssignals; Summieren einer anderen Version des Digitalsignals und einer Version des Kompensationssignals, um ein symmetrisches Digitalsignal zu erzeugen, das im Verhältnis zum Digitalsignal ein verbessertes Spiegelfrequenz-Unterdrückungsverhältnis aufweist, wobei eine der Versionen des Digitalsignals und die Version des Kompensationssignals jeweils einer komplexen Konjugierten des Digitalsignals oder dem Kompensationssignal entsprechen, und die übrigen nicht die komplexen Konjugierten sind; Erzeugen eines Rückkopplungssignals durch Multiplizieren der Korrelation des symmetrischen Digitalsignals mit einer oder mehr Anpassungsschrittgrößen für die Filterkoeffizienten, wobei die eine oder mehreren Anpassungsschrittgrößen durch die Quadratnorm des symmetrischen Digitalsignals geteilt werden; und Bestimmen der Filterkoeffizienten mithilfe des Rückkopplungssignals.
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IEEE Transactions on Vehicular Technology, Bd. 57, Nr. 4, S. 2099-2113 (Juli 2008)
Seiten 2105 und 2106 von Anttila et al., "Circularity-Based I/Q Imbalance Compensation in Wideband Direct-Conversion Receivers"

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