DE112010002587B4 - Elektrooptischer Abstandsmesser - Google Patents

Abstract

Elektrooptischer Abstandsmesser mit einem ersten lichtemittierenden Element (13), das Licht ausgibt, welches mit zwei Hauptmodulationsfrequenzen F1 und F2 moduliert ist, einem zweiten lichtemittierenden Element (14), das Licht ausgibt, das mit zwei benachbarten Modulationsfrequenzen F1-Δf1 und F2-Δf2moduliert ist, die nahe an den Hauptmodulationsfrequenzen liegen, einem ersten lichtempfangenden Element (40) und einem zweiten lichtempfangenden Element (48), die von beiden lichtemittierenden Elementen (13, 14) ausgegebenes Licht empfangen, einer ersten Frequenzkonverter-Gruppe (42, 44), die mit dem ersten lichtempfangenden Element (40) verbunden ist, und eine zweite Frequenzkonverter-Gruppe (50, 52), die mit dem zweiten lichtempfangenden Element (48) verbunden ist, wobei das erste lichtemittierende Element (13) und das zweite lichtemittierende Element (14) Licht in den Frequenzen F1, F2, F1-Δf1 und F2-Δf2gleichzeitig ausgeben,das von dem ersten lichtemittierenden Element (13) ausgegebene Licht in zwei Teile geteilt wird, wobei einer dieser Teile Abstandsmesslicht ist, das über einen Abstandsmess-Lichtweg (23) zur Bewegung zu und von einem Target-Reflexionsobjekt (22) auf das erste lichtempfangende Element (40) auftrifft, und der andere Teil Referenzlicht ist, das über einen ersten Referenzlichtweg auf das zweite lichtempfangende Element (48) auftrifft, und das von dem zweiten lichtemittierenden Element (14) ausgegebene Licht in zwei Teile geteilt wird, wobei eines dieser Teile Referenzlicht ist, das über einen zweiten Referenzlichtweg auf das zweite lichtempfangende Element (48) auftrifft, und der andere Teil Referenzlicht ist, das über einen dritten Referenzlichtweg auf das erste lichtempfangende Element (40) auftrifft,wobei die erste Frequenzkonverter-Gruppe (42, 44) und die zweite Frequenzkonverter-Gruppe (50, 52) jeweils aus Frequenzkonvertern bestehen, deren Anzahl gleich derjenigen der Haupt-Modulationsfrequenzen ist, wobei in die jeweiligen Frequenzkonverter Lokal-Oszillationssignale eingegeben werden, deren Frequenzen sich voneinander unterscheiden, und die Frequenzen der Lokal-Oszillationssignale jeweils als Frequenzen vorgesehen sind, die sowohl nahe den jeweiligen Haupt-Modulationsfrequenzen als auch nahe den jeweiligen benachbarten Modulationsfrequenzen liegen, welche nahe den jeweiligen Haupt-Modulationsfrequenzen gelegen sind,die jeweiligen Frequenzkonverter erzeugen Zwischenfrequenzsignale, insgesamt acht Zwischenfrequenzsignale, und zwar die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen Δf1 und Δf2gemäß dem Abstandsmess-Lichtweg, die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen Δf1 und Δf2 gemäß dem ersten Referenzlichtweg, die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen 2Δf1und 2Δf2 gemäß dem zweiten Referenzlichtweg, und die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen 2Δf1und 2Δf2 gemäß dem dritten Referenzlichtweg, auf einmal werden erzeugtein Abstand zu dem Target-Reflexionsobjekt (22) unter Verwendung der acht Zwischenfrequenzsignalen berechnet wird.

Description

• Technisches Gebiet
• Die vorliegende Erfindung betrifft einen elektrooptischen Abstandsmesser und insbesondere einen elektrooptischen Abstandsmesser, bei dem ein Verschluss, der zum Schalten von aus einem lichtemittierenden Element ausgegebenem Licht in einen Abstandsmessungslichtweg (externen Lichtweg) und in einen Referenzlichtweg (internen Lichtweg) vorgesehen ist, entfällt.
• Technischer Hintergrund
• Bei einem herkömmlichen elektrooptischen Abstandsmesser wurden inhärente Fehler des elektrooptischen Abstandsmessers korrigiert, indem der Abstand dadurch gemessen wurde, dass durch Bewegen eines Verschlusses das von einem lichtemittierenden Element ausgegebene Licht alternierend in einen Abstandsmessungslichtweg, um sich zu und von einem Target-Reflexionsobjekt (einem Target, einer reflektierenden Bahn oder einem nichtprismatischen Objekt) zu bewegen, und in einen Referenzlichtweg geschaltet wurde, der aus einer Lichtquelle direkt zu einem lichtempfangenden Element verläuft. Da jedoch eine Verschlussbewegung involviert ist, bestanden Nachteile nicht nur dahingehend, dass die Abstandsmessung zeitaufwendig war, sondern auch insofern, als bei niedriger Temperatur die Bewegung verlangsamt wurde. Folglich besteht Bedarf an einem elektrooptischen Abstandsmesser, bei dem keine Verwendung eines Schalters zum Schalten in einen Abstandsmessungslichtweg und einen Referenzlichtweg erforderlich ist.
• Ein bekannter derartiger elektrooptischer Abstandsmesser ohne Verschluss ist in dem folgenden Dokument 1 der Patentliteratur beschrieben. In 9 ist ein Bockschaltbild dieses elektrooptischen Abstandsmessers gezeigt.
• Dieser elektrooptische Abstandsmesser weist zwei lichtemittierende Elemente 1P und 2P auf. Licht 30P, das von dem lichtemittierende Element 1P ausgegeben wird, wird mittels eines Strahlteilers 3P in zwei Teile geteilt, wobei es sich bei einem dieser Teile um Abstandsmesslicht 32P, das über einen Abstandsmess-Lichtweg, der zur Bewegung des Lichts zu und von dem Target-Reflexionsobjekt 60P dient, auf ein lichtempfangendes Element 5P auftrifft, und bei dem anderen Teil um Referenzlicht 33P handelt, das über einen Referenzlichtweg, der sich innerhalb des elektrooptischen Abstandsmessers befindet, auf ein lichtempfangendes Element 4P auftrifft. Licht 31P, das von dem lichtemittierende Element 2P ausgegeben wird, dient als Referenzlicht und wird mittels eines Strahlteilers 6P in zwei Teile geteilt, von denen einer auf das lichtempfangende Element 4P auftrifft und der andere, 35P, auf das lichtempfangende Element 5P auftrifft. Ferner ist ein Diffusor 51P zum Diffundieren von Licht an einer näheren Seite des Lichtempfangselements 4P angeordnet, und ein Streuer 11P zum Streuen von Licht ist an einer näheren Seite des Lichtempfangselement 5P angeordnet.
• Das lichtemittierende Element 1P ist über einen Verstärker 23P mit einem Synthetisierer 21P verbunden und gibt Licht aus, das mit einer Frequenz f₁ moduliert ist. Das lichtemittierende Element 2P ist über einen Verstärker 24P mit einem Synthetisierer 22P verbunden und gibt Licht aus, das mit einer Frequenz f₂ moduliert ist. Beide Synthetisierer 21P und 22P sind mit einem gemeinsamen Oszillator 20P verbunden.
• Das lichtempfangende Element 4P ist über einen Verstärker 9P mit einem Frequenzwandler 7P verbunden, und das lichtempfangende Element 5P ist über einen Verstärker 10P mit einem Frequenzwandler 8P verbunden. Beiden Frequenzwandlern 7P und 8P wird von einem Lokal-Oszillator 12P ein Lokal-Oszillationssignal mit einer Fequenz f_LO zugeführt. Beide Frequenzwandler 7P und 8P dienen zur Umsetzung auf mittlere Frequenzsignale f_ZF1 und f_ZF2, deren Frequenzen gleich den Differenzen zwischen den Ausgangssignalen von den lichtempfangenden Elementen 4P und 5P und dem Lokal-Oszillationssignal sind.
• Ein Filter 13P, der mit dem Frequenzwandler 7P verbunden ist, ist derart strukturiert, dass er nur eine Frequenz f_zf1 durchlässt, d.h. eine Differenz zwischen den Frequenzen f₁ und F_LO, und nur ein Zwischenfrequenzsignal gemäß dem mit der Frequenz f₁ modulierten Referenzlicht 33P wählt, d.h. ein Zwischenfrequenzsignal gemäß einem Referenzabstand D₁. Ein Filter 14P, der mit dem Frequenzwandler 8P verbunden ist, ist derart strukturiert, dass er nur eine Frequenz f_zf2 durchlässt, d.h. eine Differenz zwischen den Frequenzen f₂ und F_LO, und nur ein Zwischenfrequenzsignal gemäß dem mit der Frequenz f₂ modulierten Referenzlicht 35P wählt, d.h. ein Zwischenfrequenzsignal gemäß einem Referenzabstand D₂+D₃.
• Als Nächstes werden die jeweiligen Modulationsfrequenzen des Emissionslichts der lichtemittierenden Elemente 1P und 2P derart geändert, dass diese Licht ausgeben, das von dem lichtemittierenden Element 1P Licht ausgegeben wird, welches mit der Frequenz f₂ moduliert ist, und von dem lichtemittierenden Element 2P Licht ausgegeben wird, welches mit der Frequenz f₁ moduliert ist. Somit wählt dann der mit dem Frequenzmodulator 7P verbundene Filter 13P, der derart strukturiert ist, dass er nur die Frequenz f_zf1 durchlässt, d.h. eine Differenz zwischen den Frequenzen f₁ und F_LO, nur ein Zwischenfrequenzsignal gemäß dem Referenzlicht 34P, das mit der Frequenz f₁ moduliert ist, d.h. ein Zwischenfrequenzsignal gemäß einem Referenzabstand D₂. Der mit dem Frequenzwandler 8P verbundene Filter 14P ist derart strukturiert, dass er nur die Frequenz f_zf2 durchlässt, d.h. eine Differenz zwischen den Frequenzen f₂ und F_LO, und nur ein Zwischenfrequenzsignal gemäß dem mit der Frequenz f₂ modulierten Abstandsmesslicht 32P wählt, d.h. ein Zwischenfrequenzsignal gemäß einem Messabstand D₀.
• Somit werden durch alternierendes Verändern der Modulationsfrequenzen f₁ und f₂ des aus den beiden lichtemittierenden Elementen 1P und 2P ausgegebenen Lichts insgesamt vier Zwischenfrequenzsignale des Zwischenfrequenzsignals gemäß dem Messabstand D0 und der jeweiligen Zwischenfrequenzsignale gemäß den Referenzabständen D₁, D₂ und D₂+D₃ erhalten.
• Der Filter 13P ist über einen Verstärker 15P mit einem A/D-Konverter 17P verbunden. Der Filter 14P ist über einen Verstärker 16P mit einem A/D-Konverter 18F verbunden. Beide A/D-Konverter 17P und 18P sind mit einem digitalen Fourier-Transformator 19P verbunden. Damit kann durch Bestimmen der Anfangsphasen der vier Zwischenfrequenzsignale ein durch den elektrooptischen Abstandsmesser verursachter Fehlerinhalt korrigiert werden, um den präzisen Abstand zu dem Mess-Target 60P zu bestimmen.
• Liste der zitierten Veröffentlichungen
• Patentliteratur
• Patentliteratur 1: JP 2001 - 255 369 A ,
• Patentliteratur 2: US 2001 / 0 013 929 A1
• Patentliteratur 3: US 2006 / 0 082 758 A1
• Patentliteratur 4: US 2003 / 0 164 938 A1 und
• Patentliteratur 5: US 5 745 437 A
• Überblick über die Erfindung
• Technisches Problem
• Bei dem in der Patentliteratur 1 ( JP 2001 - 255 369 A ) beschriebenen elektrooptischen Abstandsmesser können aufgrund der Notwendigkeit, die Modulationsfrequenzen f₁ und f₂ des aus beiden lichtemittierenden Elementen 1P und 2P auszugebenden Lichts alternierend zu schalten, die vier Zwischenfrequenzsignale nicht auf einmal erhalten werden, und die Abstandsmessung benötigt noch weitere Zeit, und zudem wird aufgrund des Unterschieds der Zeiten, zu denen die jeweiligen Zwischenfrequenzsignale empfangen werden, auch durch eine Temperaturphasendrift aufgrund elektrischer Komponenten wie z.B. der lichtemittierenden Elemente 1P und 2P und der lichtempfangenden Elemente 4P und 5P ein Fehler erzeugt.
  US 2001 / 0 013 929 A1 , US 2006 / 0 082 758 A1 , US 2003 / 0 164 938 A1 und US 5 745 437 A zeigen weiteren relevanten Stand der Technik für die vorliegende Erfindung.
• Die vorliegende Erfindung wurde in Hinblick auf die oben angeführten Probleme konzipiert, und eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen elektrooptischen Abstandsmesser zu schaffen, bei dem die zur Abstandsmessung erforderliche Zeit reduziert ist und eine Temperaturphasendrift der elektrischen Komponenten reduziert ist.
• Lösung des Problems
• Zur Lösung der oben erwähnten Aufgabe weist ein elektrooptischer Abstandsmesser gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung auf: ein erstes lichtemittierendes Element, das Licht ausgibt, welches mit mehreren Haupt-Modulationsfrequenzen (z.B. F₁ und F₂ ) moduliert ist, ein zweites lichtemittierendes Element, das Licht ausgibt, das mit mehreren benachbarten Modulationsfrequenzen (F₁-Δf₁ and F₂-Δf₂ ) moduliert ist, die jeweils nahe an den Haupt-Modulationsfrequenzen liegen, ein erstes lichtempfangendes Element und ein zweites lichtempfangendes Element, die von beiden lichtemittierenden Elementen ausgegebenes Licht empfangen, eine erste Frequenzkonverter-Gruppe, die mit dem ersten lichtempfangenden Element verbunden ist, und eine zweite Frequenzkonverter-Gruppe, die mit dem zweiten lichtempfangenden Element verbunden ist, wobei das von dem ersten lichtemittierenden Element ausgegebene Licht in zwei Teile geteilt wird, wobei einer dieser Teile Abstandsmesslicht ist, das über einen Abstandsmess-Lichtweg zur Bewegung zu und von einem Target-Reflexionsobjekt auf das erste lichtempfangende Element auftrifft, und der andere Teil Referenzlicht ist, das über einen ersten Referenzlichtweg auf das zweite lichtempfangende Element auftrifft, und das von dem zweiten lichtemittierenden Element ausgegebene Licht in zwei Teile geteilt wird, wobei eines dieser Teile Referenzlicht ist, das über einen zweiten Referenzlichtweg auf das zweite lichtempfangende Element auftrifft, und der andere Teil Referenzlicht ist, das über einen dritten Referenzlichtweg auf das erste lichtempfangende Element auftrifft, wobei die erste Frequenzkonverter-Gruppe und die zweite Frequenzkonverter-Gruppe jeweils aus Frequenzkonvertern bestehen, deren Anzahl gleich derjenigen der Haupt-Modulationsfrequenzen ist, wobei in die jeweiligen Frequenzkonverter Lokal-Oszillationssignale eingegeben werden, deren Frequenzen sich voneinander unterscheiden, und die Frequenzen der Lokal-Oszillationssignale jeweils als Frequenzen (z.B. F₁+Δf₁ and F₂+Δf₂ ) vorgesehen sind, die sowohl nahe den jeweiligen Haupt-Modulationsfrequenzen als auch nahe den jeweiligen benachbarten Modulationsfrequenzen liegen, welche nahe den jeweiligen Haupt-Modulationsfrequenzen gelegen sind, und ein Abstand zu dem Target-Reflexionsobjekt unter Verwendung von Zwischenfrequenzsignalen berechnet wird, die in den jeweiligen Frequenzkonvertern erzeugt werden.
• Entsprechend einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der elektrooptische Abstandsmesser gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung dahingehend vorgesehen, dass die jeweiligen Zwischenfrequenzsignale Frequenzen haben, die ein ganzzahliges Mehrfaches der niedrigsten Frequenz sind, und die jeweiligen Zwischenfrequenzsignale mittels eines digitalen Bandpassfilters getrennt werden.
• Vorteilhafte Effekte der Erfindung
• Durch den elektrooptischen Abstandsmesser gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung kann, da die Anfangsphasen der jeweiligen Zwischenfrequenzsignale gemäß dem Abstandsmess-Lichtweg und den Referenzlichtwegen gleichzeitig bestimmt werden, ohne dass ein Verschluss zum Schalten zwischen dem Abstandsmesslicht und dem Referenzlicht verwendet wird und auch ohne dass Modulationsfrequenzen geschaltet werden, eine Abstandsmessung schneller als herkömmlicherweise durchgeführt werden. Ferner wird durch das Weglassen des Verschlusses eine Kosteneinsparung ermöglicht. Zudem wird bei der vorliegenden Erfindung, da diese ein gleichzeitige Messung des Messabstands und der Referenzabstände ermöglicht, die Temperaturphasendrift beseitigt, und die Temperaturphasendrift elektrischer Bauteile kann reduziert werden. Herkömmlicherweise wurden lichtemittierende Elemente während einer kontinuierlichen Abstandsmessung im energiebeaufschlagten Zustand belassen, um die Temperaturphasendrift der elektrischen Bauteile zu reduzieren, während bei der vorliegenden Erfindung die Energie der lichtemittierenden Elemente bei jeder Messung ein- und ausgeschaltet werden kann, so dass eine Energieeinsparung ermöglicht wird.
• Durch den zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung weisen ferner die jeweiligen Zwischenfrequenzsignale Frequenzen auf, die ein ganzzahliges Vielfaches der niedrigsten Frequenz sind, und die jeweiligen Zwischenfrequenzsignale werden mittels eines digitalen Bandpassfilters getrennt, und somit können die vier Frequenzen zuverlässig voneinander getrennt werden, um die Messpräzision zu verbessern.
• Figurenliste
• 1 zeigt ein Blockschaltbild des Hauptteils des elektrooptischen Abstandsmessers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
• 2 zeigt ein detailliertes Blockschaltbild des oben beschriebenen elektrooptischen Abstandsmessers.
• 3 zeigt eine Tabelle mit Beispielen der Haupt-Modulationsfrequenz, der benachbarten Modulationsfrequenz, der lokalen Oszillationsfrequenz und der Zwischenfrequenz bei dem oben erwähnten elektrooptischen Abstandsmesser.
• 4 zeigt ein Blockschaltbild des elektrooptischen Abstandsmessers gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
• 5 zeigt ein Blockschaltbild des elektrooptischen Abstandsmessers gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
• 6 zeigt ein Blockschaltbild des elektrooptischen Abstandsmessers gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
• 7 zeigt eine Ansicht zur Veranschaulichung des Grundes, aus dem der elektrooptische Abstandsmesser gemäß der oben erwähnten vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Langstreckenmessung ermöglicht.
• 8 zeigt ein Blockschaltbild des elektrooptischen Abstandsmessers gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
• 9 zeigt ein Blockschaltbild eines herkömmlichen elektrooptischen Abstandsmessers.
• Beschreibung von Ausführungsformen
• Im Folgenden wird eine Ausführungsform des elektrooptischen Abstandsmessers gemäß der vorliegenden Erfindung anhand von 1 bis 3 detailliert beschrieben.
• Zunächst wird der Hauptteil dieses elektrooptischen Abstandsmessers anhand von 1 beschrieben. Dieser elektrooptische Abstandsmesser enthält zwei lichtemittierende Elemente 13 und 14 wie z.B. Laserdioden, gibt aus dem ersten lichtemittierenden Element 13 Licht aus, das mit Frequenzen F₁ and F₂ moduliert ist (im Folgenden als Haupt-Modulationsfrequenzen bezeichnet), und gibt aus dem zweiten lichtemittierenden Element 14 Licht aus, das mit Frequenzen F₁-Δf₁ und F₂-Δf₂ moduliert ist (im Folgenden als benachbarte Modulationsfrequenzen bezeichnet), die jeweils nahe an den Haupt-Modulationsfrequenzen liegen. Das Licht, das von dem ersten lichtemittierenden Element 13 ausgegeben wird, wird in zwei Teile geteilt, wobei eines dieser Teile Abstandsmesslicht ist, das über einen Abstandsmess-Lichtweg 23 zur Bewegung des Lichts zu und von einem Target-Reflexionsobjekt 22 auf ein erstes lichtempfangendes Element 40 auftrifft, und der andere Teil Referenzlicht ist, das über einen ersten Referenzlichtweg 26 auf ein zweites lichtempfangendes Element 48 auftrifft. Das von dem zweiten lichtemittierenden Element 14 ausgegebene Licht wird in zwei Teile geteilt, wobei eines dieser Teile Referenzlicht ist, das über einen zweiten Referenzlichtweg 31 auf das zweite lichtempfangende Element 48 auftrifft, und der andere Teil Referenzlicht ist, das über einen dritten Referenzlichtweg 29 auf das erste lichtempfangende Element 40 auftrifft.
• Das erste lichtempfangende Element 40 ist mit einer ersten Frequenzkonverter-Gruppe 42,44 verbunden, und das zweite lichtempfangende Element 48 ist mit einer zweiten Frequenzkonverter-Gruppe 50,52 verbunden. Dies bedeutet, dass das Ausgangslicht des ersten lichtempfangenden Elements 40 in zwei Teile geteilt wird, deren Anzahl die gleiche ist wie die Anzahl der Haupt-Modulationsfrequenzen F₁ und F₂ , wobei einer dieser Teile das Eingangslicht des ersten Frequenzkonverters 42 ist und der andere Teil das Eingangslicht des zweiten Frequenzkonverters 44 ist. Das Ausgangslicht des zweiten ersten lichtempfangenden Elements 48 wird ebenfalls in zwei Teile geteilt, deren Anzahl die gleiche ist wie die Anzahl der Haupt-Modulationsfrequenzen F₁ und F₂ , wobei einer dieser Teile das Eingangslicht des dritten Frequenzkonverters 50 ist und der andere Teil das Eingangslicht des vierten Frequenzkonverters 52 ist.
• Der erste Frequenzkonverter 42 erzeugt ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz Δf₁, indem er ein aus dem Abstandsmesslicht erhaltenes Signal, das mit der Haupt-Modulationsfrequenz F₁ moduliert wird und durch den Abstandsmess-Lichtweg 23 geleitet wird, mit einem Lokal-Oszillationssignal einer Frequenz F₁+Δf₁ multipliziert, die nahe an jeder der vorhergehenden Haupt-Modulationsfrequenz F₁ und benachbarten Modulationsfrequenz F₁-Δf₁ liegt. Ferner erzeugt der erste Frequenzkonverter 42 ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz 2Δf₁, indem er ein aus dem Referenzlicht erhaltenes Signal, das mit der benachbarten Modulationsfrequenz F₁-Δf₁ moduliert wird und durch den dritten Referenzlichtweg 29 geleitet wird, mit dem Lokal-Oszillationssignal einer Frequenz F₁+Δf₁ multipliziert.
• Der zweite Frequenzkonverter 44 erzeugt ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz Δf₂, indem er ein aus dem Abstandsmesslicht erhaltenes Signal, das mit der Haupt-Modulationsfrequenz F₂ moduliert wird und durch den Abstandsmess-Lichtweg 23 geleitet wird, mit einem Lokal-Oszillationssignal einer Frequenz F₂+Δf₂ multipliziert, die nahe an jeder der vorhergehenden Haupt-Modulationsfrequenz F₂ und benachbarten Modulationsfrequenz F₂-Δf₂ liegt. Ferner erzeugt der zweite Frequenzkonverter 44 ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz 2Δf₂, indem er ein aus dem Referenzlicht erhaltenes Signal, das mit der benachbarten Modulationsfrequenz F₂-Δf₂ moduliert wird und durch den dritten Referenzlichtweg 29 geleitet wird, mit dem Lokal-Oszillationssignal einer Frequenz F₂+Δf₂ multipliziert.
• Der dritte Frequenzkonverter 50 erzeugt ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz Δf₁, indem er ein aus dem Referenzlicht erhaltenes Signal, das mit der Haupt-Modulationsfrequenz F₁ moduliert wird und durch den ersten Referenzlichtweg 26 geleitet wird, mit dem Lokal-Oszillationssignal einer Frequenz F₁+Δf₁ multipliziert. Ferner erzeugt der dritte Frequenzkonverter 50 ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz 2Δf₁, indem er aus dem Referenzlicht erhaltenes Signal, das mit der benachbarten Modulationsfrequenz F₁-Δf₁ moduliert wird und durch den zweiten Referenzlichtweg 31 geleitet wird, mit dem Lokal-Oszillationssignal der Frequenz F₁+Δf₁ multipliziert.
• Der vierte Frequenzkonverter 52 erzeugt ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz Δf₂, indem er ein aus dem Referenzlicht erhaltenes Signal, das mit der Haupt-Modulationsfrequenz F₂ moduliert wird und durch den ersten Referenzlichtweg 26 geleitet wird, mit dem Lokal-Oszillationssignal einer Frequenz F₂+Δf₂ multipliziert. Ferner erzeugt der vierte Frequenzkonverter 52 ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz 2Δf₂, indem er ein aus dem Referenzlicht erhaltenes Signal, das mit der benachbarten Modulationsfrequenz F₂-Δf₂ moduliert wird und durch den zweiten Referenzlichtweg 31 geleitet wird, mit dem Lokal-Oszillationssignal einer Frequenz F₂+Δf₂ multipliziert.
• Somit werden gleichzeitig insgesamt acht Zwischenfrequenzsignale erzeugt, und zwar die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen Δf₁ und Δf₂ gemäß dem Abstandsmess-Lichtweg 23, die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen Δf₁ und Δf₂ gemäß dem ersten Referenzlichtweg 26, die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen 2Δf₁ und 2Δf₂ gemäß dem zweiten Referenzlichtweg 31, und die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen 2Δf₁ und 2Δf₂ gemäß dem dritten Referenzlichtweg 29. Durch Trennen der acht Zwischenfrequenzsignale mittels einer geeigneten Vorrichtung wie z.B. eines Filters oder eines Fourier-Transformators und durch Bestimmen der Anfangsphase der jeweiligen Zwischenfrequenzsignale wird der Abstand zu dem Target 22 berechnet, wobei innerhalb des elektrooptischen Abstandsmessers erzeugte Fehler beseitigt worden sind.
• Dieser elektrooptische Abstandsmesser wird nun anhand des Blockschaltbilds gemäß 2 genauer beschrieben.
• Zunächst wird von einem Oszillator 11 ein Signal mit der Haupt-Modulationsfrequenz F₁ erzeugt. Dieses Signal mit der Haupt-Modulationsfrequenz F₁ wird nicht nur in eine Frequenzteilereinheit 2, sondern über PPLs 9 und 10 auch in Oszillatoren 9 und 10 eingegeben. Die PPLs 9 und 10 werden verwendet, um ein korrektes Oszillieren der Oszillatoren 5 und 11 mit der benachbarten Oszillationsfrequenz F₁-Δf₁ und der lokalen Oszillationsfrequenz F₁+Δf₁ zu ermöglichen.
• Die Frequenzteilereinheit 2 teilt die Frequenz des Signals mit der Haupt-Modulationsfrequenz F₁ , um ein Signal mit der Haupt-Modulationsfrequenz F₂ zu erzeugen. Diese Signale der Haupt-Modulationsfrequenzen F₁ und F₂ werden durch eine Frequenz-Überlageschaltung 3 in eine Treiberschaltung 4 eingegeben. Das erste lichtemittierende Element 13 wird von der Treiberschaltung 4 gesteuert und gibt Licht aus, das mit den Haupt-Modulationsfrequenzen F₁ und F₂ moduliert ist.
• Der Oszillator 5 erzeugt ein Signal mit der benachbarten Modulationsfrequenz F₁-Δf₁ . Dieses Signal mit der benachbarten Modulationsfrequenz F₁-Δf₁ wird ferner mittels einer Frequenzteilereinheit 6 hinsichtlich seiner Frequenz derart geteilt, dass es ein Signal mit der benachbarten Modulationsfrequenz F₂-Δf₂ ist. Die Signale mit den benachbarten Modulationsfrequenzen F₁-Δf₁ und F₂-Δf₂ werden durch eine Frequenz-Überlageschaltung 7 in eine Treiberschaltung 8 eingegeben. Das zweite lichtemittierende Element 14 wird von der Treiberschaltung 8 gesteuert und gibt Licht aus, das mit den benachbarten Modulationsfrequenzen F₁-Δf₁ und F₂-Δf₂ moduliert ist.
• Der Oszillator 11 erzeugt ein lokales Oszillationssignal mit einer Frequenz F₁+Δf₁ . Aus diesem lokalen Oszillationssignal mit der Frequenz F₁+Δf₁ wird ferner mittels einer Frequenzerzeugungsschaltung 12 ein lokales Oszillationssignal mit der Frequenz F₂+Δf₂ erzeugt. Diese lokalen Oszillationssignale mit den Frequenzen F₁+Δf₁ und F₂+Δf₂ werden, wie noch beschrieben wird, in die Frequenzkonverter 42, 44, 50 und 52 eingegeben. Aus dem ersten lichtemittierenden Element 13 ausgegebenes Licht wird mittels eines Strahlteilers 20 in zwei Teile geteilt, von denen einer als Abstandsmesslicht aus einem (nicht gezeigten) Lichtübertragungs-Optiksystem ausgegeben wird und durch den Abstandsmess-Lichtweg 23, der zur Bewegung zu und von dem Target-Reflexionsobjekt 22 vorgesehen ist, auf das erste lichtempfangende Element 40 auftrifft, und der andere als Referenzlicht durch den ersten Referenzlichtweg 26 auf das zweite lichtempfangende Element 48 auftrifft. In dem Abstandsmess-Lichtweg 23 sind ein lichtmengeneinstellender Neutraldichtefilter 24 und ein lichtempfangendes Optiksystem 25 vor dem lichtempfangenden Element 40 angeordnet. Ferner ist in dem ersten Referenzlichtweg 26 ein lichtmengeneinstellender Neutraldichtefilter 27 vor dem lichtempfangenden Element 48 angeordnet.
• Aus dem zweiten lichtemittierenden Element 14 ausgegebenes Licht wird mittels eines Strahlteilers 28 in zwei Teile geteilt, von denen einer als Referenzlicht durch den zweiten Referenzlichtweg 31 auf das zweite lichtempfangende Element 48 auftrifft und der andere als Referenzlicht durch den dritten Referenzlichtweg 29 auf das erste lichtempfangende Element 40 auftrifft. Auch in dem zweiten Referenzlichtweg 31 ist ein lichtmengeneinstellender Neutraldichtefilter 32 vor dem lichtempfangenden Element 48 angeordnet, und auch in dem dritten Referenzlichtweg 29 ist ein lichtmengeneinstellender Neutraldichtefilter 30 vor dem lichtempfangenden Element 40 angeordnet.
• Das Ausgangslicht des ersten lichtempfangenden Elements 40 wird mittels eines Verstärkers 41 in zwei Teile geteilt, von denen einer in den ersten Frequenzkonverter 42 eingegeben wird und der andere in den zweiten Frequenzkonverter 44 eingegeben wird. Das Ausgangslicht des zweiten lichtempfangenden Elements 48 wird ebenfalls mittels eines Verstärkers 49 in zwei Teile geteilt, von denen einer in den dritten Frequenzkonverter 50 eingegeben wird und der andere in den vierten Frequenzkonverter 52 eingegeben wird.
• Wie oben beschrieben wurde, werden insgesamt acht Zwischenfrequenzsignale aus den jeweiligen der ersten bis vierten Frequenzkonvertern 42, 44, 50 und 52 erhalten. Aus den von den jeweiligen Frequenzkonvertern 42, 44, 50 und 52 ausgegebenen Signalen werden die Hochfrequenzkomponenten mittels jeweiliger Tiefpassfilter 43, 45, 51 und 53 entfernt.
• Die Ausgangssignale des Tiefpassfilters 43 und des Tiefpassfilters 45 werden einem A/D-Konverter 47 zugeführt, nachdem sie mittels eines Addierers 46 addiert worden sind. Dies bedeutet, dass in den A/D-Konverter 47 zwei Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen Δf₁ and Δf₂ gemäß dem Abstandsmess-Lichtweg 23 und zwei Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen 2Δf₁ and 2Δf₂ gemäß dem dritten Referenzlichtweg 29 eingegeben werden. Diese Zwischenfrequenzsignale werden nach der A/D-Umsetzung mittels eines (nicht gezeigten) Bandpassfilters getrennt, und ferner werden die Anfangsphasen und - amplituden der jeweiligen Zwischenfrequenzsignale erhalten.
• Die Ausgangssignale des Tiefpassfilters 51 und des Tiefpassfilters 53 werden einem A/D-Konverter 55 zugeführt, nachdem sie mittels eines Addierers 54 addiert worden sind. Dies bedeutet, dass in den A/D-Konverter 55 zwei Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen Δf₁ and Δf₂ gemäß dem ersten Referenzlichtweg 26 und zwei Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen 2Δf₁ and 2Δf₂ gemäß dem zweiten Referenzlichtweg 31 eingegeben werden. Diese Zwischenfrequenzsignale werden nach der A/D-Umsetzung mittels eines (nicht gezeigten) Bandpassfilters getrennt, und ferner werden die Anfangsphasen und -amplituden der jeweiligen Zwischenfrequenzsignale erhalten.
• Wenn die Anfangsphasen der acht Zwischenfrequenzsignale bestimmt worden sind, wird der Abstand zu dem Target-Reflexionsobjekt 22 berechnet, wobei innerhalb des elektrooptischen Abstandsmessers erzeugte Fehler korrigiert worden sind. Ferner werden, wenn auch die Amplituden der jeweiligen Zwischenfrequenzsignale bestimmt werden, diese Amplituden für eine Lichtmengeneinstellung mittels der jeweiligen Neutraldichtefilter 24, 27, 30 und 32 verwendet.
• Hinsichtlich der Zwischenfrequenzsignale sind ganzzahlige Vielfache der Frequenz Δf₂ als Frequenzen 2Δf₂, Δf₁, und 2Δf₁ vorgesehen. Dementsprechend können die vier Frequenzen zuverlässig mittels des digitalen Bandpassfilters getrennt werden. Ferner werden die jeweiligen Zwischenfrequenzsignale, wenn sie in den A/D-Konverter 47 oder 55 eingegeben werden, auf einen Signalpegel reduziert, der 1/4 desjenigen bei nur einem einzigen Signal beträgt. Dies dient dazu, beim Synthetisieren der vier Signale zu verhindern, dass der Signalpegel gesättigt wird. Selbstverständlich können, sofern nicht der Eingangspegel zu dem A/D-Konverter 47 oder 55 gesättigt ist, die jeweiligen Zwischenfrequenzsignalpegel auf einen Signalpegel gesetzt werden, der 1/4 oder mehr desjenigen bei nur einem einzigen Signal beträgt.
• Bei der vorliegenden Ausführungsform kann, da die Anfangsphasen der jeweiligen Zwischenfrequenzsignale gemäß dem Abstandsmess-Lichtweg und den Referenzlichtwegen gleichzeitig bestimmt werden, ohne einen Verschluss zum Schalten zwischen dem Abstandsmesslicht und dem Referenzlicht zu verwenden und auch ohne Modulationsfrequenzen zu schalten, eine Abstandsmessung schneller als herkömmlicherweise durchgeführt werden. Ferner wird durch das Weglassen des Verschlusses eine Kosteneinsparung ermöglicht. Ferner wurden herkömmlicherweise lichtemittierende Elemente während einer kontinuierlichen Abstandsmessung im energiebeaufschlagten Zustand belassen, um die Temperaturphasendrift zu reduzieren. Bei der vorliegenden Erfindung jedoch wird, da eine gleichzeitige Abstandsmessung für den Abstandsmess-Lichtweg und die Referenzlichtwege ermöglicht wird, die Temperaturphasendrift beseitigt, und somit kann die Energie der lichtemittierenden Elemente bei jeder Messung ein- und ausgeschaltet werden, so dass eine Energieeinsparung ermöglicht wird.
• Im Folgenden wird der Grund dafür beschrieben, dass die Temperaturphasendrift beseitigt wird. Die Temperaturphasendrift tritt an beiden der Frequenzen F₁ und F₂ auf, und da dies jeweils aus dem gleichen Grund geschieht, erfolgt hier nur eine Erläuterung anhand der Frequenz F₁ . Die Frequenz des elektrischen Signals, das an das erste lichtemittierende Element 13 angelegt wird, ist vorgesehen als F₁=(1+0)F₁, die Frequenz des elektrischen Signals, das an das zweite lichtemittierende Element 14 angelegt wird, ist vorgesehen als F₁-Δf₁ = (1+b)F₁, die lokale Oszillationsfrequenz, die an die mit den lichtempfangende Elementen 40 und 48 verbundenen Frequenzkonverter 42 und 50 angelegt wird, ist vorgesehen als F_lo =(1+a)F₁, und es wird die Bedingung a>0>b zugrundegelegt.
• Die Wellenform y₁ eines Ausgangssignals des lichtempfangenden Elements 40 ist wie folgt beschaffen. $$\begin{array}{l}{\text{y}}_1={\text{y}}_{\text{pd}\mathrm{1,}\text{ld}1}\text{cos}\left\{2\mathrm{\pi }{\text{F}}_1\text{t}+{\mathrm{\psi }}_{\text{ld}1}\left(\text{F}1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{pd}1}\left(\text{F}1\right)-2\mathrm{\pi }{\text{F}}_1\left(2{\text{D}}_0/\text{c}\right)\right\}\\ +{\text{y}}_{\text{pd}\mathrm{1,}\text{ld2}}\text{cos}\left\{2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\text{t}+{\mathrm{\psi }}_{\text{ld2}}\left(\left(1+\text{b}\right)\text{F}1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{pd}1}\left(\left(1+\text{b}\right)\text{F}1\right)-2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\left(2{\text{D}}_3/\text{c}\right)\right\}\end{array}$$

  
• Die Wellenform y₂ eines Ausgangssignals des lichtempfangenden Elements 48 ist wie folgt beschaffen. $$\begin{array}{l}{\text{y}}_2={\text{y}}_{\text{pd2},\text{ld}1}\text{cos}\left\{2\mathrm{\pi }{\text{F}}_1\text{t}+{\mathrm{\psi }}_{\text{ld}1}\left(\text{F}1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{pd2}}\left(\text{F}1\right)-2\mathrm{\pi }{\text{F}}_1\left(2{\text{D}}_1/\text{c}\right)\right\}\\ +{\text{y}}_{\text{pd2},\text{ld2}}\text{cos}\left\{2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\text{t}+{\mathrm{\psi }}_{\text{ld2}}\left(\left(1+\text{b}\right)\text{F}1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{pd2}}\left(\left(1+\text{b}\right)\text{F}1\right)-2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\left(2{\text{D}}_2/\text{c}\right)\right\}\end{array}$$

  
• Dabei sind die jeweiligen Symbole wie folgt definiert.

ypd1,ld1:

Amplitude des Signals zwischen dem ersten lichtemittierenden Element 13 und dem ersten lichtempfangenden Element 40

ypd1,id2:

Amplitude des Signals zwischen dem zweiten lichtemittierenden Element 14 und dem ersten lichtempfangenden Element 40

ypd2,ld1:

Amplitude des Signals zwischen dem ersten lichtemittierenden Element 13 und dem zweiten lichtempfangenden Element 48

ypd2,ld2:

Amplitude des Signals zwischen dem zweiten lichtemittierenden Element 14 und dem zweiten lichtempfangenden Element 48

Ψld1:

Temperaturphasendrift des ersten lichtemittierenden Elements 13

Ψld2:

Temperaturphasendrift des zweiten lichtemittierenden Elements 14

Ψpd1:

Temperaturphasendrift des ersten lichtempfangenden Elements 40

Ψpd2:

Temperaturphasendrift des zweiten lichtempfangenden Elements 48

2D0:

Abstand zu und von dem elektrooptischen Abstandsmesser zu dem Target- Refexionsobjekt

2D1:

Lichtweglänge des ersten Referenzlichtwegs 26

2D2:

Lichtweglänge des zweiten Referenzlichtwegs 31

2D3:

Lichtweglänge des dritten Referenzlichtwegs 29

c:

Lichtgeschwindigkeit

• Die Wellenform y₃ der lokalen Oszillationssignale, die in die FrequenzKonverter 42 und 50 eingegeben werden, wobei die Amplitude des lokalen Oszillationssignals als y_lo vorgesehen ist und die Anfangsphase des lokalen Oszillationssignals als φ vorgesehen ist, ist wie folgt beschaffen. $${\text{y}}_3={\text{y}}_{\text{lo}}\text{cos}\left\{2\mathrm{\pi }\left(1+\text{a}\right){\text{F}}_1\text{t}+\mathrm{\phi }\right\}$$

  
• Die Ausgangs-Wellenformen y₄ und y₅ aus den mit den Frequenz-Konvertern 42 und 50 verbundenen Tiefpassfiltern 43 und 51 sind durch Addieren der Temperaturphasendriften Ψ_f1 und Ψ_f2 der Tiefpassfilter 43 und 51 auf y₁×y₃ bzw. y₂×y₃ wie folgt beschaffen. $$\begin{array}{l}{\text{y}}_4=\left({\text{y}}_{\text{pd}\mathrm{1,}\text{ld}1}{\text{y}}_{\text{lo}}/2\right)\text{cos}\left\{2\mathrm{\pi }{\text{F}}_1\text{t}-{\mathrm{\psi }}_{\text{ld}1}\left(\text{F}1\right)-{\mathrm{\psi }}_{\text{pd}1}\left(\text{F}1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{f}1}\left(\text{aF}1\right)+2\mathrm{\pi }{\text{F}}_1\left(2{\text{D}}_0/\text{c}\right)+\mathrm{\phi }\right\}\\ +\left({\text{y}}_{\text{pd}\mathrm{1,}\text{ld2}}{\text{y}}_{\text{lo}}/2\right)\text{cos}\{2\mathrm{\pi }\left(\text{a}-\text{b}\right){\text{F}}_1\text{t}-{\mathrm{\psi }}_{\text{ld2}}\left(\left(1+\text{b}\right)\text{F}1\right)-{\mathrm{\psi }}_{\text{pd}1}\left(\left(1+\text{b}\right)\text{F}1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{f}1}\left(\left(\text{a}-\text{b}\right)\text{F}1\right)\\ +2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\left(2{\text{D}}_3/\text{c}\right)+\mathrm{\phi }\}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}{\text{y}}_5=\left({\text{y}}_{\text{pd2},\text{ld}1}{\text{y}}_{\text{lo}}/2\right)\text{cos}\left\{2\mathrm{\pi }{\text{F}}_1\text{t}-{\mathrm{\psi }}_{\text{ld}1}\left(\text{F}1\right)-{\mathrm{\psi }}_{\text{pd2}}\left(\text{F}1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{f2}}\left(\text{aF}1\right)+2\mathrm{\pi }{\text{F}}_1\left(2{\text{D}}_1/\text{c}\right)+\mathrm{\phi }\right\}\\ +\left({\text{y}}_{\text{pd2},\text{ld2}}{\text{y}}_{\text{lo}}/2\right)\text{cos}\{2\mathrm{\pi }\left(\text{a}-\text{b}\right){\text{F}}_1\text{t}-{\mathrm{\psi }}_{\text{ld2}}\left(\left(1+\text{b}\right)\text{F}1\right)-{\mathrm{\psi }}_{\text{pd2}}\left(\left(1+\text{b}\right)\text{F}1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{f2}}\left(\left(\text{a}-\text{b}\right)\text{F}1\right)\\ +2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\left(2{\text{D}}_2/\text{c}\right)+\mathrm{\phi }\}\end{array}$$

  
• Da ein Messwert d, wenn die Anfangsphase eines Zwischenfrequenzsignals als θ vorgesehen ist, als d=θc/(2ΠF) bestimmt ist - wobei ein Messwert, der aus einer Phasenkomponente des ersten Terms von y₄ gemäß dem Abstandsmess-Lichtweg 23 bestimmt werden soll, als d₀ vorgesehen ist, ein Messwert, der aus einer Phasenkomponente des zweiten Terms von y₄ gemäß dem dritten Referenzlichtweg 29 bestimmt werden soll, als d₃ vorgesehen ist, ein Messwert, der aus einer Phasenkomponente des ersten Terms von y₅ gemäß dem ersten Referenzlichtweg 26 bestimmt werden soll, als d₁ vorgesehen ist, und ein Messwert, der aus einer Phasenkomponente des zweiten Terms von y₅ gemäß dem zweiten Referenzlichtweg 31 bestimmt werden soll, als d₂ vorgesehen ist - werden d₀, d₃, d₁, und d₂ jeweils wie folgt bestimmt. Dabei ist vorgesehen, dass F1 = 75MHz. $$\begin{array}{l}{\text{d}}_0=2{\text{D}}_0+\left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\right)\right\}\left\{-{\mathrm{\psi }}_{\text{ld}1}\left({\text{F}}_1\right)-{\mathrm{\psi }}_{\text{pd}1}\left({\text{F}}_1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{f}1}\left({\text{aF}}_1\right)+\mathrm{\phi }\right\}\\ {\text{d}}_3=2{\text{D}}_3+\{4/\left(2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right)\right)\left\{-{\mathrm{\psi }}_{\text{ld2}}\left(\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\right)-{\mathrm{\psi }}_{\text{pd}1}\left(\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{f}1}\left(\left(\text{a}-\text{b}\right){\text{F}}_1\right)+\mathrm{\phi }\right\}\\ {\text{d}}_1=2{\text{D}}_1+\left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\right)\right\}\left\{-{\mathrm{\psi }}_{\text{ld}1}\left({\text{F}}_1\right)-{\mathrm{\psi }}_{\text{pd2}}\left({\text{F}}_1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{f2}}\left({\text{aF}}_1\right)+\mathrm{\phi }\right\}\\ {\text{d}}_2=2{\text{D}}_2+\left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right)\right)\right\}\left\{-{\mathrm{\psi }}_{\text{ld2}}\left(\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\right)-{\mathrm{\psi }}_{\text{pd2}}\left(\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{f2}}\left(\left(\text{a}-\text{b}\right){\text{F}}_1\right)+\mathrm{\phi }\right\}\end{array}$$

  
• Die Messwerte d₀, d₃, d₁, and d₂ werden wie folgt addiert und subtrahiert. $$\begin{array}{l}\left({\text{d}}_0-{\text{d}}_3\right)-\left({\text{d}}_1-{\text{d}}_2\right)={\text{d}}_0-{\text{d}}_1+{\text{d}}_2-{\text{d}}_3\\ =2{\text{D}}_0-2{\text{D}}_1+2{\text{D}}_2-2{\text{D}}_3\\ +\left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\right)\right\}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\text{Pd2}}\left({\text{F}}_1\right)-{\mathrm{\psi }}_{\text{pd}1}\left({\text{F}}_1\right)-{\mathrm{\psi }}_{\text{f2}}\left({\text{aF}}_1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{f1}}\left({\text{aF}}_1\right)\right\}\\ -\left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right)\right)\right\}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\text{Pd2}}\left(\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\right)-{\mathrm{\psi }}_{\text{pd1}}\left(\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\right)\mathrm{-}{\mathrm{\psi }}_{\text{f2}}\left(\left(\text{a}-\text{b}\right){\text{F}}_1\right)+{\mathrm{\psi }}_{\text{f1}}\left(\left(\text{a}-\text{b}\right){\text{F}}_1\right)\right\}\end{array}$$

  
• Hier wird, da die jeweiligen Frequenzen F₁ , F₁-Δf₁ , und F_lo nahe aneinanderliegen, die folgende Approximation durchgeführt. $$\left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\right)\right\}\{{\mathrm{\psi }}_{\text{Pd2}}\left({\text{F}}_1\right)\approx \left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right)\right)\right\}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\text{Pd2}}\left(\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\right)\right\}$$

  

  $$\left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\right)\right\}\{-{\mathrm{\psi }}_{\text{Pd1}}\left({\text{F}}_1\right)\approx \left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right)\right)\right\}\left\{-{\mathrm{\psi }}_{\text{Pd1}}\left(\left(1+\text{b}\right){\text{F}}_1\right)\right\}$$

  
• Dann kann die Formel (7) wie in der folgenden Formel ausgedrückt werden. $$\begin{array}{l}\left({\text{d}}_0-{\text{d}}_3\right)-\left({\text{d}}_1-{\text{d}}_2\right)\approx 2{\text{D}}_0-2{\text{D}}_1+2{\text{D}}_2-2{\text{D}}_3\\ +\left[\left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\right)\right\}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\text{f1}}\left({\text{aF}}_1\right)\right\}-\left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right)\right)\right\}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\text{f1}}\left(\left(\text{a}-\text{b}\right){\text{F}}_1\right)\right\}\right]\\ -\left[\left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\right)\right\}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\text{f2}}\left({\text{aF}}_1\right)\right\}-\left\{4/\left(2\mathrm{\pi }\left(1+\text{b}\right)\right)\right\}\left\{{\mathrm{\psi }}_{\text{f2}}\left(\left(\text{a}-\text{b}\right){\text{F}}_1\right)\right\}\right]\end{array}$$

  
• Aus der Formel (10) ist ersichtlich, dass nicht nur die Temperaturphasendriften Ψ_ld1 und Ψ_ld2 der lichtemittierenden Elemente 13 und 14 und die Temperaturphasendriften Ψ_Pd1 and Ψ_Pd2 der lichtemittierenden Elemente 40 und 48 nicht mehr existieren, sondern auch in jeder der ersten Zeile und der zweiten Zeile von Formel (10) die ersteren und letzteren Terme gestrichen sind, und ferner, da auch die zweite Zeile und die dritte Zeile von Formel (10) gestrichen sind, die Temperaturphasendriften Ψ_f1 und Ψ_f2 der Tiefpassfilter 43 und 51 ebenfalls reduziert worden sind.
• Ferner ist ersichtlich, dass zum Erzielen des Effekts des Reduzierens der Temperaturphasendrifts der Tiefpassfilter 43 und 51 auch Bedingungen a>b>0, b>0>a und 0>b>a zusätzlich zu a>0>b ausreichen. Beispiele von Frequenzen, die derartige Bedingungen erbringen, sind in 3 gezeigt. In den Fällen b>a>0 und 0>a>b ist der Effekt des Reduzierens der Temperaturphasendriften jedoch gering.
• Im Folgenden wird das Prinzip des digitalen Bandpassfilters der vorliegenden Ausführungsform grundlegend beschrieben. Seine periodische Funktion y kann, wenn sein konstanter Term weggelassen wird, durch eine Fourier-Reihe wie in der folgenden Formel ausgedrückt werden. $$\begin{array}{l}\text{y}={\text{a}}_1\text{sin}\mathrm{\omega }\text{t}+{\text{a}}_2\text{sin2}\mathrm{\omega }\text{t}+{\text{a}}_3\text{sin3}\mathrm{\omega }\text{t}+\mathrm{....}+{\text{a}}_{\text{n}}\text{sin}\left(\text{n}\mathrm{\omega }\text{t}\right)+\mathrm{.....}\\ +{\text{ b}}_1\text{cos}\mathrm{\omega }\text{t}+{\text{b}}_2\text{cos2}\mathrm{\omega }\text{t}+{\text{b}}_3\text{cos3}\mathrm{\omega }\text{t}+\mathrm{....}+{\text{b}}_{\text{n}}\text{cos}\left(\text{n}\mathrm{\omega }\text{t}\right)+\mathrm{.....}\end{array}$$

  

  $$\text{Unter der Voraussetzung}{\text{, dass a}}_{\text{n}}=\left(1/\mathrm{\pi }\right){\displaystyle {\int }_0^{2\mathrm{\pi }}\text{ysin}\left(\text{n}\mathrm{\omega }\text{t}\right)\text{dt}}$$

  

  $${\text{ist b}}_{\text{n}}=\left(1/\mathrm{\pi }\right){\displaystyle {\int }_0^{2\mathrm{\pi }}\text{ycos}\left(\text{n}\mathrm{\omega }\text{t}\right)\text{dt}}$$

  
• Aus der obigen Formel (12) und der obigen Formel (13) wird a₁ bestimmt, indem die periodische Funktion y, die mit einer Sinuswelle multipliziert worden ist, welche die gleiche Periode hat wie diejenige einer Grundwelle (eine mit der niedrigsten Frequenz) a₁sinωt+b₁cosωt über eine Periode der Grundwelle, integriert wird, und an wird bestimmt, indem die periodische Funktion y, die mit einer Sinuswelle multipliziert worden ist, welche eine n-te harmonische Welle der Grundwelle über eine Periode der Grundwelle ist, integriert wird. Ferner wird b₁ bestimmt, indem die periodische Funktion y, die mit einer Cosinuswelle multipliziert worden ist, welche die gleiche Periode hat wie diejenige der Grundwelle a₁sinωt+b₁cosωt über eine Periode der Grundwelle, integriert wird, und b_n wird bestimmt, indem die periodische Funktion y, die mit einer Cosinuswelle multipliziert worden ist, welche eine n-te harmonische Welle der Grundwelle über eine Periode der Grundwelle ist, integriert wird. Dementsprechend werden die Amplitude An und die Anfangsphase φn einer n-ten harmonischen Welle (die eine Grundwelle ist, wenn n-1) aus den folgenden Formeln bestimmt. $$\text{An}=\surd \left({\text{a}}_{\text{n}}{}^2+{\text{b}}_{\text{n}}{}^2\right)$$

  

  $$\mathrm{\phi }\text{n}={\text{tan}}^{-1}\left({\text{b}}_{\text{n}}/{\text{a}}_{\text{n}}\right)$$

  
• Bei der oben beschriebenen Ausführungsform ist unter den Frequenzen der jeweiligen Zwischenfrequenzsignale die niedrigste Δf₂, und die anderen sind 2Δf₂, Δf₁, and 2Δf₁, ganzzahlige Vielfache der Frequenz Δf₂. Somit wird ein Gesamt-Zwischenfrequenzsignal, für das vier Zwischenfrequenzsignale addiert werden, zu einer periodischen Funktion y mit einer Grundwelle a₁sinωt+b₁cosωt der Frequenz Δf₂ und kann durch die obigen Formeln (11) bis (13) ausgedrückt werden.
• Somit wird a₁ bestimmt, indem das Gesamt-Zwischenfrequenzsignal y aufaddiert wird, für das vier Zwischenfrequenzsignale addiert wurden, die in einer geeigneten Häufigkeit (z.B. 320 mal) während einer Periode der Grundwelle abgetastet wurden und mit einer Sinuswelle multipliziert wurden, welche die gleiche Periode hat wie diejenige der Grundwelle. Es wird b₁ bestimmt, indem das Gesamt-Zwischenfrequenzsignal y aufaddiert wird, das in einer geeigneten Häufigkeit während einer Periode der Grundwelle abgetastet wurde und mit einer Cosinuswelle multipliziert wurde, welche die gleiche Periode hat wie diejenige der Grundwelle. Somit werden durch Verwendung der Formeln (14) und (15) die Amplitude A₁ und die Anfangsphase φ₁ des Zwischenfrequenzsignals der Frequenz Δf₂ bestimmt.
• Als nächstes wird a₂ bestimmt, indem das Gesamt-Zwischenfrequenzsignal y aufaddiert wird, das in einer geeigneten Häufigkeit während einer Periode der Grundwelle abgetastet wurde und mit einer Sinuswelle multipliziert wurde, die eine zweite harmonische Welle der Grundwelle ist. Es wird b₂ bestimmt, indem das Gesamt-Zwischenfrequenzsignal y aufaddiert wird, das in einer geeigneten Häufigkeit während einer Periode der Grundwelle abgetastet wurde und mit einer Cosinuswelle multipliziert wurde, die eine zweite harmonische Welle der Grundwelle ist. Somit werden durch Verwendung der Formeln (14) und (15) die Amplitude A₂ und die Anfangsphase φ₂ des Zwischenfrequenzsignals der Frequenz 2Δf₂ bestimmt, d.h. ist eine zweite harmonische Welle.
• In ähnlicher Weise wird nun an bestimmt, indem das Gesamt-Zwischenfrequenzsignal y aufaddiert wird, das in einer geeigneten Häufigkeit während einer Periode der Grundwelle abgetastet wurde und mit einer Sinuswelle multipliziert wurde, die eine n-te harmonische Welle der Grundwelle ist. Es wird b_n bestimmt, indem das Gesamt-Zwischenfrequenzsignal y aufaddiert wird, das in einer geeigneten Häufigkeit während einer Periode der Grundwelle abgetastet wurde und mit einer Cosinuswelle multipliziert wurde, die eine n-te harmonische Welle der Grundwelle ist. Somit werden durch Verwendung der Formeln (14) und (15) die Amplitude A_n und die Anfangsphase φ_n eines Zwischenfrequenzsignals bestimmt, d.h. eine n-te harmonische Welle. Falls die jeweiligen Zwischenfrequenzsignale z.B. ein Frequenzverhältnis von 1:2:20:40 aufweisen, können auch für das Zwischenfrequenzsignal der Frequenzen Δf₁ and 2Δf₁ ihre jeweiligen Amplituden A₂₀ and A₄₀ und ihre jeweiligen Anfangsphasen φ₂₀ and φ₄₀ erhalten werden. Zudem ist es bei diesem Frequenzverhältnis nicht erforderlich, die Amplituden und Anfangsphasen außer A₁, A₂, A₂₀ und A₄₀ und φ₁, φ₂, φ₂₀ und φ₄₀ zu berechnen.
• Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf die oben beschriebene Ausführungsform beschränkt, und es können vielfältige Modifikationen vorgenommen werden. Beispielsweise können gemäß 4 Verstärker 60, 61, 62 und 63 hinter den Tiefpassfiltern 43, 45, 51 bzw. 53 angeordnet sein, um den Pegel der Signale einzustellen, die in die Addierer 46 und 54 eingegeben werden. Ferner können gemäß 5 Demultiplexerschaltungen 70 und 71 hinter den Verstärkern 41 und 49 angeordnet sein, so dass nur geeignete Signale in jeden der Frequenzkonverter 42, 44, 50 und 52 eingegeben werden.
• Ferner kann gemäß 6 eine Änderung dahingehend vorgenommen werden, dass das Ausgangssignal eines Verstärkers 61, der auf den Tiefpassfilter 45 folgt, in den Addierer 54 eingegeben wird, und das Ausgangssignal eines Verstärkers 63, der auf den Tiefpassfilter 53 folgt, in den Addierer 46 eingegeben wird. In diesem Fall werden drei Zwischenfrequenzsignale mit hohen Signalpegeln entsprechend den Referenzlichtwegen und ein Zwischenfrequenzsignal mit einem niedrigen Signalpegel entsprechend dem Abstandsmess-Lichtweg in beide der A/D-Konverter 47 und 55 eingegeben. Dann kann im Vergleich zu dem Fall, in dem wie bei der Ausführungsform gemäß 2 bis 5 vier Zwischenfrequenzsignale entsprechend Referenz-Lichtwegen in den A/D-Konverter 55 eingegeben werden und zwei Zwischenfrequenzsignale entsprechend einem ReferenzLichtweg und zwei Zwischenfrequenzsignale entsprechend einem Abstandsmess-Lichtweg in den A/D-Konverter 47 eingegeben werden, die Verstärkung der Verstärker 62 und 63 reduziert werden, um eine Sättigung der Eingangssignale des A/D-Konverters 47 unwahrscheinlich zu machen. Da umgekehrt die Verstärkung der Verstärker 60 und 61 erhöht werden kann, wird eine Messung über einen längeren Abstand ermöglicht.
• Im Folgenden wird anhand von 7 der Grund dafür beschrieben, dass eine Erhöhung der Verstärkung der Verstärker 60 und 61 eine Messung über einen längeren Abstand erlaubt. 7 zeigt das Verhältnis zwischen dem Messabstand und dem Ausgangssignal der Verstärker 60 und 61. Da die Lichtempfangsmenge der lichtempfangenden Elemente 40 und 4 bei einem längeren Abstand reduziert sind, fällt das Ausgangssignal der Verstärker 60 und 61 nach rechts hin ab. Bei kleiner Verstärkung erreicht das Ausgangssignal den Minimalpegel Vim oder einen höheren Pegel, der für ein Eingangssignal in die A/D-Konverter 47 und 55 benötigt wird, wenn es sich in einem Abstand befindet, der kürzer ist als der Abstand L. Bei vergrößerter Verstärkung der Verstärker 60 und 61 kann selbst bei dem Abstand L' mit längerem Abstandsbetrag, da das Ausgangssignal der Verstärker 60 und 61 auf den für ein Eingangssignal in die A/D-Konverter 47 und 55 benötigten Minimalpegel Vim oder einen höheren Pegel verstärkt werden kann, eine Messung über einen längeren Abstand durchgeführt werden.
• Ferner kann gemäß 8 eine Frequenz F₃ den Haupt-Modulationsfrequenzen hinzugefügt werden, die von der Frequenzteilereinheit 2 erzeugt werden, und eine Frequenz F₃-Δf₃ kann den benachbarten Modulationsfrequenzen hinzugefügt werden, die von der Frequenzteilereinheit 6 erzeugt werden, um jedes der beiden lichtemittierenden Elemente 13 und 14 mit drei Frequenzen zu modulieren, und es können zwei Frequenzkonverter 70 und 72 und zwei Tiefpassfilter 71 und 73 hinzugefügt werden, und ein lokales Oszillationssignal mit einer Frequenz F₃+Δf₃ kann jedem der beiden Frequenzkonverter 70 und 72 hinzugefügt werden, um Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen Δf₃ und 2Δf₃ aus jedem der beiden Frequenz-Tiefpassfilter 71 und 73 zu erhalten, so dass man insgesamt 12 Zwischenfrequenzsignale erhalten kann. Somit nimmt, je mehr die Modulationsfrequenzen erhöht werden, der Messbereich immer mehr zu, so dass der Messbereich erweitert werden kann.
• In diesem Fall kann, wenn die Frequenzen Δf₃ und 2Δf₃ der Zwischenfrequenzsignale übermäßig niedrig sind und deren Handhabung durch Verstärker, Filter und dgl. schwierig ist, die lokale Oszillationsfrequenz zu F₃+δf₃+Δf₃ geändert werden, um Zwischenfrequenzsignale mit Frequenzen δf₃+Δf₃ and δf₃+2Δf₃ zu erzeugen. Es ist jedoch erforderlich, die Frequenzen sämtlicher Zwischenfrequenzsignale als ganzzahlige Vielfache der niedrigsten Frequenz δf₃+Δf₃ vorzusehen, so dass die jeweiligen Zwischenfrequenzsignale mittels eines digitalen Bandpassfilters zuverlässig getrennt werden können.
• Ferner ist die vorliegende Erfindung nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen beschränkt, wobei die vorliegende Erfindung beispielsweise nicht nur für einen elektrooptischen Abstandsmesser, sondern auch für ein Vermessungsinstrument mit eingebautem elektrooptischen Abstandsmesser, wie z.B. eine Totalstation, und für andere Abstandsmessvorrichtungen verwendet werden kann.
• Bezugszeichenliste

13, 14

lichtemittierendes Element

22

Target-Reflexionselement

23

Abstandsmess-Lichtweg

26, 29, 31

Referenz-Optikkanal

40, 48 L

lichtempfangendes Element

42, 44, 50, 52

Frequenzkonverter

F1, F2, F3

Haupt-Modulationsfrequenz

F1-Δf1, F2-Δf2, F3-Δf3

benachbarte Modulationsfrequenz

F1+Δf1, F2+Δf2, F3+Δf3

lokale Oszillationsfrequenz

Claims (2)

1. Elektrooptischer Abstandsmesser mit einem ersten lichtemittierenden Element (13), das Licht ausgibt, welches mit zwei Hauptmodulationsfrequenzen F1 und F2 moduliert ist, einem zweiten lichtemittierenden Element (14), das Licht ausgibt, das mit zwei benachbarten Modulationsfrequenzen F1-Δf1 und F₂-Δf₂ moduliert ist, die nahe an den Hauptmodulationsfrequenzen liegen, einem ersten lichtempfangenden Element (40) und einem zweiten lichtempfangenden Element (48), die von beiden lichtemittierenden Elementen (13, 14) ausgegebenes Licht empfangen, einer ersten Frequenzkonverter-Gruppe (42, 44), die mit dem ersten lichtempfangenden Element (40) verbunden ist, und eine zweite Frequenzkonverter-Gruppe (50, 52), die mit dem zweiten lichtempfangenden Element (48) verbunden ist, wobei das erste lichtemittierende Element (13) und das zweite lichtemittierende Element (14) Licht in den Frequenzen F1, F2, F1-Δf1 und F₂-Δf₂ gleichzeitig ausgeben, das von dem ersten lichtemittierenden Element (13) ausgegebene Licht in zwei Teile geteilt wird, wobei einer dieser Teile Abstandsmesslicht ist, das über einen Abstandsmess-Lichtweg (23) zur Bewegung zu und von einem Target-Reflexionsobjekt (22) auf das erste lichtempfangende Element (40) auftrifft, und der andere Teil Referenzlicht ist, das über einen ersten Referenzlichtweg auf das zweite lichtempfangende Element (48) auftrifft, und das von dem zweiten lichtemittierenden Element (14) ausgegebene Licht in zwei Teile geteilt wird, wobei eines dieser Teile Referenzlicht ist, das über einen zweiten Referenzlichtweg auf das zweite lichtempfangende Element (48) auftrifft, und der andere Teil Referenzlicht ist, das über einen dritten Referenzlichtweg auf das erste lichtempfangende Element (40) auftrifft, wobei die erste Frequenzkonverter-Gruppe (42, 44) und die zweite Frequenzkonverter-Gruppe (50, 52) jeweils aus Frequenzkonvertern bestehen, deren Anzahl gleich derjenigen der Haupt-Modulationsfrequenzen ist, wobei in die jeweiligen Frequenzkonverter Lokal-Oszillationssignale eingegeben werden, deren Frequenzen sich voneinander unterscheiden, und die Frequenzen der Lokal-Oszillationssignale jeweils als Frequenzen vorgesehen sind, die sowohl nahe den jeweiligen Haupt-Modulationsfrequenzen als auch nahe den jeweiligen benachbarten Modulationsfrequenzen liegen, welche nahe den jeweiligen Haupt-Modulationsfrequenzen gelegen sind, die jeweiligen Frequenzkonverter erzeugen Zwischenfrequenzsignale, insgesamt acht Zwischenfrequenzsignale, und zwar die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen Δf1 und Δf₂ gemäß dem Abstandsmess-Lichtweg, die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen Δf1 und Δf2 gemäß dem ersten Referenzlichtweg, die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen 2Δf₁ und 2Δf2 gemäß dem zweiten Referenzlichtweg, und die Zwischenfrequenzsignale mit den Frequenzen 2Δf₁ und 2Δf2 gemäß dem dritten Referenzlichtweg, auf einmal werden erzeugt ein Abstand zu dem Target-Reflexionsobjekt (22) unter Verwendung der acht Zwischenfrequenzsignalen berechnet wird.
2. Elektrooptische Abstandsmesser nach Anspruch 1, bei dem die jeweiligen Zwischenfrequenzsignale Frequenzen haben, die ein ganzzahliges Mehrfaches der niedrigsten Frequenz sind, und die jeweiligen Zwischenfrequenzsignale mittels eines digitalen Bandpassfilters getrennt werden.

Images