DE112005002318B4

DE112005002318B4 - Übertragung mit hoher Geschwindigkeit und hoher Diversity über mehrere Sendeantennen

Info

Publication number: DE112005002318B4
Application number: DE112005002318.4T
Authority: DE
Inventors: Sumeet Sandhu
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2004-09-30
Filing date: 2005-09-21
Publication date: 2022-02-03
Anticipated expiration: 2025-09-22
Also published as: GB0702085D0; GB2431080A; GB2431080B; TWI292262B; CN101027867A; TW200625862A; US20060067419A1; WO2006039185A1; DE112005002318T5; CN101027867B; US8040968B2

Abstract

Verfahren zum Senden von Datensymbolen von zwei Antennen, umfassend:erstes Senden von x1+ θx3von einer ersten Antenne und x2+ θx4von einer zweiten Antenne zu einer ersten Abtastzeit; undzweites Senden von -x2*-θx4* von der ersten Antenne und x1* + θx3* von der zweiten Antenne zu einer zweiten Abtastzeit;wobei x1, x2, x3und x4komplexe Symbole sind, x* der konjugiert-komplexe Wert von x ist und θ ein Parameter ist, der von einer Modulationskonstellation abhängt, die zum Erzeugen der Symbole x1, x2, x3und x4verwendet wird.

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft allgemein die drahtlose Kommunikation und insbesondere Techniken und Strukturen zum Steigern der Leistung in einem Drahtloskommunikationssystem.
Allgemeiner Stand der Technik
Multiple-Input-Multiple-Output (MIMO) ist eine Funkkommunikationstechnik, bei der sowohl ein Sender als auch ein Empfänger mehrere Antennen verwenden, um drahtlos miteinander zu kommunizieren. Durch Verwenden mehrerer Antennen am Sender und am Empfänger wird ein Grad an räumlicher Diversity erreicht, der es einer Drahtlosverbindung ermöglichen kann, bestimmte nachteilige Kanaleffekte, wie zum Beispiel Mehrwegschwund, zu beseitigen. Die Verwendung mehrerer Antennen allein kann jedoch zu einem nicht-optimalen Grad an Diversity führen. Es besteht Bedarf an Techniken und Strukturen, die in der Lage sind, den Grad an Diversity zu erhöhen, der in einem Mehrantennensystem erreichbar ist.
EP 1 367 760 A2 offenbart Diversity von Übertragung und Empfang bei drahtloser Kommunikation. Der Raum-Zeit-Code kann eine 2x2 Blockmatrix umfassen, welche vier komplexe Symbole umfasst und eine Complex Diversity Tranform (CDT) Matrix mit vier nicht verschwindenden Einträgen.
Kurzfassung der Erfindung
Um den Grad an Diversity zu erhöhen, stellt die vorliegende Erfindung ein Verfahren nach Anspruch 1 und 8, eine Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 15 und 20, und einen Gegenstand, der ein Speichermedium umfasst, auf dem Befehle gespeichert sind, nach Anspruch 29 und 33 zur Verfügung.
Figurenliste

1 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen Paketfehlerrate (PFR)/Bitfehlerrate (BFR) und Signal-Rausch-Verhältnis (SRV) in einigen verschiedenen Drahtloskanalszenarien veranschaulicht.
2 ist ein Blockschaubild, das eine beispielhafte Senderanordnung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
3 ist ein Blockschaubild, das eine beispielhafte Raum-Zeit-Frequenzmapperanordnung veranschaulicht, die innerhalb eines OFDM-Systems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
4 ist ein Blockschaubild, das eine weitere beispielhafte Raum-Zeit-Frequenzmapperanordnung veranschaulicht, die innerhalb eines OFDM-Systems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.

Detaillierte Beschreibung
In der folgenden detaillierten Beschreibung wird auf die begleitenden Zeichnungen Bezug genommen, die veranschaulichend konkrete Ausführungsformen zeigen, in denen die Erfindung ausgeführt werden kann. Diese Ausführungsformen werden hinreichend detailliert beschrieben, um es dem Fachmann zu ermöglichen, die Erfindung auszuführen. Es versteht sich, daß die verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung zwar voneinander verschieden sind, sich aber nicht unbedingt gegenseitig ausschließen. Zum Beispiel kann ein bestimmtes Merkmal, eine bestimmte Struktur oder ein bestimmtes Kennzeichen, das im vorliegenden Text in Verbindung mit einer Ausführungsform beschrieben ist, innerhalb anderer Ausführungsformen implementiert werden, ohne daß vom Geist und Geltungsbereich der Erfindung abgewichen wird. Des Weiteren versteht es sich, daß die Position oder Anordnung einzelner Elemente innerhalb jeder offenbarten Ausführungsform verändert werden kann, ohne daß vom Geist und Geltungsbereich der Erfindung abgewichen wird. Die folgende detaillierte Beschreibung ist darum nicht in einem einschränkenden Sinn zu verstehen, und der Geltungsbereich der vorliegenden Erfindung wird allein durch die angehängten Ansprüche - angemessen interpretiert - zusammen mit dem vollen Umfang an Äquivalenten, auf die die Ansprüche ein Anrecht haben, definiert. In den Zeichnungen beziehen sich gleiche Bezugszahlen auf die gleiche oder eine ähnliche Funktion in den verschiedenen Ansichten.
1 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen Paketfehlerrate (PFR)/Bitfehlerrate (BFR) und Signal-Rausch-Verhältnis (SRV) in einigen verschiedenen Drahtloskanalszenarien veranschaulicht. Wie allgemein bekannt ist, hängt die Beziehung zwischen PFR/BFR und SRV für einen Kanal vom Grad an Diversity in dem Kanal ab. Ein Kanal, der durch eine einzelne Sendeantenne und eine einzelne Empfangsantenne gebildet wird (d. h. ein 1 × 1 -Kanal), hat eine Diversity-Größenordnung gleich eins, weshalb ein relativ hohes SRV erforderlich ist, um eine bestimmte Fehlerrate zu erreichen (siehe Kurve 10 in 1). Die Diversity-Größenordnung ist gleich dem Gefälle der PFR-Kurve im Vergleich zur SRV-Kurve. Bei einem M_t × M_r-MIMO-System ist die maximal mögliche Diversity-Größenordnung gleich M_tM_r (mit unabhängigem räumlichem Schwund und ohne Frequenzdiversity). Somit kann für ein 2 × 2-MIMO eine Diversity der Größenordnung 4 erreicht werden. Mit schlechtem Codedesign wird eine Diversity-Größenordnung kleiner als 4 erreicht, wie in Kurve 12 von 1 gezeigt. Mit dem richtigen Design kann ein Gefälle von 4 erreicht werden, wie in Kurve 14 gezeigt. In wenigstens einem Aspekt der vorliegenden Erfindung werden Techniken und Strukturen zum Codieren von Sendesignalen in einem Zweisendeantennensystem bereitgestellt, die in der Lage sind, einen Grad an Diversity zu erhöhen, der in dem entsprechenden Kanal erreicht wird.
2 ist ein Blockschaubild, das eine beispielhafte Senderanordnung 20 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Wie gezeigt, enthält die Senderanordnung 20: einen Konstellationsmapper 22, einen Raum-Zeit-Mapper 24 und eine erste und eine zweite Sendeantenne 26, 28. Der Konstellationsmapper 22 empfängt einen Eingangsbitstrom und wandelt den Bitstrom auf der Grundlage einer zuvor festgelegten Modulationskonstellation (zum Beispiel Binary Phase Shift Keying (BPSK), Quadrature Phase Shift Keying (QPSK), 4 Quadrature Amplitude Modulation (4-QAM), 16-QAM, 64-QAM, etc.) in entsprechende Modulationssymbole um. Der Raum-Zeit-Mapper 24 empfängt die durch den Konstellationsmapper 22 ausgegebenen Modulationssymbole und erzeugt Signale, die von der ersten und der zweiten Sendeantenne 26, 28 zu senden sind. Bei der ersten und der zweiten Sendeantenne 26, 28 kann es sich um eine beliebige Art von Antenne handeln, zum Beispiel Dipole, Felder, Helixantennen, Antennenarrays und/oder andere. Wie noch näher besprochen werden wird, verarbeitet der Raum-Zeit-Mapper 24 die Symbole in einer Weise, welche die Diversity des entsprechenden Kanals erhöht.
In wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Code bereitgestellt, der in der Lage ist, eine volle Diversity in einem Zweiantennensystem durch Senden von vier komplexen Symbolen auf zwei Sendeantennen über zwei Zeitabtastungen zu erreichen. Das Codewort für den Code kann durch die folgende 2 × 2 -Matrix dargestellt werden: $X = [\begin{matrix} x_{1} + θ x_{3} & - x_{2}^{*} - θ x_{4}^{*} \\ x_{2} + θ x_{4} & x_{1}^{*} + θ x_{3}^{*} \end{matrix}]$
wobei x₁, x₂, x₃ und x₄ komplexe Symbole sind, x* der konjugiert-komplexe Wert von x bezeichnet und 0 ein Parameter ist, der von der Konstellation abhängt, aus der die Symbole entnommen wurden (wenn zum Beispiel BPSK verwendet wird, so kann 0 = j verwendet werden, und so weiter). Die erste und die zweite Reihe der Matrix X entsprechen der ersten bzw. der zweiten Antenne des zugehörigen Senders (zum Beispiel Antennen 26 und 28 in 2). Die erste und die zweite Spalte der Matrix X entsprechen einer ersten und einer zweiten aufeinanderfolgenden Zeitabtastung (zum Beispiel t, und t₁₊₁). Mit Bezug auf 2 können die Symbole x₁, x₂, x₃ und x₄ vier aufeinanderfolgende Symbole sein, die durch den Konstellationsmapper 22 ausgegeben werden. Der Raum-Zeit-Mapper 24 speist die vier Symbole ein und verwendet sie zum Erzeugen von Signalen, die von der ersten und der zweiten Antenne 26, 28 über zwei Abtastzeiten gesendet werden. Zu einer ersten Abtastzeit kann der Raum-Zeit-Mapper 24 x₁ + θx₃ an die erste Antenne 26 und x₂ + θx₄ an die zweite Antenne 28 zum Senden ausgeben. Zur nächsten Abtastzeit kann der Raum-Zeit-Mapper 24 -x₂*-θx₄* an die erste Antenne 26 und x₁*+ θx₃* an die zweite Antenne 28 zum Senden ausgeben. Es versteht sich, daß in verschiedenen Ausführungsformen auch andere Elemente zwischen dem Raum-Zeit-Mapper 24 und jeder der zwei Antennen 26, 28 vorhanden sein können. Es können zum Beispiel Elemente wie zum Beispiel Frequenzaufwärtskonverter, Leistungsverstärker, I-Q-Modulatoren und/oder weitere Elemente verwendet werden.
Auf dem Gebiet der Raum-Zeit-Codierung ist festgestellt worden, daß bei höheren Datenraten der Alamouti-Code nicht so gut funktioniert wie räumliche Multiplexierung. Der Alamouti-Code wird durch die folgende Codewortmatrix dargestellt: $[\begin{matrix} x_{1} & - x_{2}^{*} \\ x_{2} & x_{1}^{*} \end{matrix}]$
und die räumliche Multiplexierung (RM) kann folgendermaßen dargestellt werden: $[\begin{matrix} x_{1} & x_{3} \\ x_{2} & x_{4} \end{matrix}]$
Bei höheren Raten ist es besser, bei gleicher Gesamtdatenrate RM mit kleineren QAM-Konstellationen (zu denen x₁, ..., x₄ gehören) zu verwenden als den Alamouti-Code mit größeren QAM-Konstellationen (zu denen x_1, x₂ gehören). Es ist jedoch allgemein bekannt, daß RM eine Diversity von lediglich der Größenordnung M_r - und nicht M_rM_t - bietet. Es kann aufgezeigt werden, daß die Codes der vorliegenden Erfindung volle Diversity (d. h. Rang dieser Matrix = 2) für bestimmte Werte von θ bieten. Eine der Bedingungen für 0 ist, daß: $θ \neq \frac{xdi}{xdj}$
für jedes xdi und xdj wobei xdi und xdj paarweise Differenzen zwischen 2 QAM-Symbolen sind. Die obige Bedingung ist ausreichend, um eine volle Diversity für QAM-Größen bis 16 zu erreichen. Zu den folgenden Werten von 0 wurde experimentell festgestellt, daß sie die volle Diversity für den betreffenden Code bieten:

QAM θ

2 $e^{j \frac{π}{4}}$

4 $e^{j \frac{π}{8}}$

16 $e^{j \frac{π}{8}}$
Dem Leser ist klar, daß das oben angesprochene Codewort X auf vielfältige Weise modifiziert werden kann, ohne seine diversityerhöhenden Eigenschaften zu verlieren. Zum Beispiel können Reihen- und/oder Spaltenaustauschungen vorgenommen werden. Gleichermaßen können Symbole konjugiert und/oder negiert werden, solange solche Aktionen in Bezug auf die gesamte Matrix ausgeführt werden.
In der obigen Beschreibung ist das Codewort X so beschrieben, daß es in einem einzelnen Trägersystem implementiert ist. Der oben beschriebene Code kann auch innerhalb von Mehrträgerkommunikationssystemen verwendet werden. In einem Mehrträgersystem können die Symboltransformationen, die mit dem Codewort verbunden sind, für die einzelnen Hilfsträger der Mehrträgersignale, die zu senden sind, vorgenommen werden. Bei Verwendung in einem Mehrträgersystem kann der Raum-Zeit-Mapper 24 von 1 durch einen Raum-Zeit-Frequenzmapper ersetzt werden, um das Abbilden von Daten auf die einzelnen Hilfsträger zu berücksichtigen. In wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der Code innerhalb eines Mehrträgersystems vom Typ des Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) verwendet.
3 ist ein Blockschaubild, das eine beispielhafte Raum-Zeit-Frequenzmapperanordnung 40 veranschaulicht, die innerhalb eines OFDM-Systems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. Wie gezeigt, kann die Raum-Zeit-Frequenzmapperanordnung 40 einen Strom aus Modulationssymbolen S₁, S₂, S₃, ... an einem Eingang empfangen und die Symbole zum Erzeugen von OFDM-Symbolen verwenden, die an eine erste und eine zweite Antenne 42, 44 übermittelt werden. Die Raum-Zeit-Frequenzmapperanordnung 40 kann einen Symbolverschachteler 46 und/oder eine Anzahl von Transformationseinheiten 48, 50, 52, 54, 56, 58, 60, 62 und/oder eine Anzahl von Multiplexern (MUXs) 64, 68, 70, 72 und/oder ein Paar Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT)-Einheiten 74, 76 und/oder ein Paar Zykluspräfixeinheiten 78, 80 enthalten. Jede der IDFT-Einheiten 74, 76 hat eine Anzahl von Eingängen, von denen jeder einem Hilfsträger des System entspricht. Für jeden Hilfsträger gibt es eine Funktionalität zum Bestimmen der entsprechenden Elemente der Matrix X, die zu jeder bestimmten Abtastzeit zu senden sind. Jeder Hilfsträger kann das Codewort X unter Verwendung von vier verschiedenen Symbolen aus dem Eingangsstrom erzeugen (zum Beispiel S₁, S₂, S₃, S₄ für einen ersten Hilfsträger, S₅, S₆, S₇, S₈ für einen zweiten Hilfsträger und so weiter).
Die Transformationseinheiten 48, 50, 52, 54, 56, 58, 60, 62 dienen dem Ausführen der verschiedenen Symboltransformationen, die in dem Codewort X enthalten sind. So führt die Transformationseinheit 48 für einen ersten Hilfsträger, der zu der ersten Antenne 42 gehört, die Transformation S₁ + θS₃ aus, und die Transformationseinheit 50 führt die Transformation -S₂*-θS₄* aus. Gleichermaßen führt die Transformationseinheit 56 für einen ersten Hilfsträger, der zu der zweiten Antenne 44 gehört, die Transformation S₂ + θS₄ aus, und die Transformationseinheit 58 führt die Transformation S₁* + θS₃* aus. Ähnliche Transformationseinheiten können für die anderen Hilfsträger vorgesehen sein. Der Symbolverschachteler 46 empfängt den Eingangssymbolstrom und verschachtelt die Symbole darin unter den entsprechenden Transformationseinheiten 48, 50, 52, 54, 56, 58, 60, 62. Zum Beispiel kann in der veranschaulichten Ausführungsform der Symbolverschachteler 46 Symbole S₁ und S₁ in die Transformationseinheit 48 einspeisen, Symbole S₂ und S₄ in die Transformationseinheit 50 einspeisen, und so weiter.
Wie zuvor beschrieben, entsprechen die erste und die zweite Spalte des obigen Codewortes X einer ersten und einer zweiten aufeinanderfolgenden Abtastzeit (zum Beispiel t₁ und t_1+l). Die MUXs 64, 68, 70, 72 dienen der Implementierung dieser Zeitbeziehung. Wie gezeigt, hat jeder MUX 64, 68, 70, 72 einen Ausgang, der mit einem Eingang einer entsprechenden IDFT verbunden ist. Jeder MUX 64, 68, 70, 72 empfängt auch einen Eingang von zwei entsprechenden Transformationseinheiten. Zu einer ersten Abtastzeit koppelt jeder MUX ein Ausgangssignal von einer der entsprechenden Transformationseinheiten in den zugehörigen Eingang der IDFT ein. Zur nächsten Abtastzeit koppelt der MUX die andere Transformationseinheit an den Eingang der IDFT. Eine ähnliche Vorgehensweise wird für jeden der Hilfsträger und jede der Antennen 42, 44 verwendet.
Zu einer ersten Abtastzeit empfängt jede der IDFT-Einheiten 74, 76 einen Eingang für jeden der Hilfsträger. Die IDFT-Einheiten 74, 76 wandeln dann diese Frequenzbereichsinformationen in eine Zeitbereichsdarstellung um. Die Zeitbereichsdarstellung kann dann in eine serielle Form umgewandelt und an eine entsprechende Zykluspräfixeinheit 78, 80 ausgegeben werden, die einen zyklischen Präfix an das entsprechende Signal anhängt, um ein OFDM-Symbol zu bilden. Das OFDM-Symbol, das durch jede Zykluspräfixeinheit 78, 80 ausgegeben wird, kann dann an eine entsprechende Sendeantenne 42, 44 übermittelt werden.
In einigen anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird ein Code bereitgestellt, der in der Lage ist, eine volle Diversity oder eine nahezu volle Diversity in einem Zweiantennensystem durch Senden von vier komplexen Symbolen auf zwei Sendeantennen über drei Zeitabtastungen zu erreichen. Das Codewort für diesen Code kann durch die folgende 2×3-Matrix dargestellt werden: $X = [\begin{matrix} x_{1} & - x_{2}^{*} + θ x_{3} & - x_{4}^{*} \\ x_{2} & x_{1}^{*} + θ x_{4} & x_{3}^{*} \end{matrix}]$
wobei x_1, x₂, x₃ und x₄ komplexe Symbole sind, x* der konjugiert-komplexe Wert von x bezeichnet und 0 ein Parameter ist, der von der Konstellation abhängt, aus der die Symbole entnommen wurden. Wenn BPSK verwendet wird, so kann der Wert von 0 gleich j sein. Für QPSK kann der Wert von 0 gleich e^jπ/4, und so weiter. Obgleich nicht gezeigt, müssen die Elemente in der zweiten Spalte von Matrix X durch √2 normalisiert werden. Wie bei dem zuvor besprochenen Code entsprechen die erste und die zweite Reihe der 2 × 3 -Matrix X der ersten bzw. der zweiten Antenne eines zugehörigen Senders (zum Beispiel Antennen 26 und 28 in 2). Die erste, die zweite und die dritte Spalte der 2 × 3 -Matrix entsprechen der ersten, der zweiten und der dritten aufeinanderfolgenden Abtastzeit (zum Beispiel t_i, t_l+1, t₁₊₂). Kehren wir zu 2 zurück. Die Symbole x₁, x₂, x₃ und x₄ in der 2 × 3-Matrix können vier aufeinanderfolgende Symbole sein, die durch den Konstellationsmapper 22 ausgegeben werden. Der Raum-Zeit-Mapper 24 empfängt die vier Symbole und verwendet sie zum Erzeugen von Signalen, die von der ersten und der zweiten Antenne 26, 28 über drei Abtastzeiten zu senden sind. Zu einer ersten Abtastzeit kann der Raum-Zeit-Mapper 24 x₁ an die erste Antenne 26 und x₂ an die zweite Antenne 28 zum Senden übermitteln. Zu einer nächsten Abtastzeit kann der Raum-Zeit-Mapper 24 -x₂* + θ_X3 an die erste Antenne 26 und x₁* + θx₄ an die zweite Antenne 28 zum Senden übermitteln. Zu einer dritten Abtastzeit kann der Raum-Zeit-Mapper 24 -x₄* an die erste Antenne 26 und x₃* an die zweiten Antenne 28 zum Senden übermitteln. Das durch die 2 × 3-Matrix dargestellte Codewort kann auf vielfältige Weise modifiziert werden, ohne daß seine diversityerhöhenden Eigenschaften verloren gehen. Zum Beispiel können Reihen- und/oder Spaltenaustauschungen vorgenommen werden. Gleichermaßen können Symbole konjugiert und/oder negiert werden, solange solche Aktionen mit Bezug auf die gesamte Matrix vorgenommen werden.
4 ist ein Blockschaubild, das eine beispielhafte Raum-Zeit-Frequenzmapperanordnung 90 veranschaulicht, die innerhalb eines OFDM-Systems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. Die Raum-Zeit-Frequenzmapperanordnung 90 ist dafür konfiguriert, mit dem Codewort zu arbeiten, das durch die oben erklärte 2□3-Matrix dargestellt wird. Wie in der vorherigen Ausführungsform kann die Raum-Zeit-Frequenzmapperanordnung 90 einen Symbolverschachteler 46, eine Anzahl von Transformationseinheiten 92, 94, 96, 98, eine Anzahl von MUXs 100, 102, ein Paar Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT)-Einheiten 74, 76 und ein Paar Zykluspräfixeinheiten 78, 80 enthalten. Im Gegensatz zur vorherigen Ausführungsform sind die MUXs 100, 102 nun so eingerichtet, über drei aufeinanderfolgende Abtastzeiten zu arbeiten. Das heißt, zu einer ersten Abtastzeit wird ein erster Eingang eines MUX an einen Eingang einer entsprechenden IDFT gekoppelt; zu einer zweiten Abtastzeit wird ein zweiter Eingang des MUX an den Eingang der entsprechenden IDFT gekoppelt; und zu einer dritten Abtastzeit wird ein dritter Eingang des MUX an den Eingang der IDFT gekoppelt.
Wenden wir uns 4 zu, wo der erste MUX 100 einem ersten Hilfsträger entspricht, welcher der ersten Sendeantenne 42 zugeordnet ist. Weil keine Transformation für das Symbol S₁ benötigt wird, wird keine entsprechende Transformationseinheit zwischen dem Verschachteler 46 und dem ersten Eingang des MUX 100 benötigt. Die Transformationseinheit 92 führt die Transformation -S₂* + θS₃ aus, und die Transformationseinheit 94 führt die Transformation -S₄* aus. Gleichermaßen entspricht der zweite MUX 102 einem ersten Hilfsträger, welcher der zweiten Sendeantenne 44 zugeordnet ist. Weil keine Transformation für das Symbol S₂ benötigt wird, wird keine entsprechende Transformationseinheit zwischen dem Verschachteler 46 und dem ersten Eingang des MUX 102 benötigt. Die Transformationseinheit 96 führt die Transformation S₁* + θS₄ aus, und die Transformationseinheit 98 führt die Transformation S₃* aus. Wie dem Leser einleuchtet, gibt es eine ähnliche Funktionalität auch für die anderen Hilfsträger. Wie zuvor, werden die OFDM-Symbole, die durch die Zykluspräfixeinheiten 78, 80 ausgegeben werden, an die entsprechenden Antennen 42, 44 zum Senden übermittelt.
Das Folgende ist ein Beweis, daß der Code, der durch die oben erklärte 2 × 3 -Matrix X dargestellt wird, in der Lage ist, eine volle oder nahezu volle Diversity mit zwei Sendeantennen zu erreichen. Der folgende Beweis geht davon aus, daß alle Symbole x, uncodiert (und daher unkorreliert) sind und einer komplexen Konstellation x der Größe |x| = Q entnommen wurden. Unten ist die paarweise Differenzmatrix X gezeigt. Die entsprechende elementweise Differenzkonstellation kann als X̃ dargestellt werden. $\tilde{X} = [\begin{matrix} {\tilde{x}}_{1} & - {\tilde{x}}_{2}^{*} + θ {\tilde{x}}_{3} & - {\tilde{x}}_{4}^{*} \\ {\tilde{x}}_{2} & {\tilde{x}}_{1}^{*} + θ {\tilde{x}}_{4} & {\tilde{x}}_{3}^{*} \end{matrix}]$
Es kann gezeigt werden, daß alle paarweisen Differenzmatrizes X̃ Rang d sein müssen, damit das Code-Lexikon die Diversity-Größenordnung d bereitstellt. Bei 2 Sendeantennen ist es erforderlich, daß X̃ für alle möglichen x̃_i Rang 2 ist, um eine Diversity-Größenordnung 2 zu erreichen. Mit M_r Empfangsantennen ist die erwartete Gesamtdiversity 2M_r. Es wird davon ausgegangen, daß paarweise Symboldifferenzen x̃₁, x̃₂, x̃₃, x̃₄ alle null sind, sofern nichts anderes angegeben ist. Die volle Diversity wird im vorliegenden Text durch systematisches Tabulieren aller Fälle von x̃_i ungleich Null bewiesen.
1) x̃_i ≠ 0
Die Differenzmatrix ist in diesem Fall der volle Rang, wie unten gezeigt. Durch Symmetrie gilt dieser Beweis für alle x̃_i ungleich Null. $\tilde{X} = [\begin{matrix} {\tilde{x}}_{1} & 0 & 0 \\ 0 & {\tilde{x}}_{1}^{*} & 0 \end{matrix}]$
2) x̃₁ ≠ 0 ≠ x̃₂
Die Differenzmatrix ist wieder der volle Rang, wie unten gezeigt. Dieser Beweis folgt aus dem Beweis für volle Diversity des Alamouti-Code. $\tilde{X} = [\begin{matrix} {\tilde{x}}_{1} & - {\tilde{x}}_{2}^{*} & 0 \\ {\tilde{x}}_{2} & {\tilde{x}}_{1}^{*} & 0 \end{matrix}]$
3) x̃₁ ≠ 0 ≠ x̃₃
Die Differenzmatrix für diesen Fall ist: $\tilde{X} = [\begin{matrix} {\tilde{x}}_{1} & θ {\tilde{x}}_{3} & 0 \\ 0 & {\tilde{x}}_{1}^{*} & {\tilde{x}}_{3}^{*} \end{matrix}]$
4) x̃₁ ≠ 0 ,x̃₂ ≠ 0, and x̃₃ ≠ 0
Die Differenzmatrix für diesen Fall ist: $\tilde{X} = [\begin{matrix} {\tilde{x}}_{1} & - {\tilde{x}}_{2}^{*} + θ {\tilde{x}}_{3} & 0 \\ {\tilde{x}}_{2} & {\tilde{x}}_{1}^{*} & {\tilde{x}}_{3}^{*} \end{matrix}]$
5) x̃₁ ≠ 0 ≠ x̃₄
Dies ist insofern der interessanteste Fall, als es für den Wert von 0 Beschränkungen auferlegt. $\tilde{X} = [\begin{matrix} {\tilde{x}}_{1} & 0 & - {\tilde{x}}_{4}^{*} \\ 0 & {\tilde{x}}_{1}^{*} + θ {\tilde{x}}_{4} & 0 \end{matrix}]$
Die obige Matrix ist der volle Rang, wenn x̃₁ +θ x̃₄ ≠ 0 für alle x̃_i und x̃₄. Das heißt, θ muß so gelöst werden, daß θ ≠ -x̃₁ /x̃₄ für alle x̃_i und x̃₄. Da die Werte von x̃_i von der Konstellation x abhängen, hängt der Wert von 0 von der Konstellation ab. Zum Beispiel ist für BPSK 0 = j eine Lösung. Es gibt noch viele andere Lösungen. Intuitiv kann 0 gewählt werden, um den Satz paarweiser Differenzen x̃ zu einem größeren Satz zu erweitern, um das Herauskürzen von x̃_i + θ x̃_j innerhalb von X̃ zu vermeiden.
6) x̃₁, x̃₂, x̃₃, x̃₄ ≠ 0
Dieser Fall kann aus den Fällen 1) bis 5) oben hergeleitet werden.
Die Techniken und Strukturen der vorliegenden Erfindung können in einer beliebigen aus einer Vielzahl verschiedener Formen implementiert werden. In wenigstens einer Anwendung werden Merkmale der Erfindung innerhalb eines Drahtlosnetzes mit hohem Durchsatz implementiert werden. In verschiedenen Ausführungsformen können Merkmale der Erfindung zum Beispiel innerhalb von Folgendem implementiert sein: Laptop-, Palmtop-, Desktop- und Tablettcomputern mit Drahtlosfähigkeit, persönlichen digitalen Assistenten mit Drahtlosfähigkeit, Drahtlosnetzwerkschnittstellenkarten (NICs) und anderen Netzwerkschnittstellenstrukturen, Drahtloszugangspunkten, Handys (Zelltelefonen) und anderen handgehaltenen Drahtloskommunikationsgeräten, Zellbasisstationen, Pagern, Satellitenkommunikationseinrichtungen, Kameras und anderen Bildgabegeräten mit Drahtlosfähigkeit, Audio/Videogeräten mit Drahtlosfähigkeit, integrierten Schaltkreisen, als Befehle und/oder Datenstrukturen, die auf maschinenlesbaren Medien gespeichert sind, und/oder in anderen Formaten. Zu Beispielen verschiedener Arten von maschinenlesbaren Medien, die verwendet werden können, gehören Disketten, Festplatten, optische Disks, Compact-Disk-Nurlesespeicher (CD-ROMs), magneto-optische Disks, Nurlesespeicher (ROMs), Direktzugriffsspeicher (RAMs), löschbare programmierbare ROMs (EPROMs), elektrisch löschbare programmierbare ROMs (EEPROMs), magnetische oder optische Karten, Flash-Speicher und/oder andere Arten von Medien, die sich zum Speichern elektronischer Befehle oder Daten eignen. In wenigstens einer Form ist die Erfindung als ein Satz von Befehlen verkörpert, die zum Senden über ein Sendemedium auf eine Trägerwelle moduliert werden.
Es versteht sich, daß die einzelnen Blöcke, die in den Blockschaubildern im vorliegenden Text veranschaulicht sind, von funktionaler Art sein können und nicht unbedingt den diskreten Hardware-Elementen entsprechen. Zum Beispiel sind in wenigstens einer Ausführungsform zwei oder mehr der Blöcke in einem Blockschaubild innerhalb eines gemeinsamen digitalen Verarbeitungsbausteins implementiert. Zu dem einen oder den mehreren digitalen Verarbeitungsbausteinen können zum Beispiel folgende gehören: ein Allzweckmikroprozessor, ein digitaler Signalprozessor (DSP), ein Reduced Instruction Set-Computer (RISC), ein Complex Instruction Set-Computer (CISC), ein Field Programmable Gate Array (FPGA), ein Application Specific Integrated Circuit (ASIC) und/oder andere. Es können Hardware-, Software-, Firmware- und Hybridimplementierungen verwendet werden.
In der obigen detaillierten Beschreibung sind im Interesse der Kürze der Offenbarung verschiedene Merkmale der Erfindung in einer oder mehreren einzelnen Ausführungsformen gruppiert. Diese Art der Offenbarung darf nicht als die Absicht mißverstanden werden, daß die beanspruchte Erfindung mehr Merkmale benötigt, als ausdrücklich in jedem Anspruch angeführt sind. Es können vielmehr - wie die folgenden Ansprüche widerspiegeln - erfinderische Aspekte in weniger als allen Merkmalen jeder offenbarten Ausführungsform liegen.
Obgleich die vorliegende Erfindung in Verbindung mit bestimmten Ausführungsformen beschrieben wurde, versteht es sich, daß auf Modifikationen und Variationen zurückgegriffen werden kann, ohne daß der Geist und der Geltungsbereich der Erfindung verlassen wird, wie dem Fachmann ohne Weiteres einleuchtet. Solche Modifikationen und Variationen werden als innerhalb des Schutz- und Geltungsbereiches der Erfindung und der angehängten Ansprüche liegend betrachtet.

Claims

Verfahren zum Senden von Datensymbolen von zwei Antennen, umfassend: erstes Senden von x₁ + θx₃ von einer ersten Antenne und x₂ + θx₄ von einer zweiten Antenne zu einer ersten Abtastzeit; und zweites Senden von -x₂*-θx₄* von der ersten Antenne und x₁* + θx₃* von der zweiten Antenne zu einer zweiten Abtastzeit; wobei x₁, x₂, x₃ und x₄ komplexe Symbole sind, x* der konjugiert-komplexe Wert von x ist und θ ein Parameter ist, der von einer Modulationskonstellation abhängt, die zum Erzeugen der Symbole x₁, x₂, x₃ und x₄ verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei: die zweite Abtastzeit auf die erste Abtastzeit folgt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei: die zweite Abtastzeit vor der ersten Abtastzeit liegt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei: das Verfahren eine volle Diversität in einem entsprechenden Drahtloskanal erreicht.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei: die Modulationskonstellation eine Binary Phase Shift Keying (BPSK)-Konstellation ist und 0 = j.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei: das Verfahren zur Verwendung in einem Mehrträgersystem mit mehreren Hilfsträgern vorgesehen ist; und das erste und das zweite Senden das Senden innerhalb eines zuvor festgelegten Hilfsträgers eines Mehrträgersignals umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei: das Mehrträgersystem ein Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)-System ist.
Verfahren zum Senden von Datensymbolen von zwei Antennen, umfassend: erstes Senden von x₁ von einer ersten Antenne und x₂ von einer zweiten Antenne zu einer ersten Abtastzeit; zweites Senden von -x₂* + θx₃ von der ersten Antenne und x₁* + θx₄*von der zweiten Antenne zu einer zweiten Abtastzeit; drittes Senden von -x₄* von der ersten Antenne und x₃ ^* von der zweiten Antenne zu einer dritten Abtastzeit; wobei x₁, x₂, x₃ und x₄ komplexe Symbole sind, x* der konjugiert-komplexe Wert von x ist und 0 ein Parameter ist, der von einer Modulationskonstellation abhängt, die zum Erzeugen der Symbole x₁, x₂, x₃ und x₄ verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei: die zweite Abtastzeit auf die erste Abtastzeit folgt und die dritte Abtastzeit auf die zweite Abtastzeit folgt.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei: das Verfahren eine volle Diversität in einem entsprechenden Drahtloskanal erreicht.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei: die Modulationskonstellation eine Binary Phase Shift Keying (BPSK)-Konstellation ist und 0 = j ist.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei: die Modulationskonstellation eine Quadrature Phase Shift Keying (QPSK)-Konstellation ist und 0 = e^1π/4 ist.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei: das Verfahren zur Verwendung in einem Mehrträgersystem mit mehreren Hilfsträgern vorgesehen ist; und das erste und das zweite Senden das Senden innerhalb eines zuvor festgelegten Hilfsträgers eines Mehrträgersignals umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei: das Mehrträgersystem ein Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)-System ist.
Kommunikationsvorrichtung, umfassend: einen Konstellationsmapper zum Abbilden eines Bitstromes in komplexe Symbole auf der Grundlage einer zuvor festgelegten Modulationskonstellation, wobei die komplexen Symbole wenigstens Symbole x₁, x₂, x₃ und x₄ enthalten; und einen Raum-Zeit-Frequenzmapper zum Codieren und Abbilden der komplexen Symbole zum Senden von einer ersten und einer zweiten Antenne, wobei der Raum-Zeit-Frequenzmapper abbildet: (a) x₁ + θx₃, das von der ersten Antenne, und x₂ + θx₄, das von der zweiten Antenne zu einer ersten Abtastzeit unter Verwendung eines zuvor festgelegten Hilfsträgers eines Mehrträgersignals zu senden, und (b) -x₂*-θx4* von der ersten Antenne und x₁* + θx₃* von der zweiten Antenne zu einer zweiten Abtastzeit unter Verwendung des zuvor festgelegten Hilfsträgers zu senden, wobei x* der konjugiert-komplexe Wert von x ist und 0 ein Parameter ist, der von der zuvor festgelegten Modulationskonstellation abhängt.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 15, wobei: die zuvor festgelegte Modulationskonstellation eine Binary Phase Shift Keying (BPSK)-Konstellation ist und 0 = j.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 15, wobei: die zweite Abtastzeit vor der ersten Abtastzeit liegt.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 15, wobei: das Mehrträgersignal ein Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)-Symbol enthält.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 15, wobei: die Kommunikationsvorrichtung dafür konfiguriert ist, eine volle Diversität zu erreichen.
Kommunikationsvorrichtung, umfassend: einen Konstellationsmapper zum Abbilden eines Bitstromes in komplexe Symbole auf der Grundlage einer zuvor festgelegten Modulationskonstellation, wobei die komplexen Symbole wenigstens Symbole x₁, x₂, x₃ und x₄ enthalten; und einen Raum-Zeit-Frequenzmapper zum Abbilden der komplexen Symbole zum Senden von einer ersten und einer zweiten Antenne, wobei der Raum-Zeit-Frequenzmapper abbildet: (a) x₁ von der ersten Antenne und x₂ von der zweiten Antenne zu einer ersten Abtastzeit unter Verwendung eines zuvor festgelegten Hilfsträgers eines Mehrträgersignals zu senden, (b) -x₂* + θx₃ von der ersten Antenne und x₁* + θx₄ von der zweiten Antenne zu einer zweiten Abtastzeit unter Verwendung des zuvor festgelegten Hilfsträgers zu senden, und (c) -x₄* von der ersten Antenne und x₃* von der zweiten Antenne zu einer dritten Abtastzeit unter Verwendung des zuvor festgelegten Hilfsträgers zu senden, wobei x* der konjugiert-komplexe Wert von x ist und 0 ein Parameter ist, der von der zuvor festgelegten Modulationskonstellation abhängt.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 20, wobei: die zuvor festgelegte Modulationskonstellation eine Quadrature Phase Shift Keying (QPSK)-Konstellation ist und 0 = e^1π/4.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 20, wobei: die zweite Abtastzeit auf die erste Abtastzeit folgt und die dritte Abtastzeit auf die zweite Abtastzeit folgt.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 20, wobei: das Mehrträgersignal ein Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)-Symbol ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 20, wobei: die Kommunikationsvorrichtung dafür konfiguriert ist, eine volle Diversität zu erreichen.
Kommunikationsvorrichtung, umfassend: eine erste und eine zweiten Dipolantenne; einen Konstellationsmapper zum Abbilden eines Bitstromes in komplexe Symbole auf der Grundlage einer zuvor festgelegten Modulationskonstellation, wobei die komplexen Symbole wenigstens Symbole x₁, x₂, x₃ und x₄ enthalten; und einen Raum-Zeit-Frequenzmapper zum Codieren und Abbilden der komplexen Symbole zum Senden von der ersten und der zweiten Dipolantenne, wobei der Raum-Zeit-Frequenzmapper abbildet: (a) x₁ + θx₃ von der ersten Dipolantenne und x₂ + θx₄ von der zweiten Dipolantenne zu einer ersten Abtastzeit unter Verwendung eines zuvor festgelegten Hilfsträgers eines Mehrträgersignals zu senden, und (b) -x₂*-θx₄* von der ersten Dipolantenne und x₁* + θx₃* von der zweiten Dipolantenne zu einer zweiten Abtastzeit unter Verwendung des zuvor festgelegten Hilfsträgers zu senden, wobei x* der konjugiert-komplexe Wert von x ist und 0 ein Parameter ist, der von der zuvor festgelegten Modulationskonstellation abhängt.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 25, wobei: die zuvor festgelegte Modulationskonstellation eine Binary Phase Shift Keying (BPSK)-Konstellation ist und 0 = j.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 25, wobei: die zweite Abtastzeit vor der ersten Abtastzeit liegt.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 25, wobei: das Mehrträgersignal ein Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)-Symbol enthält.
Gegenstand, der ein Speichermedium umfaßt, auf dem Befehle gespeichert sind, die bei Ausführung durch eine Computerplattform Folgendes veranlassen: Senden von x₁ + θx₃ von einer ersten Antenne und x₂ + θx₄ von einer zweiten Antenne zu einer ersten Abtastzeit; und Senden von -x₂*-θx₄* von der ersten Antenne und x₁* + θx₃* von der zweiten Antenne zu einer zweiten Abtastzeit; wobei x₁, x₂, x₃ und x₄ komplexe Symbole sind, x* der konjugiert-komplexe Wert von x ist und 0 ein Parameter ist, der von einer Modulationskonstellation abhängt, die zum Erzeugen der Symbole x₁, x₂, x₃ und x₄ verwendet wird.
Gegenstand nach Anspruch 29, wobei: die Modulationskonstellation eine Binary Phase Shift Keying (BPSK)-Konstellation ist und 0 = j.
Gegenstand nach Anspruch 29, wobei: der Gegenstand zur Verwendung in einem Mehrträgersystem vorgesehen ist und x₁ + θx₃, x₂ + θx₄, -x₂*-θx₄* und x₁* + x₃*unter Verwendung eines gemeinsamen Hilfsträgers gesendet werden.
Gegenstand nach Anspruch 31, wobei: das Mehrträgersystem ein Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)-System ist.
Gegenstand, der ein Speichermedium umfaßt, auf dem Befehle gespeichert sind, die bei Ausführung durch eine Computerplattform Folgendes veranlassen: Senden von x₁ von einer ersten Antenne und x₂ von einer zweiten Antenne zu einer ersten Abtastzeit; Senden von -x₂* + θx₃ von der ersten Antenne und x₁* + θx₄ von der zweiten Antenne zu einer zweiten Abtastzeit; und Senden von -x₄* von der ersten Antenne und x₃* von der zweiten Antenne zu einer dritte Abtastzeit; wobei x₁ x₂, x₃ und x₄ komplexe Symbole sind, x* der konjugiert-komplexe Wert von x ist und 0 ein Parameter ist, der von einer Modulationskonstellation abhängt, die zum Erzeugen der Datensymbole x₁, x₂, x₃ und x₄ verwendet wird.
Gegenstand nach Anspruch 33, wobei: die Modulationskonstellation eine Binary Phase Shift Keying (BPSK)-Konstellation ist und 0 = j.
Gegenstand nach Anspruch 33, wobei: die Modulationskonstellation eine Quadrature Phase Shift Keying (QPSK)-Konstellation ist und 0 = e^1π/4.
Gegenstand nach Anspruch 33, wobei: der Gegenstand zur Verwendung in einem Mehrträgersystem vorgesehen ist und x₁, x₂, -x₂* + θx₃, x₁* + θx₄, -x₄* und x₃* unter Verwendung eines gemeinsamen Hilfsträgers gesendet werden.
Gegenstand nach Anspruch 33, wobei: das Mehrträgersystem ein Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)-System ist.