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Anordnung zur elektronischen Umformung veränderlicher Wechselspannungshalbwellen
in konstante Gleichspannungen bei Erreichen. einer vorgegebenen Größe Die Erfindung
bezieht sich auf eine Anordnung zur kontaktlosen Umformung kleiner, veränderlicher
Wechselspannungshalbwellen oder gleichgerichteter Wechselspannungen in beim Erreichen
einer vorgegebenen Größe sprungartig einsetzende Gleichspannungen konstanter Amplitude.
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Derartige Aufgaben treten beispielsweise auf bei der Aussteuerung
von Schaltleistungstransistoren in Zweipunktstellantrieben. Weiter wird dabei gefordert,
daß die Ausgangsgleichspannung den Wert, auf den sie springt, wenn die beliebig
geformte Eingangsspannung einen vorgebbaren kleinen Ansprechwert bestimmten Vorzeichens
übersteigt, unverändert beibehält, solange der zeitliche Abstand zwischen Unterschreiten
eines Schwellwertes und -Wiedererreichen des Ansprechwertes nicht kleiner als ein
ebenfalls vorgebbares maximales Zeitintervall ist. Erscheint nach dem Unterschreiten
des Schwellwertes -innerhalb dieses Zeitintervalls kein neues Eingangssignal mit
der erforderlichen Ansprechamplitude und dem erforderlichen Vorzeichen, dann muß
die Ausgangsgleichspannung schlagartig verschwinden. Die individuelle Form der Eingangsspannungen
spielt dabei keine Rolle. Sind es an Stelle von Wechselspannüngshalbwellen Gleichspannungen
mit Oberwellen, so setzt die Ausgangsgleichspannung dann sprungartig ein, wenn die
Spitzen der Oberwellen den Schwellwert überschreiten.
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Bei der Schaltung von Stellgliedern in Abhängigkeit von einer Regelabweichung
beispielsweise kann die der Regelabweichung proportionale Spannung aus Wechselspannungshalbwellen
bestehen, die z. B. von einem Drehmeldersystem mit nachgeschaltetem Phasengleichrichter
geliefert werden, oder aus gleichgerichteten Wechselspannungen, die z. B. von Stromwandlern,
Tachometermaschinen od. ä. erzeugt werden.
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Im erstgenannten Fall entstehen Wechselspannungen mit Amplituden,
die proportional der Winkeldifferenz von Sollwert- und Istwertgeber sind. Diese
Spannung wird gewöhnlich über einen phasenempfindlichen Gleichrichter einem Verstärker
zugeführt, an dessen einem oder anderem Ausgang - je nach Phasenlage dieser Spannung
in bezug auf die Netzfrequenz - positive Spannungshalbwellen mit der Netzspannungsfrequenz
erscheinen. Wird der Sollwertgeber nur wenig verstellt, so treten Halbwellenspitzen
auf, deren zeitliche Dauer jedoch wegen der Gleichrichtung, der Begrenzerschaltung
des Phasengleichrichters und der Ansprechspannung der Dioden nur Bruchteile der
vollen Periode betragen, während über den größten Teil der Periode die Spannung
verschwindet. Diese kurzzeitigen Spannungsimpulse müssen in eine Gleichspannung
vorgebbarer konstanter Größe umgewandelt werden, solange die periodische Impulsfolge
nicht durch ein maximales Zeitintervall unterbrochen wird, das größer als eine Periode
ist. Dies läßt sich mit einer Anordnung zur kontaktlosen Umformung kleiner, veränderlicher
Wechselspannungshalbwellen oder gleichgerichteter Wechselspannungen in beim Erreichen
einer vorgegebenen Größe sprungartig einsetzende Gleichspannungen konstanter Amplitude
nach der Erfindung erreichen, die gekennzeichnet ist durch eine mit Transistoren
arbeitende Eingangskippstufe zur Erzeugung von Rechteckspannungsimpulsen, deren
Zeitdauer etwa der Dauer der Eingangsspannungen entspricht, und ein nachgeschaltetes
Zeitglied zur Umwandlung der Rechteckspannungsimpulse in eine sägezahnförmige Spannung,
die einer der Eingangskippstufe analogen Ausgangskippstufe zugeführt wird, das derart
bemessen ist, daß die zeitlich abklingenden Flanken der sägezahnförmigen Spannung
während der spannungslosen Intervalle zwischen zwei aufeinanderfolgenden Eingangsspannungen
den zur Aufrechterhaltung des Betriebszustandes der Ausgangskippstufe erforderlichen
Ansprechwert nicht unterschreiten, solange die spannungslosen Intervalle eine vorgebbare
maximale Zeitdauer nicht überschreiten.
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Zur Gewinnung von Ausgangsgleichspannungen, deren Vorzeichen von dem
Vorzeichen der Eingangswechselspannungshalbwellen abhängt, kann man für Eingangsspannungshalbwellen
unterschiedlichen Vorzeichens verschiedene Eingangsklemmen vorsehen, die über getrennte
Eingangskippstufen und getrennte Zeitglieder zu getrennten Ausgangskippstufen führen.
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Dabei ist es vorteilhaft, wenn beide Eingangs- und beide Ausgangskippstufen
parallel an einem gemeinsamen Spannungsteiler liegen, dessen einer Widerstand zugleich
eine Rückkopplungswirkung - ausübt, und wenn die beiden als Schwellwertschalter
dienenden Transistoren jeder der vier Stufen über einen allen gemeinsamen Emitterwiderstand
rückgekoppelt sind.
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In Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispiel der Anordnung nach der Erfindung
dargestellt. Die dabei auftretenden
Spannungen sind in den-Fig.
2 bis 5 wiedergegeben. Die Anordnung ist für einen Zweirichtungsbetrieb ausgelegt.
Sie besteht daher aus zwei völlig gleichartig aufgebauten Kanälen mit den Eingangsklemmen
1 und 2 oder 3 bzw. 1 und 2' oder 3' und den Ausgangsklemmen 4 und 5 bzw. 4 und
5'. Die einander entsprechenden, Elemente in beiden Kanälen sind mit den gleichen
Kennzahlen versehen; alle ungestrichenen Zahlen beziehen sich auf den einen, alle
mit einem Strich versehenen Zahlen auf den anderen Kanal. Da Aufbau und Wirkungsweise
beider Kanäle völlig gleich sind, genügt es zum Verständnis der Erfindung, wenn
nur der eine Kanal beschrieben wird.
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Die Anordnung ist aus den Eingangskippstufen 6 und 6', den Zeitgliedern
7 und 7' und den Ausgangskippstufen 8 und 8' aufgebaut, die im wesentlichen den
Eingangskippstufen entsprechen.
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Die Betriebsgleichspannung für alle Stufen wird von der Spannungsquelle
9 geliefert. Die Widerstände 10 und 11 bilden eine Spannungsteilerschaltung für
die Kippstufen, deren Betriebsspannung am Widerstand 11 abgegriffen wird. Der Widerstand
10 liegt mit beiden Kippstufen in Reihe und bewirkt einen für die Wirkungsweise
der Schaltung wesentlichen Rückkopplungseffekt.
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Wechselspannungshalbwellen,wie sie z. B. ein Phasengleichrichter liefert,
werden den Eingangsklemmen 1 und 2 zugeführt, wobei der Kondensator 12 das Fließen
eines Gleichstromes über den Abschlußwiderstand des Phasengleichrichters verhindert.
Gleichgerichtete Wechselspannungen werden über ein besonderes, hier nicht dargestelltes
Anpassungsglied an die Klemmen 1 und 3 angeschlossen.
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Die Eingangskippstufe 6 umfaßt im wesentlichen die pnp-Transistoren
13 und 14 und den npn-Transistor 15. Die Eingangsspannung wird über den Widerstand
10 den Basis- und Emitterelektroden des Transistors 13 zugeführt, dessen Kollektor
mit der Basis des Transistors 14 verbunden ist. Der Kollektor von 14 wiederum liegt
über dem Widerstand 16 an der Basis des npn-Transistors 15. Die dem Widerstand 11
parallelliegenden Widerstände 17 und. 18 bilden für das Basispotential des Transistors
13 einen Spannungsteiler, dessen Abgriffpotential durch das Eingangssignal gesteuert
wird. Entsprechend stellen der Widerstand 19 und die Emitter-Kollektor-Strecke des
Transistors 13 bzw. der dieser parallelliegende Widerstand 20 einen Spannungsteiler
für das Basispotential des Transistors 14 dar, das durch den veränderbaren Innenwiderstand
der Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 13 bestimmt wird. Widerstand 21, 16
und die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 14 bilden schließlich den Spannungsteiler
für das Basispotential des Transistors 15, das seinerseits durch den veränderbaren
Innenwiderstand des Transistors 14 gesteuert wird.
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Der npn-Transistor 15 liegt mit seinem Emitter direkt an der negativen
Betriebsspannungsquelle 9, während sein Kollektor über den Widerstand 23 und ein
Zeitglied 7, bestehend aus Kondensator 24 und einstellbarem Widerstand 22, an der
positiven Betriebsspannungsklemme liegt. Das Zeitglied steuert über die Widerstände
25 und 26 die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 27, der seinerseits zusammen
mit dem Widerstand 28 einerseits und dem Widerstand 26 andererseits in Reihe an
der Betriebsspannungsquelle 9 liegt und mit diesen Widerständen eine Spannungsteilerschaltung
für das Basispotential des Transistors 29 bildet. 29 ist der Eingangstransistor
der Ausgangskippstufe B.
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Die Ausgangskippstufe 8 ist völlig analog der Eingangskippstufe 6
aufgebaut. Alle Elemente der Ausgangskippstufe 8 haben stets den gleichen Betriebszustand
wie die Elemente der Eingangskippstufe 6. Der Steuerung der Basis des Transistors
13 durch das Eingangssignal entspricht in der Ausgangskippstufe 8 die Steuerung
der Basis des Transistors 29 durch den jeweiligen Betriebszustand des Transistors
27. Den Transistoren 14 und 15 entsprechen die Transistoren 30 und 31, den Widerständen
16, 18, 19, 20, 21 und 23 die Widerstände 32, 28, 33, 34, 35 und 36.
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Zunächst sei angenommen, daß kein Eingangssignal an, den Klemmen 1
und 2 vorhanden ist. In diesem Fall ist durch eine geeignete Bemessung der Widerstände
17 und 18 dafür gesorgt, daß die Basis des Transistors 13 hinreichend negativ gegenüber
seinem Emitter ist, so daß 13 Basis- und kollektorstromführend ist. Wegen des dann
gegenüber 19 verschwindend kleinen Innenwiderstandes der Emitter-Kollektor-Strecke
des Transistors 13 haben Basis und Emitter von 14 nahezu das gleiche Potential,
so daß der Transistor 14 sperrt. Dadurch wird die Basis vom npn-Transistor 15 auf
negatives Potential gedrückt, so daß auch 15 sperrt und damit das Fließen eines
Basisstromes von 27 verhindert, wodurch dieser Transistor 27 ebenfalls sperrt.
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Der Transistor 29 dagegen ist stromführend, da seine Basis über den
Widerstand 28 am negativen Potential liegt, und bewirkt damit, genau wie der ihm
äquivalente Transistor 13, ein Sperren der Transistoren 30 und 31.
An den
Klemmen 4 und 5 erscheint kein Ausgangssignal.
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Tritt nun an der Klemme 2 ein gegenüber 1 positives Eingangssignal
auf und damit auch an der Basis des Transistors 13, so wird 13 beim Überschreiten
des Ansprechwertes gesperrt. Derartige Eingangssignale sind in Fig. 2 dargestellt.
Ausgehend von Fig. 2 ist für zwei Eingangssignale verschiedener Amplitude (ausgezogene
und punktierte Kurve) die Umformung beider Signale in den Fig. 3 bis 5 angedeutet.
Die Ansprechspannung U" ist in Fig. 2 durch die Linie a angedeutet.
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Der nun sperrende Transistor 13 bewirkt eine Verringerung des Spannungsabfalls
an 19 und damit ein Fließen des Basisstromes des Transistors 14, der schlagartig
leitend wird. Der Kollektorstrom von 14 fließt über den Spannungsteiler 16 und 21,
an dem sprungartig die Basisspannung für den npn-Transistor 15 abfällt. Dieser Kippeffekt
wird durch die Rückkopplung der Transistoren 13 und 14 über ihren gemeinsamen Emitterwiderstand
10 begünstigt. Der beim Einsetzen eines Steuerstromflusses größer werdende Spannungsabfall
an 10 stabilisiert den Sperrzustand von 13 und damit zugleich den stromführenden
Zustand von 14. Gleichzeitig wird durch die Rückkopplung erreicht, daß der Ausschaltschwellwert
U", in Fig. 2 durch die Linie b dargestellt, geringer als die Ansprechspannung ist,
so daß auch bei nur langsamem Anstieg der Steuerspannung ein sicheres Kippen gewährleistet
ist. Der Rückkopplungsgrad und damit die Differenz zwischen Ansprech- und Ausschaltspannung
wird ferner so gewählt, daß die an der Basis von 15 auftretenden Rechteckimpulse
mindestens die Zeitdauer haben, die notwendig ist, um den Kondensator 24 des Zeitgliedes
7 im Kollektorkreis von 15 über 23 und den Innenwiderstand der Emitter-Kollektor-Strecke
von 15 voll aufzuladen.
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Der zeitliche Verlauf der Spannung U1 der Rechteckimpulse ist in Fig.
3, der der Spannung Uc am Kondensator 24 in Fig. 4 dargestellt.
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Der Widerstand 23 begrenzt den Aufladestrom des Kondensators 24 durch
den Transistor 15. Die im Zeitglied 7 aus den Rechteckimpulsen der Eingangskippstufe
6 gebildete sägezahnförmige Spannung Uc wird über die Widerstände 25 und 26 den
Basis- und Emitterelektroden des Transistors 27 zugeführt und steuert diesen Transistor
auf seiner Verstärkerkennlinie.
Der Widerstand 25 wird sehr hochohmig
gewählt, damit der zeitlich nicht konstante Innenwiderstand der Basis-Emitter-Strecke
vom Transistor 27 die Zeitkonstante des RC-Gliedes nicht beeinflußt. Die Emitter-Kollektor-Spannung
des Transistors 27, der mit den Widerständen 26 und 28 einen Spannungsteiler für
das Basispotential für den Transistor 29 bildet, folgt der sägezahnförmigen Spannung
U, des Zeitgliedes im umgekehrten Rhythmus und verschiebt entsprechend das Basispotential
am Transistor 29. Oberhalb des in Fig. 4 durch die Linie , angedeuteten Schwellwertes
U, wird die Basissperrspannung für den Transistor 29 erreicht. Beim Übergang dieses
Transistors in den Sperrzustand werden, da die folgende Schaltung der bereits beschriebenen
Eingangskippstufe 6 gleicht, die Transistoren 30 und 31 leitend, und der npn-Transistor
31 legt an die Ausgangsklemme 5 über den Widerstand 36, der den Emitter-Kollektor-Strom
begrenzt, ein gegenüber der Klemme 4 negatives konstantes Potential UA, das in Fig.
5 dargestellt ist.
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Das Zeitglied 7 ist so bemessen, daß während einer im allgemeinen
periodischen Eingangsimpulsfolge die Sägezahnspannung nach Fig.4 nie das Basissperrpotential
U" des Transistors 29 unterschreitet, solange die Impulse nicht durch ein Zeitintervall
getrennt sind, das wenig größer als eine Periode der Eingangsspannung ist. Erst
wenn die Sägezahnspannung U, mangels eines neuen Anstoßes unter den Wert U" absinkt,
verschwindet der Gleichspannungsausgang sprungartig.