DE10329632A1

DE10329632A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Gewichtung von Kanalkoeffizienten in einem Rake-Empfänger

Info

Publication number: DE10329632A1
Application number: DE10329632A
Authority: DE
Inventors: Jürgen NIEDERHOLZ; Burkhard Becker; Armin Häutle; Michael Speth; Michael HOFSTÄTTER; Ernst Bodenstorfer; Guillaume Sauzon; Filip Netrval
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-07-01
Filing date: 2003-07-01
Publication date: 2005-02-10
Anticipated expiration: 2023-07-02
Also published as: DE10329632B4; CN1578181A; US20050025225A1

Abstract

Bei einem Verfahren zur variablen Gewichtung von Kanalkoeffizienten für einen Rake-Empfänger wird zumindest eine für eine Sender- und/oder Übertragungskanal- und/oder Empfängereigenschaft charakteristische Größe bewertet. Es wird ein Korrekturfaktor bestimmt, der abhängig von dem Bewertungsergebnis ist. Die Kanalkoeffizienten werden mit dem Korrekturfaktor multipliziert und die korrigierten Kanalkoeffizienten werden der Entzerrung im Rake-Empfänger zugrunde gelegt.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Gewichtung von in einem Kanalschätzer berechneten Kanalkoeffizienten.

Ein typisches Empfängerkonzept, das in CDMA-(Code Division Multiple Access-)Übertragungssystemen zum Einsatz kommt, ist der sogenannte Rake-Empfänger. Die Funktionsweise des Rake-Empfängers basiert darauf, dass Signalbeiträge, die über verschiedene Übertragungspfade den Empfänger erreichen, gewichtet und synchronisiert aufaddiert werden. Zu diesem Zweck weist der Rake-Empfänger mehrere "Finger" auf, deren Ausgänge mit einem Kombinierer verbunden sind. Die Finger werden im Betrieb den einzelnen Ausbreitungspfaden zugeordnet und nehmen die pfadspezifische Demodulation (Verzögerung, Entspreizung, Symbolbildung, Multiplikation mit dem Pfadgewicht) vor. Der Kombinierer überlagert diejenigen Signalkomponenten, die über unterschiedliche Ausbreitungspfade übertragen wurden und demselben Signal zugeordnet sind.

Für die Berechnung der Pfadgewichte ist eine Kanalschätzung erforderlich. Bei der Kanalschätzung werden die Kanalkoeffizienten des Übertragungskanals geschätzt. Aus diesen Kanalkoeffizienten werden dann die Pfadgewichte für den Rake-Entzerrer berechnet. Hierfür sind verschiedene Möglichkeiten bekannt:
Das Standardverfahren zur Berechnung der Pfadgewichte besteht darin, eine Kanalschätzung auf der Basis eines Pilotkanals durchzuführen und die dabei gewonnenen konjugiert komplexen Kanalkoeffizienten als Pfadgewichte für die Entzerrung eines Signals, welches über einen Nutzdatenkanal übertragen wurde, heranzuziehen. Bei UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) wird von jeder Basisstation der sogenannte CPICH-Kanal (Common Pilot Channel) als gemeinsamer Pilotkanal zur Verfügung gestellt. Über den CPICH-Kanal wird in ständiger Wiederholung ein bestimmter CPICH-Code bestehend aus 256 Chips übertragen, der in jedem Mobilfunkempfänger bekannt ist. Die Kanalkoeffizienten werden durch einen Vergleich des empfangenen CPICH-Codes mit dem bekannten CPICH-Code ermittelt. Nutzdaten können nicht über den CPICH-Kanal übertragen werden. Zur Nutzdatenübertragung stehen im UMTS-Standard beispielsweise die DPCH-Kanäle (Downlink Dedicated Physical Channel) zur Verfügung. Die Demodulation eines für einen bestimmten Teilnehmer (Mobilstation) bestimmten, über einen DPCH-Kanal übertragenen Nutzdatensignals erfolgt bei dem oben beschriebenen Standard-Ansatz mit den auf der Basis der CPICH-Kanalschätzung ermittelten, komplex konjugierten Kanalkoeffizienten, die sodann als Pfadgewichte für die Demodulation (Entzerrung) des Nutzdatensignals verwendet werden.

Ferner ist es bekannt, die Pfadgewichte nach dem MRC-Prinzip (Maximum Ratio Combining) zu berechnen. Bei diesem Ansatz werden die den einzelnen Übertragungspfaden zugeordneten Kanalkoeffizienten mit ihrem pfadspezifischen Signal-zu-Rauschleistungs-plus-Interferenzverhältnis (SINR) gewichtet und nachfolgend kombiniert (summiert). Durch die SINR-spezifische Gewichtung der einzelnen Pfadbeiträge vor ihrer Kombination wird für das kombinierte Signal das für MRC charakteristische maximale SINR erreicht.

Für die Performance eines Empfängers ist letztendlich entscheidend, welche Bit-Fehlerrate das im Empfänger rekonstruierte Datensignal aufweist. Die Bit-Fehlerrate kann durch sämtliche Verarbeitungsschritte im Empfangssignalpfad von der Antenne des Hochfrequenzteils bis zum Ausgang des Kanaldecodierers (sofern vorhanden) durch suboptimale Auslegung ungünstig beeinflusst werden. Generell wird angenommen, dass MRC eine geringere Bit-Fehlerrate als der oben beschriebene Standard-Ansatz für die Berechnung von Pfadgewichten aus Ka nalkoeffizienten ermöglicht. Nachteilig ist jedoch, dass MRC einen erhöhten Rechenaufwand erfordert, da für jeden Ausbreitungspfad das SINR berechnet werden muss.

In der am 24. Juni 2003 eingereichten deutschen Patentanmeldung mit dem Titel "Verfahren und Vorrichtung zur Berechnung von Pfadgewichten in einem Rake-Empfänger" desselben Anmelders ist die Verwendung eines Normierungsfaktors zur Berechnung der Pfadgewichte aus den Kanalkoeffizienten beschrieben. Der Normierungsfaktor berücksichtigt bzw. kompensiert die senderseitige Leistungsregelung des dedizierten (teilnehmerspezifischen) Nutzdatenkanals, welche bei der Ermittlung von Kanalkoeffizienten auf der Basis des gemeinsamen CPICH-Kanals nicht berücksichtigt werden kann. Auch durch diese Maßnahme ist im Allgemeinen eine Verringerung der Bit-Fehlerrate erreichbar.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung anzugeben, welches bzw. welche im praktischen Einsatz bei möglichst geringem Rechenaufwand eine möglichst hohe Empfänger-Performance mit einer geringen Bit-Fehlerrate erzielt.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Gemäß Anspruch 1 beruht die erfindungsgemäße Lösung darauf, eine variable Gewichtung von Kanalkoeffizienten für den Rake-Empfänger vorzunehmen. Zunächst werden Kanalkoeffizienten für mehrere Ausbreitungspfade eines Übertragungskanals geschätzt. Es wird eine für eine Sender- und/oder Übertragungskanal- und/oder Empfängereigenschaft charakteristische Größe bewertet. Anschließend wird für mindestens einen Ausbreitungspfad ein Korrekturfaktor in Abhängigkeit von dem Bewertungsergebnis bestimmt. Der für diesen Ausbreitungspfad geschätzte Ka nalkoeffizient wird mit dem (Bewertungsergebnis-abhängigen) Korrekturfaktor multipliziert, wobei der Entzerrung im Rake-Empfänger der mit dem Korrekturfaktor multiplizierte Kanalkoeffizient zugrunde liegt.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass der Gewinn des MRC und/oder auch der Gewinn, der durch die Berücksichtigung der Leistungsregelung des dedizierten Nutzdatensignals erreicht wird, in Bezug auf die zu erreichende Bit-Fehlerrate in Abhängigkeit des Übertragungsszenarios und der Sender- und/oder Empfängereigenschaften stark variiert. Während die Berücksichtigung der pfadspezifischen SINR bzw. Rauschvarianzen (Prinzip des MRC) oder auch die Berücksichtigung von Normierungsfaktoren für die Kompensierung der Leistungsregelungseinflüsse bei den Pfadgewichten unter gewissen Bedingungen deutliche Vorteile bietet, rechtfertigt der quantitative Gewinn bei anderen Bedingungen (Übertragungsszenario, Sender- und/oder Empfängereigenschaften) den zusätzlichen Berechnungsaufwand für die Berechnung des Korrekturfaktors nicht. Unter ungünstigen Umständen kann die Berechnung des Korrekturfaktors mit einer so hohen Schätzungenauigkeit verbunden sein, dass durch die Verwendung des Korrekturfaktors sogar eine Degradation der Bit-Fehlerrate im Vergleich zu dem Standard-Ansatz (die Pfadgewichte sind die konjugiert komplexen Kanalkoeffizienten) bewirkt wird. Mit der Erfindung wird die Möglichkeit geschaffen, je nach aktueller Sender-, Übertragungskanal- und/oder Empfängereigenschaft auf unterschiedliche Weise berechnete Korrekturfaktoren und folglich auch auf unterschiedliche Weise berechnete Pfadgewichte für die Entzerrung einzusetzen, wodurch nach realen Systemmaßstäben immer eine optimale Performance des Empfängers erreicht werden kann.

So kann für Szenarien, bei denen die Verwendung des MRC-Prinzips zu nicht signifikanten (d.h. in realen Systemmaßstäben vernachlässigbaren) Gewinnen führt, das konventionelle Kombinationsprinzip (d.h. der Standard-Ansatz) mit praktisch gleichwertiger Leistungsfähigkeit aber deutlich reduziertem Aufwand verwendet werden. Hiermit geht eine Verringerung des Energieverbrauchs einher. Ferner können schwierige Übertragungsszenarien, bei denen die Schätzungen des oder der Korrekturfaktoren stark fehlerbehaftet sind und bei denen die Verwendung des MRC-Prinzips deshalb schlechtere Ergebnisse liefern würde als die Verwendung des Standard-Ansatzes, erkannt werden. Somit kann auch in diesen Fällen der dann leistungsfähigere und weniger aufwändige konventionelle Standard-Ansatz verwendet werden.

Die Neubewertung der zumindest einen charakteristischen Größe und das Bestimmen eines Korrekturfaktors in Abhängigkeit von dem Bewertungsergebnis kann während des Empfangsbetriebs in ständiger Wiederholung durchgeführt werden. Auf diese weise wird der Empfänger kontinuierlich in einem Performance- und Leistungsaufnahme-optimierten Betriebszustand betrieben.

Nach einer ersten besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung nimmt der Korrekturfaktor in Abhängigkeit von dem Bewertungsergebnis entweder einen vorgegebenen festen Wert oder mindestens einen der folgenden Werte an: das Verhältnis einer Übertragungskanal-spezifischen Verstärkungsschätzung zu einer Pilotkanal-basierten Verstärkungsschätzung, einen Schätzwert für die Rauschvarianz eines Ausbreitungspfades des Übertragungskanals, oder das Produkt aus dem Verhältnis einer Übertragungskanal-spezifischen Verstärkungsschätzung zu einer Pilotkanal-basierten Verstärkungsschätzung. Mit anderen Worten kann in einem ersten Betriebsmodus eine konventionelle Standard-Kombination durchgeführt werden und es können in weiteren Betriebsmodi entweder die Kompensation der senderseitigen Leistungsregelung aktiviert oder deaktiviert oder MRC aktiviert oder deaktiviert oder beide vorstehend genannten Maßnahmen ergriffen werden. Sofern keine Kompensation der senderseitigen Leistungsregelung des Übertragungskanals vorgenommen wird, entfällt die Berechnung der beiden Verstärkungsschätzungen. Falls die MRC-Funktionalität deaktiviert wird, entfällt die Berechnung der pfadspezifischen Rauschvarianzen.

Vorteilhafterweise ist eine der Bewertung der Sender- und/oder Übertragungskanal- und/oder Empfängereigenschaft zugrunde liegende charakteristische Größe die Geschwindigkeit des Rake-Empfängers relativ zum Sender. Bei Geschwindigkeiten größer als eine Grenzgeschwindigkeit ändern sich die Übertragungseigenschaften des Übertragungskanals relevant über die Dauer eines Codewortes (in UMTS wird die Dauer eines Codewortes durch ein TTI (Time Transmission Interval) ausgedrückt). In diesem Fall kommt sowohl eine Kompensation der senderseitigen Leistungsregelung (durch Berücksichtigung des Verhältnisses einer Übertragungskanal-spezifischen Verstärkungsschätzung zu einer Pilotkanal-basierten Verstärkungsschätzung im Korrekturfaktor) als auch die Aktivierung von MRC (durch Berücksichtigung der pfadspezifischen Rauschvarianzen) in Frage.

Vorzugsweise gibt eine für die Bewertung der Sender- und/oder Übertragungskanal- und/oder Empfängereigenschaften herangezogene Größe an, ob eine Leistungsregelung des Übertragungskanals im Sender vorgenommen wird. Nur wenn dies der Fall ist, kommt eine Kompensation der senderseitigen Leistungsregelung bei der Berechnung der Pfadgewichte im Empfänger in Frage.

Eine weitere Größen, die der Wahl eines Betriebsmodus vorzugsweise zugrunde liegt, ist eine Größe, die angibt, ob eine durch Nachbarzelleninterferenz bewirkte AWGN-(additive Gaussian white noise-)Rauschkomponente oder eine durch Interzellen-Mehrwegeinterferenz bewirkte Fading-Rauschkomponente im empfangenen Signal überwiegt. Nur im zweiten Fall ist die Aktivierung von MRC sinnvoll.

Ferner wird vorzugsweise eine Größe berücksichtigt, die das SINR-Verhältnis des über den Übertragungskanal übertragenen Signals angibt. Sowohl die Aktivierung von MRC als auch die Kompensation der senderseitigen Leistungsregelung sind beispielsweise nur bei einem ausreichend hohen SINR sinnvoll.

Darüber hinaus können auch andere Einflussgrößen, wie beispielsweise Informationen über das Kanalprofil, gewinnbringend bei der Auswahl des Betriebsmodus berücksichtigt werden.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert; in diesen zeigt:
1 die Datenstruktur des DPCH (Downlink Dedicated Physical Channel) im UMTS-Standard;
2 eine schematische Darstellung zur Erläuterung des Einflusses einer senderseitigen Signalverarbeitung und des Übertragungskanals auf im Empfänger erhaltene Signalvektoren des gemeinsamen Pilotsignals (CPICH-Kanal) und des Nutzdatensignals (DPCH-Kanal);
3 eine Prinzipdarstellung eines Rake-Empfängers mit einer erfindungsgemäßen Einheit zur Betriebsmodusabhängigen Berechnung von Korrekturfaktoren für die Ermittlung von Pfadgewichten;
4 ein Diagramm, in welchem die Blockfehlerrate für ein erstes Übertragungsszenario bei zwei verschiedenen Betriebsmodi gegenüber dem Verhältnis aus der mittleren Sendeenergie pro Chip des DPCH-Kanals zu der spektralen Gesamtsendeleistungsdichte Ec/Ior aufgetragen ist; und
5 ein Diagramm, in welchem die Blockfehlerrate für ein zweites Übertragungsszenario bei zwei verschiedenen Betriebsmodi gegenüber dem Verhältnis aus der mittleren Sendeenergie pro Chip des DPCH-Kanals zu der spektralen Gesamtsendeleistungsdichte Ec/Ior aufgetragen ist.
Das erfindungsgemäße Verfahren wird nachfolgend anhand eines Beispiels erläutert, und zwar der Berechnung von Pfadgewichten für den DPCH-Kanal. Das Beispiel geht von einem UMTS-konformen Rake-Empfänger aus. Das erfindungsgemäße Verfahren kann jedoch auch für die Berechnung von Pfadgewichten anderer Datenkanäle sowie in Mobilfunksystemen allgemeiner Art der dritten und höherer Generationen eingesetzt werden.
Zum besseren Verständnis der Erfindung ist in 1 die Rahmen- und Zeitschlitz-(Slot-)Struktur des DPCH-Kanals dargestellt. Ein Rahmen dauert 10 ms und umfasst 15 Zeitschlitze Slot #0 bis Slot #14. In jedem Zeitschlitz werden die Felder D, TPC, TFCI, DATA, Pilot übertragen. Die Felder D und DATA enthalten Nutzdaten in Form von spreizkodierten Datensymbolen. Diese beiden Datenfelder bilden den sogenannten Kanal DPDCH (Dedicated Physical Data Channel). Das Feld TPC (Transmission Power Control) dient der Leistungsregelung. Das Feld TFCI (Transport Format Combination Indicator) dient dazu, dem Empfänger mitzuteilen, welche Transportformate der Transportkanäle dem übertragenen Rahmen zugrunde liegen. Das Feld Pilot enthält zwischen 4 und 32 (dedizierte) Pilot-Chips. Insgesamt umfasst ein Zeitschlitz 2560 Chips. Die (im UMTS-Standard fest vorgegebene) Chip-Zeitdauer beträgt 0,26 μs.
Betrachtet wird eine Mehrwegeausbreitung im Downlink (Abwärtsstrecke von der Basisstation zur Mobilstation) über M Ausbreitungspfade. Es wird angenommen, dass ein synchronisierter Empfang einschließlich der Verarbeitungsschritte Despreading (Entspreizung), Descrambling (Entwürfelung) und einer Integration über eine Symboldauer bereits stattgefunden hat. Die Schritte Despreading und Descrambling werden durch Multiplikationen mit auf Chip-Ebene energienormierten Code-Sequenzen realisiert und – gemäß üblicher Funktionsweise ei nes Rake-Empfängers – in jedem Rake-Finger für den zugeordneten Ausbreitungspfad ausgeführt. Die anschließende Integration über die Symbolzeitdauer wird häufig auch als Integrate&Dump bezeichnet und summiert die synchronisierten, entspreizten und entwürfelten Chips eines Symbols auf. Die Anzahl der aufzusummierenden Chips ist bekanntlich durch den Spreizfaktor SF des jeweiligen Kanals, dessen Pfadkomponente in dem betrachteten Finger demoduliert wird, vorgegeben. Im Signalweg hinter dem Integrierer liegen die Daten im Symboltakt vor. Die auf diese Weise empfangenen Symbolsequenzen lassen sich als Vektoren x_C(k) für den P-CPICH-Kanal (der CPICH-Kanal setzt sich aus dem sogenannten primary CPICH-Kanal, P-CPICH, und dem secondary CPICH-Kanal, S-CPICH, zusammen) und x_D(k) für den DPCH-Kanal darstellen, wobei jede Vektorkomponente einer Symbolsequenz zuzuordnen ist, die über einen der m = 1, ..., M Ausbreitungspfade übertragen worden ist.
Für die einzelnen Vektorkomponenten des P-CPICH-Kanals und des DPCH-Kanals gilt: xC;m(k) = WCaC;m(k)pC(k) + nC;m(k), (3) xD;m(k) = WxaD;m(k)sx(k) + nD;m(k), (4)mit den kanalspezifischen, reellwertigen Verstärkungen
den pfadspezifischen komplexwertigen Kanalkoeffizienten a_C;m(k), a_D;m(k), den Rauschbeiträgen n_C;m(k), n_D;m(k), der energienormierten Pilotsequenz p_C((k) sowie den energienormierten Datensymbol-, TPC-, TFCI- und Datensymbolsequenzen s_x(k) = p_D(k), S_TPC(k), S_TFCI(k), S_DATA(k). Die Gewichte W_C,offset, W_X,offset berücksichtigen die senderseitige Verstärkung des P-CPICH-Kanals bzw. der Felder X des DPCH-Kanals und die Gewichte W_C,SF, W_D,SF berücksichtigen den jeweiligen Spreizfaktor im P-CPICH- bzw. DPCH-Kanal. Das Gewicht W_PC berücksichtigt die Leistungsregelung des DPCH-Kanals. W_C und W_X sind über einen UMTS-Slot konstant. W_PC kann bedingt durch die Leistungsregelung Zeitschlitz für Zeitschlitz unterschiedliche Werte annehmen.
2 verdeutlicht die Zusammensetzung der komplexwertigen Vektoren x_C(k) und x_DSCH(k). Der Erzeugungsprozess im Sender umfasst eine Gewichtung der jeweiligen Symbolsequenzen entsprechend den Gleichungen (3) und (5) bzw. (4) und (8). In der Darstellung wird davon ausgegangen, dass die Eingangs-Sequenz p_C(k) bzw. die Eingangs-Sequenzen p_D(k), s_TPC(k), s_TFCI(k) und S_Data(k) sämtlich auf die Chip-Energie E_Chip = 1 normiert sind. Die Leistungs-Einstellwerte W_C,offset bzw. W_X,offset, X = D, TPC, TFCI, DATA können unterschiedlich sein, werden im Folgenden jedoch als zeitlich konstant betrachtet. Die den Spreizgewinn ("spreading gain") definierenden Faktoren W_C,SP und W_D,SF werden durch den Spreizfaktor SF_C des P-CPICH-Kanals bzw. den Spreizfaktor SF_D des DPCH-Kanals bestimmt, d.h. w_C,SF = SF_C und W_D,SF = SF_D. Der Faktor W_PC berücksichtigt, wie bereits erwähnt, den Leistungsregelungs-Mechanismus, der lediglich für den DPCH-Kanal ausgeführt wird.
Es wird darauf hingewiesen, dass a-priori keine Information über das Verhältnis der Leistungseinstellwerte W_C,offset ZU W_X,offset vorliegt.
Der Einfluss des Kanals wird durch die Kanalimpulsantwort a(k) und den Rauschbeitrag n(k) angegeben. Es wird darauf hingewiesen, dass diese beide Größen das Kanalverhalten auf einer Chip-Zeitbasis, indexiert (ebenfalls) durch den Index k, beschreiben. Die jeweiligen Spreizfaktoren SF_C bzw. SF_D werden dadurch berücksichtigt, dass jede Vektorkomponente (d.h. jeder Ausbreitungspfad) mit der Kanalimpulsantwort a(k) gefiltert und entsprechend dem jeweiligen Spreizfaktor heruntergetastet wird. Die entsprechenden Filter h_C(k) bzw. h_D(k) haben die Form
Die auf Symbol-Zeitbasis definierten Vektoren der Rauschbeiträge n_C(k) bzw. n_D(k) ergeben sich aus dem Kanalrauschen n(k) durch Multiplikation mit SF_C ^1/2 bzw. SF_D ^1/2 und werden ebenfalls durch die entsprechenden Spreizfaktoren niedergetastet. Die Vektoren der Rauschbeiträge n_C(k) bzw. n_D(k) gehen additiv in die Vektoren x_C(k) bzw. x_D(k) ein.
Im Folgenden wird die empfängerseitige Berechnung von Pfadgewichten für die Entzerrung des DPCH-Kanals erläutert.
Betrachtet man nur die Datenkomponente (Felder D, DATA) des DPCH-Kanals, so bestimmt sich z.B. die Entscheidungsgröße Z_DATA(k) bei einem Rake-Emfpänger durch die gewichtete Summe über alle Pfadbeiträge:
mit
Die bei der Rake-Entzerrung verwendeten Pfadgewichte w_DATA;m(k) beinhalten dabei typischerweise eine Schätzung der resultierenden Kanalkoeffizienten W_DATAa_D;m(k)
Eine Möglichkeit der Kanalschätzung besteht darin, als Schätzwerte für die resultierenden Kanalkoeffizienten W_DATAa_D;m(k), m = 1,..., M, die auf dem P-CPICH-Kanal basierenden Kanalkoeffizientenschätzungen zu benutzen, d.h. WDATAaD;m(k) = WCaC;m(k) + εC;m(k). (9)
Der Term ε_C;m(k) in der obigen Gleichung repräsentiert additive Schätzfehler, die zusätzliche Störeinflüsse erzeugen und somit das erreichbare SINR beeinträchtigen.

1. Der konventionelle (d.h. im Stand der Technik bekannte) Standard-Ansatz zur Berechnung der Pfadgewichte besteht darin, die Schätzwerte für die resultierenden Kanalkoeffizienten W_DATAa_D;m(k), m = 1, ..., M, als Pfadgewichte zu verwenden. wDATA;m(k) = WDATAaD;m(k), (10)
2. Der Ansatz gemäß dem MRC-Prinzip (ebenfalls im Stand der Technik bekannt) besteht darin, die Schätzwerte für die re sultierenden Kanalkoeffizienten W_DATAa_D;m(k), m = 1, ..., M, gewichtet mit der Störleistung des m-ten Pfads, als Pfadgewichte zu verwenden. Betrachtet man das Datenfeld DATA des DPCH-Kanals, so gilt für das SINR ρ_DATA _;m des m-ten Pfads
mit WDATA = WDATA,offsetWPCWD,SF. (12)Dabei bezeichnet S_DATA;m = W_DATA|a_D;m|² die Datensignalleistung des m-ten Pfads und N_D;m = σ 2 / D;m die Störleistung des m-ten Pfads. Für die Pfadgewichte bei MRC ergibt sich
3. Ein weiterer Ansatz besteht darin, die Schätzwerte für die resultierenden Kanalkoeffizienten W_DATAa_D;m(k), multipliziert mit einem Korrekturfaktor, der das Verhältnis von einer Verstärkungsschätzung im leistungsgeregelten Kanal zu einer Verstärkungsschätzung Ŵ_C auf der Basis des P-CPICH-Kanals angibt, als Pfadgewichte zu verwenden. Dieses Verhältnis kompensiert die Leistungsregelung in dem leistungsgeregelten Kanal. Der Verstärkungsschätzwert für das hier beispielhaft betrachtete Datenfeld DATA des (hier beispielhaft betrachteten) leistungsgeregelten DPCH-Kanals wird mit Ŵ_DATA bezeichnet.
Hintergrund dieses Ansatzes ist, dass selbst dann, wenn keine Schätzfehler vorliegen würden, die bekannten Ansätze 1 und 2 einen grundsätzlichen Nachteil zeigen: Nach der Gleichungen (10) muss w_DATA;m(k) = W_DATAa_D;m(k) sein. Die P-CPICH-basierte Schätzung nach Gleichung (9) ergibt jedoch w_DATA;m(k) = W_Ca_C;m(k). Es wird darauf hingewiesen, dass die Kanalkoeffizienten a_C;m(k) und a_D;m(k) als identisch angenommen werden, die Indizes sollen lediglich zum Ausdruck bringen, dass der Kanalkoeffizient einmal aus der Verarbeitung des P-CPICH-Kanals und einmal aus der Verarbeitung des DPCH-Kanals resultiert. Betrachtet man die Gleichungen (5) und (6), so erkennt man, dass die P-CPICH-spezifische Verstärkung W_C = W_C,offsetW_C,SF sich von der DPDCH-spezifischen Verstärkung W_DATA = W_DATA,offsetW_PCW_D,SF um den kritischen Faktor WPC unterscheidet. Im Unterschied zu den anderen Gewichtsfaktoren W_C,offset, W_DATA,offset, W_D,SF, W_C,SF ist der Faktor W_PC kritisch, da er sich als Leistungsregelungs-Gewichtsfaktor von Zeitschlitz zu Zeitschlitz und damit über ein Codewort ändert. Im Falle der Leistungsregelung des DPCH-Kanals, genauer der Datenfelder D, DATA des DPDCH-Kanals, hat dies eine Gewichtsverzerrung der kombinierten Datensymbole zur Folge. Das Verhältnis von W_C zu W_DATA kann dabei innerhalb eines Codewortes, bedingt durch die Fading-Einflüsse, die mit der Leistungsregelung kompensiert werden, durchaus in einer Größenordnung von über 10 dB variieren. Durch die Berücksichtigung der Leistungsregelung des DPCH-Kanals gemäß Gleichung (14) wird erreicht, dass dem Kanaldecodierer (der dem Rake-Entzerrer nachgeschaltet ist) leistungsnormierte Eingangsdaten zugeleitet werden. Dies erhöht die Performance des Kanaldecodierers und führt zu einer Reduktion der Bit- und Blockfehlerraten.
4. Eine Kombination des Ansatzes 2 (MRC-Prinzip) und des Ansatzes 3 (Berücksichtigung der Leistungsregelung des DPCH-Kanals) führt zu

Zusammenfassend ist festzustellen, dass in den Fällen 1)–4) die nach der Gleichung (9) berechneten Kanalkoeffizienten zur Berechnung der pfadspezifischen Pfadgewichte alle mit einem Korrekturfaktor f multipliziert werden, der durch den Ausdruck
gegeben ist. Dabei kann entweder der erste Produktterm oder der zweite Produktterm oder beide Produktterme oder keiner der Produktterme aktiviert bzw. deaktiviert (d.h. gleich 1 gesetzt) werden.
Die Aktivierung/Deaktivierung der Produktterme erfolgt in Abhängigkeit von Sender-, Übertragungs- und/oder Empfängereigenschaften, die im Empfänger ermittelt und in Bezug auf die Aktivierung/Deaktivierung der Produkterme bewertet werden. Nachfolgend wird ein Beispiel für die Aktivierung/Deaktivierung der Produktterme W_DATA/Ŵ_C und 1/σ ^ 2 / D, im Folgenden als f-Komponenten bezeichnet, in Abhängigkeit von verschiedenen Parametern angegeben.
Ein erster Parameter, der über die Aktivierung beider f-Komponenten entscheidet, ist die Geschwindigkeit v des Mobiltelefons (Mobilstation). Ist die Geschwindigkeit v größer als eine Grenzgeschwindigkeit V_thresh = f(TTI_length), die von der Länge des TTI-Intervalls, d.h. der Codewort-Länge abhängt, so muss davon ausgegangen werden, dass sich die Übertragungseigenschaften signifikant über ein Codewort ändern. Es wird eine erste boolesche Variable a durch
definiert. Die Geschwindigkeit v wird in Empfängern typischerweise im Zusammenhang mit der Kanalschätzung ermittelt und ist daher eine im Empfänger ohnehin vorhandene Größe.
Die Verwendung der f-Komponente W_DATA/Ŵ_C hat nur dann einen Gewinn zur Folge, wenn der Leistungsregelungsmechanismus aktiviert ist. Es wird daher eine zweite boolesche Variable b definiert:
Für die Anwendung der anderen f-Komponente 1/σ ^ 2 / D ist relevant, wie sich der Rauschanteil σ ^ 2 / D zusammensetzt. Je nachdem, ob das Rauschen pro kombiniertem Datensymbol durch Beiträge aus anderen Zellen (AWGN-Verhalten) oder durch Mehrwegeinterferenz in der eigenen Zelle (Fading-Verhalten) dominiert wird, hat dies einen Einfluss auf die Aktivierung/Deaktivierung der zweiten f-Komponente 1/σ ^ 2 / D. Mit N ^_AWGN wird die geschätzte Nachbarzellen-Interferenzleistung und mit N ^_MP wird die zellinterne Mehrwege-Interferenzleistung bezeichnet. Zur Bewertung dieser Abhängigkeiten können alternative boolesche Variablen verwendet werden:
Die boolesche Variable c₁ basiert auf Schätzungen der beiden Rauschleistungen. Die boolesche Variable c₂ basiert auf einem Vergleich des Spreizfaktors SF_D mit einem Grenzspreizfaktor SF_thresh. Da eine prinzipielle Proportionalität zwischen dem Spreizfaktor und dem Verhältnis von N_MP zu N_AWGN existiert, ist der Spreizfaktor SF_thresh dadurch definiert, dass für ihn N_MP ≈ N_AWGN gilt. Simulationen haben gezeigt, dass diese Bedingung bei SF_thresh = 64 oder SF_thresh = 32 erfüllt ist.
Als dritte boolesche Variable c kann wahlweise c₁ oder c₂ verwendet werden. Die Verwendung von c₁ hat den Vorteil einer höheren Genauigkeit, wogegen c₂ wesentlich leichter zu bestimmen ist.
Eine vierte boolesche Variable d wird durch die Beziehung
definiert. Sie bewertet, ob ein Signal-zu-Rauschleistungsverhältnis vorliegt, das eine genügend genaue Schätzung der f-Komponenten erlaubt oder nicht.
Basierend auf den so definierten booleschen Variablen a, b, c, d können die beiden f-Komponenten nach der folgenden Vorschrift aktiviert oder deaktiviert werden:
Dabei bezeichnet ⋀ die logische UND-Relation.
Die Neuberechnung des Korrekturfaktors f kann in ständiger Wiederholung erfolgen, so dass eine kontinuierliche Optimierung des Empfängerverhaltens in Bezug auf den Quotienten aus Empfangsqualität zu Leistungsverbrauch erfolgt. Zu beachten ist dabei, dass die Aktivierung und Deaktivierung beider f-Komponenten an den TTI-Intervallgrenzen erfolgen muss.
Es wird darauf hingewiesen, dass die vorstehend angegebenen booleschen Variablen (Gleichungen 17 bis 20) sowie die Aktivierungs/Deaktivierungs-Vorschrift (Gleichung 21) durch weitere Variablen ergänzt werden bzw. in anderer Form ausgeführt sein können. Beispielsweise können als weitere Parameter zusätzlich Kanalprofileigenschaften mit Gewinn berücksichtigt werden. Wesentlich für die Erfindung ist, dass eine Szenarien-abhängige Aktivierung bzw. Deaktivierung der f-Komponenten für die Berechnung der Pfadgwichte aus den bei der Kanalschätzung ermittelten Kanalkoeffizienten eingesetzt wird.
3 zeigt eine vereinfachte Prinzipdarstellung eines Rake-Empfängers mit einer erfindungsgemäßen Einheit zur Betriebsmodus-abhängigen Berechnung von Korrekturfaktoren für die Ermittlung von Pfadgewichten. Der Aufbau eines Rake-Empfängers ist bekannt und wird im Folgenden lediglich kursorisch erläutert. Ein Rake-Empfänger weist eine Mehrzahl von Rake-Fingern RF1, RF2, ..., RFn auf, welche parallel zueinander liegen und jeweils eine Verzögerungsstufe RAM, TVI, eine Entspreizstufe DS, einen Integrierer I&D und einen Multiplizierer M aufweisen. Die Ausgänge der Rake-Finger RF1, RF2, ..., RFn werden einem Addierer ADD zugeleitet, welcher die pfadweise demolierten Signalbeiträge addiert und auf diese Weise das gesendete Signal rekonstruiert.
Die Funktionsweise des Rake-Empfängers ist wie folgt:
Eingangsseitig wird dem Rake-Empfänger ein Gesamtsignal zugeführt, welches sich aus der Überlagerung sämtlicher empfangenen Signale, darunter auch das Pilotsignal des P-CPICH-Kanals und das Nutzdatensignal des DPCH-Kanals, ergibt. Mittels der Verzögerungseinheit RAM (Randam Access Memory), TVI (Time Variant Interpolator) wird eine Synchronisierung der Rake-Finger RF1, RF2, ..., RFn vorgenommen. Zu diesem Zweck ermittelt eine Sucheinrichtung SE (Searcher) das Kanalprofil, welches die Zeitverzögerungen (Delay) jedes Ausbreitungspfads angibt. Jeder der Speicher RAM wird seitens der Sucheinrichtung SE mit einer der ermittelten Zeitverzögerungen angesteuert, d.h. es wird dafür gesorgt, dass das Auslesen eines Abtastwertes aus dem Speicher RAM gegenüber dem Einlesezeitpunkt um die entsprechende pfadspezifische Zeitverzögerung retardiert ist. Dadurch wird jedem Rake-Finger RF1, RF2, ..., RFn ein bestimmter Ausbreitungspfad des Übertragungskanals zugeordnet. Am Ausgang der Speicher RAM liegen bezogen auf die durch die Abtastfrequenz (z.B. doppelte Chiprate) gegebene Zeitgenauigkeit synchrone Abtastwerte vor.
Eine zeitliche Feinsynchronisation erfolgt mittels der Interpolatoren TVI, welche in bekannter Weise eine Nachführung (nachträgliche Neuberechnung) des Abtastzeitpunktes in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal eines Early/Late-Korrelators E/L vornehmen. Ferner bewirken die Interpolatoren TVI eine Abtastratenverminderung auf die Chiprate. Mittels der Interpolatoren TVI wird erreicht, dass die im Signalweg hinter den Interpolatoren TVI vorliegenden Abtastwerte stets Abtastwerte am optimalen Abtastzeitpunkt (d.h. bei maximaler Chip-Energie) darstellen.
In den Entspreizstufen DS werden die einlaufenden Abtastwerte mit dem kanalspezifischen Channelization-Code und dem Basisstations-individuellen Scrambling-Code multipliziert. Diese beiden Codes werden von einer Einheit SCG (Spreading Code Generation) zur Verfügung gestellt. Durch die Entspreizung wird die Teilnehmerseparierung vorgenommen sowie im Falle des Erhalts eines Signals von mehreren Basisstationen eine der sendenden Basisstation ausgewählt.
Die Integrierer I&D (Integrate&Dump) führen eine Integration der Abtastwerte (Chips) über die Länge eines Symbols durch. Da ein Symbol aus SF Chips besteht, werden in den Integrierern I&D jeweils SF Chips aufaddiert und als Symbol ausgegeben.
An dieser Stelle des Datenverarbeitungspfads stehen die Signalvektoren x_D(k) und x_C(k) im Rake-Empfänger zur Verfügung. Jede Vektorkomponente wird von einem der Finger RF1, ..., RFn erzeugt. In den Multiplizierern M werden die so erzeugten pfadspezifischen Signalbeiträge (Vektorkomponenten) gemäß Gleichung (7) mit den pfadspezifischen Pfadgewichten multipliziert.
Zur Ermittlung der Kanalkoeffizienten auf der Basis eines Pilotkanals (z.B. P-CPICH) wird ein Kanalschätzer KS eingesetzt. Am Ausgang 2 des Kanalschätzers stehen die geschätzten Kanalkoeffizienten W_Ca_C;m(k) nach Gleichung (9) zur Verfügung. Diese werden in einem Multiplizierer MULT mit dem Korrekturfaktor f multipliziert.
Zur Ermittlung des Korrekturfaktors f dient eine Steuerungseinheit CON sowie eine Zuordnungseinheit Z. Die Steuerungseinheit CON nimmt die Parameter v, PC (Leistungsregelung EIN/AUS), N ^_MP, N ^_AWGN, SINR entgegen. Gemäß den Gleichungen (17) bis (20) werden von der Steuerung CON die booleschen Variablen a, b, c, d berechnet. Die Zuordnungseinheit Z berechnet den Korrekturfaktor f, indem sie in Abhängigkeit von den booleschen Variablen a, b, c, d gemäß Gleichung (21) die f-Komponenten wahlweise aktiviert/deaktiviert. Der so ermittelte Korrekturfaktor f steht an einem Ausgang 4 der Zuordnungseinheit Z bereit. An einem Ausgang 5 des Multiplizierers MULT werden die mit dem variablen Korrekturfaktor f multiplizierten Kanalkoeffizienten als Pfadgewichte ausgegeben.
In 4 ist die Blockfehlerrate für einen realen Empfänger gegenüber dem Verhältnis aus der mittleren Sendeenergie pro Chip des DPCH-Kanals zu der spektralen Dichte der Gesamtsendeleistung Ec/Ior, angegeben in dB, für ein erstes Übertragungsszenario bei aktivierter (UMRC = 0) und deaktivierter (UMRC = 1) f-Komponente 1/σ ^ 2 / D dargestellt. Dem ersten Übertragungsszenario liegt ein Fading-Verhalten des Mobilfunkkanals (N ^_AWGN < N ^_MP) und eine Übertragungsrate von 384 kbps zugrunde. Betrachtet wird ein Mehrwegekanal mit zwei Pfaden der Signaldämpfungen 0dB, –10dB. Die Mobilstation weist eine niedrige Geschwindigkeit (3 km/h) auf, der Übertragung liegt ein hoher Spreizfaktor (SF_D = 128) des Nutzdatenkanals DPCH zugrunde. 4 zeigt, dass aufgrund der niedrigen Geschwindigkeit und des hohen Spreizfaktors die Aktivierung der f-Komponente 1/σ ^ 2 / D keinen nennenswerten Gewinn ermöglicht. Sie unterbleibt deshalb.
Der Darstellung in 2 liegt ein Übertragungsszenario zugrunde, bei welchem die Mobilstation bei einem Fading-Verhalten des Übertragungskanals und einer Übertragungsrate von 384 kbps eine hohe Geschwindigkeit (120 km/h) aufweist. Es wird ein kleinerer Spreizfaktor (SF_D = 32) eingesetzt und ein Mehrwegekanal mit vier Ausbreitungspfaden der Signaldämpfungen 0dB, –4dB, –6dB, –9dB betrachtet. Es ist erkennbar, dass die Anwendung der f-Komponente 1/σ ^ 2 / D in diesem Fall aufgrund des kleinen Spreizfaktors und der hohen Geschwindigkeit vorteilhaft ist. Bei Aktivierung der f-Komponente 1/σ ^ 2 / D ergibt sich ein Gewinn von ca. 0,3 dB.
Die Berechnung der Rauschvarianz σ ^ 2 / D für die MRC ist im Stand der Technik bekannt und wird im Folgenden daher nicht näher erläutert.
Eine Berechnung des Verstärkungsschätzungsverhältnisses Ŵ_DATA/Ŵ_C wird im Folgenden in beispielhafter Weise näher erläutert.
Einerseits wird über die Gleichung
eine pfadspezifische Signalmittelung über die Anzahl K_DATA der Datensymbole im Feld DATA des DPCH-Kanals vorgenommen. Anschließend erfolgt eine Berechnung der Signalleistung S_DATA(z) für die Mobilfunkzelle z auf der Basis der gemittelten pfadspezifischen Signalleistungen. Hierfür wird gemäß der Gleichung
eine Summation über sämtliche M(z) Ausbreitungspfade der betrachteten Mobilfunkzelle z durchgeführt. Dabei bezeichnet N_D(z) die über sämtliche Ausbreitungspfade der Zelle z gemittelte Rauschleistung im DPCH-Kanal. Diese wird im Rahmen der Berechnung der Rauschvarianz σ ^ 2 / D für MRC in bekannter Weise bestimmt.
Andererseits erfolgt die Berechnung der Leistung in dem P-CPICH-Kanal anhand der Gleichungen
Dabei werden als Eingangsgrößen mit W_Ca ^_C;m(k) die (Kanalgefilterten) Pilotsymbole des P-CPICH-Kanals eingesetzt.
Die Berechnung des Verhältnisses Ŵ_DATA/Ŵ_C für die Zelle z erfolgt schließlich nach der Gleichung
aus dem Signalleistungswert S_DATA(z) für das DATA-Feld des DPCH-Kanals und dem Signalleistungswert S_C(z) für den P-CPICH-Kanal.

Claims

Verfahren zur variablen Gewichtung von Kanalkoeffizienten für einen Rake-Empfänger, mit den Schritten: (a) Schätzen von Kanalkoeffizienten für mehrere Ausbreitungspfade eines Übertragungskanals; (b) Bewerten zumindest einer für eine Sender- und/oder Übertragungskanal- und/oder Empfängereigenschaft charakteristischen Größe; (c) Bestimmen eines Korrekturfaktors (f) in Abhängigkeit von dem Bewertungsergebnis für mindestens einen Kanalkoeffizienten; und (d) Multiplizieren des Kanalkoeffizienten mit dem bestimmten Korrekturfaktor (f), wobei der Entzerrung im Rake-Empfänger der mit dem Korrekturfaktor multiplizierte Kanalkoeffizient zugrunde liegt.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schritte (b) und (c) während des Empfangsbetriebs in ständiger Wiederholung durchgeführt werden.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Korrekturfaktor (f) in Abhängigkeit von dem Bewertungsergebnis entweder einen vorgegebenen festen Wert oder mindestens einen der folgenden Werte annimmt: – das Verhältnis einer Übertragungskanal-spezifischen Verstärkungsschätzung zu einer Pilotkanal-basierten Verstärkungsschätzung, – einen Schätzwert für die Rauschvarianz eines Ausbreitungspfades des Übertragungskanals, – das Produkt aus dem Verhältnis einer Übertragungskanalspezifischen Verstärkungsschätzung zu einer Pilotkanalbasierten Verstärkungsschätzung und einem Schätzwert für die Rauschvarianz eines Ausbreitungspfades des Übertragungskanals.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Korrekturfaktor (f) sämtliche in Anspruch 3 genannten vier Werte annehmen kann.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass der Korrekturfaktor f für ein erstes Bewertungsergebnis f = 1 lautet, – dass der Korrekturfaktor f für ein zweites Bewertungsergebnis
lautet, wobei Ŵ_DATA ein Schätzwert für die senderseitige Verstärkung des leistungsgeregelten Übertragungskanals ist und Ŵ_C ein Schätzwert für die senderseitige Verstärkung eines gemeinsamen Pilotkanals ist, – dass der Korrekturfaktor f für ein drittes Bewertungsergebnis
lautet, wobei σ ^_D ein Schätzwert für die Rauschvarianz des leistungsgeregelten Übertragungskanals ist, und – dass der Korrekturfaktor f für ein viertes Bewertungsergebnis
lautet.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine für die Bewertung der Sender- und/oder Übertragungskanal- und/oder Empfängereigenschaft herangezogene Größe die Geschwindigkeit des Rake-Empfängers relativ zum Sender ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine für die Bewertung der Sender- und/oder Übertragungskanal- und/oder Empfängereigenschaft herangezogene Größe angibt, ob eine Leistungsregelung des Übertragungskanals im Sender vorgenommen wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine für die Bewertung der Sender- und/oder Übertragungskanal- und/oder Empfängereigenschaft herangezogene Größe angibt, ob die durch Nachbarzelleninterferenz bewirkte AWGN-Rauschkomonente oder die durch Interzellen-Mehrwegeinterferenz bewirkte Fading-Rauschkomponente überwiegt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine für die Bewertung der Sender- und/oder Übertragungskanal- und/oder Empfängereigenschaft herangezogene Größe das SINR-Verhältnis des über den Übertragungskanal übertragenen Signals angibt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch den Schritt Ändern des Korrekturfaktors (f) infolge einer Änderung des Bewertungsergebnisses an Intervallgrenzen von Codewörtern der über den Übertragungskanal übertragenen Nutzdaten.
Vorrichtung zur variablen Gewichtung von Kanalkoeffizienten für einen Rake-Empfänger in Abhängigkeit von mehreren Betriebsmodi, mit – Mitteln (KS) zum Schätzen von Kanalkoeffizienten für mehrere Ausbreitungspfade eines Übertragungskanals, – Mitteln (CON) zum Bewerten zumindest einer für eine Sender- und/oder Übertragungskanal- und/oder den Empfängereigenschaft charakteristischen Größe, – Mitteln (Z) zum Wählen eines, – Mittel (Z) zum Bestimmen eines Korrekturfaktors (f) in Abhängigkeit von dem Bewertungsergebnis für mindestens einen Kanalkoeffizienten, und – Mitteln (MULT) zum Multiplizieren des Kanalkoeffizienten mit dem bestimmten Korrekturfaktor (f), wobei der Entzerrung im Rake-Empfänger (RF1, RF2, ..., RFn) der mit dem Korrekturfaktor (f) multiplizierte Kanalkoeffizient zugrunde liegt.
Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Korrekturfaktor (f) in Abhängigkeit von dem Bewertungsergebnis einen vorgegebenen festen Wert oder mindestens einen der folgenden Werte annimmt: – das Verhältnis einer Übertragungskanal-spezifischen Verstärkungsschätzung zu einer Pilotkanal-basierten Verstärkungsschätzung, – einen Schätzwert für die Rauschvarianz eines Ausbreitungspfades des Übertragungskanals, – das Produkt aus dem Verhältnis einer Übertragungskanalspezifischen Verstärkungsschätzung zu einer Pilotkanalbasierten Verstärkungsschätzung und einem Schätzwert für die Rauschvarianz eines Ausbreitungspfades des Übertragungskanals.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass – dass der Korrekturfaktor f für ein erstes Bewertungsergebnis f = 1 lautet, – dass der Korrekturfaktor f für ein zweites Bewertungsergebnis
lautet, wobei Ŵ_DATA ein Schätzwert für die senderseitige Verstärkung des leistungsgeregelten Übertragungskanals ist und Ŵ_C ein Schätzwert für die senderseitige Verstärkung eines gemeinsamen Pilotkanals ist, – dass der Korrekturfaktor f für ein drittes Bewertungsergebnis
lautet, wobei σ ^_D ein Schätzwert für die Rauschvarianz des leistungsgeregelten Übertragungskanals ist, und – dass der Korrekturfaktor f für ein viertes Bewertungsergebnis
lautet.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Bewertungsmittel (CON) die Geschwindigkeit des Rake-Empfängers (RF1, RF2, ..., RFn) relativ zum Sender als charakteristische Größe bewertet.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass das Bewertungsmittel (CON) als charakteristische Größe bewertet, ob eine Leistungsregelung des Übertragungskanals im Sender vorgenommen wird.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Bewertungsmittel (CON) als charakteristische Größe bewertet, ob eine durch Nachbarzelleninterferenz bewirkte AWGN-Rauschkomonente oder eine durch Interzellen-Mehrwegeinterferenz bewirkte Fading-Rauschkomponente überwiegt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Bewertungsmittel (CON) das SINR-Verhältnis als charakteristische Größe bewertet.