DE10196851B4

DE10196851B4 - Verfahren und Vorrichtung zur Eb/Nt-Abschätzung zur Vorwärts-Leistungssteuerung in Spreizspektrumkommunikationssystemen

Info

Publication number: DE10196851B4
Application number: DE10196851T
Authority: DE
Inventors: Abdulkadir Dinc; Aparna A. Khurjekar
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 2000-11-08
Filing date: 2001-11-06
Publication date: 2010-04-08
Anticipated expiration: 2021-11-07
Also published as: US6542483B1; KR20030093188A; WO2002037929A9; WO2002037929A3; CN1630997A; GB0308173D0; WO2002037929A2; KR100578435B1; GB2384401A; DE10196851T5; CN100459479C; AU3513602A; GB2384401B

Abstract

Vorrichtung zum Abschätzen der Bitenergie pro Rauschdichte zur Vorwärtsleistungssteuerung in Spreizspektrumkommunikationssystemen, wobei die Vorrichtung aufweist:
– ein RAKE-Empfänger-Front-End für einzelne Multipfadsignaleingänge, das Verkehrskanalsymbol- von Pilotsymbolinformationen trennt, um einen Verkehrspfad und einen Pilotpfad zur Verfügung zu stellen;
– einen ersten Integrator in dem Verkehrspfad zur Berechnung der Datensymbolbitenergie unter Verwendung von nicht-rotierten Verkehrssymbolen,
– einen zweiten Integrator in dem Pilotpfad zur Berechung der Rauschdichte unter Verwendung von Pilotsymbolen; und
– einen Abschätzer, der die Datensymbolbitenergie, die mit dem ersten Integrator berechnet wurde, zum Vergleich mit der Rauschdichte verwendet, die mit dem zweiten Integrator aus dem Pilotpfad berechnet wurde, um die Abschätzung der Bitenergie pro Rauschdichte zur Verfügung zu stellen.

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft allgemein die draht- beziehungsweise schnurlose Kommunikation. Spezieller betrifft die Erfindung eine verbesserte Leistungsüberwachung in einem CDMA-Schnurloskommunikationssystem (CDMA = Code Division Multiple Access/codegetrennter Mehrfachzugriff).
Hintergrund der Erfindung
Die relative Leistung, die in jedem Datensignal verwendet wird, das in Spreizspektrumkommunikationssystemen von der Basisstation gesendet wird, erfordert eine Steuer- bezie hungsweise Regelung (im Folgenden Steuerung) als Antwort auf Informationen, die von jeder Ferneinheit gesendet werden. Der Hauptgrund für das Vorsehen einer derartigen Steuerung besteht darin, der Tatsache Rechnung zu tragen, dass der Vorwärtskanallink an manchen Orten in unüblicher Weise beeinträchtigt werden kann. Falls die zu der beeinträchtigten Ferneinheit gesendete Leistung nicht erhöht wird, kann die Signalqualität unakzeptabel werden. Daher muss die Ausgangsleistung gesteuert beziehungsweise geregelt (im Folgenden gesteuert) werden, um eine ausreichende Signalstärke zu garantieren, die an der Basisstation empfangen wird, und um eine gute Audioqualität aufrechtzuerhalten, während das Potential für Interferenzen minimiert wird.
Weil ein CDMA-Breitbandkanal in jeder Zelle wiederverwendet wird, stellen weiterhin die Selbstinterferenz, die von anderen Benutzern des gleichen Rufs verursacht wird, und die Interferenz, die von Benutzern in anderen Zellen verursacht wird, einen einschränkenden Faktor für die Kapazität des Systems dar. Darüber hinaus kann die von benachbarten Basisstationen stammende Interferenz nicht zu einem Fading mit dem Signal von der aktiven Basisstation führen, wie dies für eine Interferenz der Fall wäre, die von der aktiven Basisstation stammt. Aufgrund von Fading und anderen Kanalbeeinträchtigungen wird die maximalen Kapazität erreicht, wenn das SNR (SNR = Signal-To-Noise Ratio/Signal-Rausch-Verhältnis) für jeden Benutzer, im Durchschnitt, dem Minimum entspricht, das zur Unterstützung einer ”akzeptablen” Kanal-Performance erforderlich ist. In diesen Situationen kann eine Ferneinheit eine zusätzliche Signalleistung von der aktiven Basisstation benötigen, um eine adäquate Performance zu erzielen.
Es ist bekannt, dass Kommunikationssysteme Leistungssteuerungsverfahren verwenden, die die Sendeenergie von Ferneinheiten steuern. Die Leistungssteuerung in einem Spreizspektrumsystem dient zwei Hauptfunktionen. Erstens, weil jedes Signal von einer Ferneinheit in einem Spreizspektrumsystem typischerweise in der gleichen Frequenz gesendet werden, kann ein Hauptteil des Rauschens (das heißt umgekehrt proportional zur Bitenergie pro Rauschdichte, das heißt Eb/N0, definiert als das Verhältnis von Energie pro Informationsbit zur Rauschspektraldichte), der mit einem empfangenen Signal in Verbindung steht, den Übertragungen von anderen Ferneinheiten zugeordnet werden. Die Größenordnung des Rauschens hängt direkt mit der empfangenen Signalleistung von jeder der Übertragungen der anderen Ferneinheiten zusammen. Daher ist es vorteilhaft für eine Ferneinheit, mit einem niedrigen Leistungspegel zu senden. Zweitens ist es wünschenswert, die Leistung von allen Ferneinheiten derart dynamisch einzustellen, dass die Übertragungen von der Basisstation mit ungefähr dem gleichen Leistungspegel empfangen werden.
Die dynamische Leistungssteuerung des Senders der Mobilstation umfasst zwei Elemente: eine Open-Loop-Abschätzung der Sendeleistung durch die Mobilstation und eine Closed-Loop-Korrektur der Fehler in dieser Abschätzung durch die Basisstation. Bei einer Open-Loop-Leistungssteuerung schätzt jede Mobilstation die gesamte empfangene Leistung auf dem zugeordneten CDMA-Frequenzkanal. Auf der Grundlage dieser Messung und einer von der Basisstation zugeführten Korrektur wird die Sendeleistung der Mobilstation so eingestellt, dass sie zu dem geschätzten Pfadverlust passt, um bei der Basisstation mit einem vorherbestimmten Pegel einzutreffen. Unterschiede in den Vorwärts- und Rückwärtskanälen, wie beispielsweise ein entgegengesetztes Fading, können aufgrund des Frequenzunterschiedes und Fehlanpassungen der Empfangs- und Sendecharakteristiken der Mobilstation auftreten. Dies kann von der Mobilstation nicht in einfacher Weise abgeschätzt werden. Jede Mobilstation korrigiert ihre Sendeleistung mit Closed-Loop-Leistungssteuerungsinformationen, die von der Basisstation über Daten mit niedriger Rate, die in jedem Vorwärts-Verkehrskanal eingefügt werden, zugeführt werden. Die Basisstation erhöht und reduziert ihre Ausgangsleistung zwischen der Basisstation und den mobilen Kommunikationseinheiten in einer Versendesituation, wobei das Vorwärtsleistungssteuerungsschema dazu dient, dass die Basisstation auf Anforderungen antwortet, die von den Kommunikationseinheiten benötigt werden. Die Basisstation leitet die Korrekturinformationen durch eine Überwachung der CDMA-Kanalqualität von jeder Mobilstation ab, vergleicht diese Messung mit einem Schwellenwert und fordert entweder eine Erhöhung oder eine Absenkung, in Abhängigkeit vom Ergebnis.
Das Dokument US 5,737,327 beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung im Mobilfunkbereich, bei der Pilotsymbole dazu verwendet werden, Phase und Gain eines Kommunikationssignals und eines Leistungssteuerdesignators zu bestimmen. Der Leistungsteuerdesignator wird ohne oder mit geringer Verzögerung unter Verwendung der bestimmten Phase und des Gains demoduliert, während Verkehrssignale erst nach einer bestimmten Verzögerung demoduliert werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt die Fixpunkt-RAKE-Empfängerimplementierung pro Finger;
2 veranschaulicht das vorgeschlagene Verfahren für eine Inner-Loop-Vorwärtsleistungssteuerung, mit einem ASIC (ASIC = Application Specific Integrated Circuit/anwendungsspezifischer integrierter Schaltkreis);
3 veranschaulicht eine Eb-Abschätzung pro Finger für eine variable Rahmenrate;
4 veranschaulicht eine Eb-Abschätzung pro Finger für eine feste Rahmenrate;
5 veranschaulicht eine Fixpunkt-Implementierung für eine Rauschleistungsabschätzung unter Verwendung eines einstufigen (”1-tap”) Hochpassfilters;
6 ist ein Graph, der den Performancevergleich zwischen dem vorgeschlagenen Verfahren und einem pilotgewichteten und pilotderotierten PCB (PCB = Power Control Bit/Leistungssteuerungsbit) zur Eb/Nt-Abschätzung; und
7 und 8 sind Graphen, die den Performancevergleich zwischen keiner Leistungssteuerung und dem vorgeschlagenen Verfahren mit Vorwärtsleistungssteuerung zeigen.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Die Berechnung der Gesamt-Eb/Nt-Abschätzung zur Inner-Loop-Vorwärtsleistungssteuerung in einer CDM2000-Mobilstation wird mit minimaler Hardware erzielt, unter Verwendung eines Verfahrens und einer Vorrichtung zur Eb/Nt-Abschätzung für ein Inner-Loop-Vorwärtsleistungssteuerung in einer CDMA2000-Mobilstation. Bei diesem Schema wird eine Gesamt-Eb/Nt-Abschätzung unter Verwendung von nicht-rotierten Verkehrssymbolen durchgeführt, das heißt Verkehrssymbolen vor der Pilotwichtung vor dem Kombinator, vor dem RAKE-Kombinator. In dem Kombinator werden die zeitlich ausgerichteten und pilotgewichteten Verkehrssymbole von allen Multipfaden zusammenaddiert. Somit ergibt sich eine 50 prozentige Hardwareverringerung von ungefähr 15 K Gattern zu ungefähr 7 K Gattern. Die Eb/Nt-Abschätzung pro RAKE-Finger für den Vorwärtsverkehrskanal erfolgt hier unter Verwendung von nicht-rotierten Rückwärts-PCB-Symbolen zur Eb-Abschätzung, im Fall von Rahmen mit variabler Rate, nicht-rotierten Vorwärtsverkehrssymbolen zur Eb-Abschätzung, im Fall von Rahmen mit fester Rate, und Pilotsymbolen, die über 64 Chips pro RAKE-Finger zur Rauschleistungsabschätzung integriert werden. Die geschätzte Rauschleistung wird gemäß der Verkehrs-Walsh-Länge skaliert, bevor das Eb/Nt berechnet wird.
Der bestehende CDMA-Interim-Standard (IS-95 et seq.) wurde von der TIA (TIA = Telecommunications Industry Association) und der EIA (EIA = Electronics Industry Association) entwickelt. Beim IS-95 wird, wenn eine Übertragungsrate verwendet wird, die kleiner als die volle Rate ist, ein diskontinuierliches Signal (vom Burst-Typ) gesendet. Das Signal wird in logische Rahmen unterteilt, die 20 ms (Millisekunden) lang sind. Die Rahmen werden in 16 kleinere Teile (oder Slots) unterteilt, die als Leistungssteuerungsgruppen bezeichnet werden. Der Demodulator der Basisstation schätzt die Energie von jeder Leistungssteuerungsgruppe, die von der Mobilstation empfangen wird.
Beim CDMA2000 ist es erforderlich, dass die Mobilstation sowohl die Inner- als auch die Outer-Leistungssteuerungs-Loops beziehungsweise die inneren und äußeren Leistungssteuerungsschleifen für die Vorwärtslink-Verkehrskanal-Leistungssteuerung unterstützt. Die äußere Leistungssteuerungsschleife in der Mobilstation (MS) schätzt einen Ziel-Eb/Nt-Einstellpunktwert, der erforderlich ist, um die Ziel-FER (FER = Frame Error Rate/Rahmenfehlerrate) auf jedem zugewiesenen Vorwärtsverkehrskanal zu erzielen. Die innere Leistungssteuerungsschleife vergleicht das abgeschätzte Eb/Nt des empfangenen Vorwärtsverkehrskanals mit dem entsprechenden Ziel-Eb/Nt-Einstellpunkt. Dies bestimmt den Wert des Leistungssteuerungsbits, das auf dem Rückwärtsleistungssteuerungsunterkanal zu der Basisstation zu senden ist.
Der Rückwärtsleistungssteuerungsunterkanal in der Mobilstation unterstützt sowohl die innere Leistungssteuerungsschleife als auch die äußere Leistungssteuerungsschleife zur Vorwärtsverkehrskanalleistungssteuerung. Die äußere Leistungssteuerungsschleife schätzt den Einstellpunktwert auf der Grundlage von Eb/Nt, um die Ziel-Rahmenfehlerrate (FER) auf jedem zugewiesenen Vorwärtsverkehrskanal zu erzielen. Diese Einstellpunkte werden der Basisstation mitgeteilt, entweder implizit durch die innere Schleife beziehungsweise Loop oder explizit durch Signalisierungsnachrichten. Die Unterschiede beziehungsweise Differenzen zwischen den Einstellpunkten helfen der Basisstation, die geeigneten Sendepegel für die Vorwärtsverkehrskanäle abzuleiten, die keine inneren Schleifen aufweisen. Die innere Leistungssteuerungsschleife vergleicht das Eb/Nt des empfangenen Vorwärtsverkehrskanals mit dem entsprechenden Einstellpunkt der äußeren Leistungssteuerungsschleife, um den Wert eines Leistungssteuerungsbits zu bestimmen, das auf dem Rückwärtsleistungssteuerungsunterkanal zu der Basisstation zu senden ist. Die Mobilstation soll die EIBs (EIB = Erasure Indicator Bit/Löschungsanzeigebit) oder die QIBs (QIB = Quality Indicator Bit/Qualitätsanzeigebit) auf dem Rückwärtsleistungssteuerungsunterkanal auf den Befehl der Basisstation übertragen.
Im Falle von variablen Datenraten werden die punktierten (”punctured”) Rückwärtslinkleistungssteuerungsbits (die auf den Vorwärtslink übertragen werden) für die Eb-Abschätzung verwendet. Im Falle von festen Datenraten wird die Verkehrs-Eb-Abschätzung auf alle Verkehrsbits innerhalb dieser Leistungsgruppe angewendet. Das Rauschen (Nt) wird aus dem gemeinsamen Pilotkanal berechnet. Gemäß unserem Schema werden die Eb- und die Nt-Abschätungen auf jedem einzelnen RAKE-Finger angewendet. Diese werden für die Gesamt-Eb- und Nt-Abschätzungen kombiniert. Ein vereinfachter RAKE-Empfänger wird unten in Verbindung mit 1 beschrieben. Ein Vergleich der Simulationsergebnisse des vorgeschlagenen Verfahrens gegenüber keiner Leistungssteuerung wird dargestellt. Der in 1 dargestellte vereinfachte RAKE-Empfänger der Mobilstation wird für das vorgeschlagene Schema verwendet.
Am Front-End des Systems 10 sind bei allen drei Architekturen Analog-Digital-Wandler 12 (ADCs) vorgesehen. Eine typische RAKE-Fingerarchitektur ist in 1 dargestellt. Bei der Multifinger-RAKE-Architektur sind doppelte Strukturen vorgesehen. Bei drei (3) Multipfaden beispielsweise eine Drei-Finger-RAKE-Architektur, mit drei Duplikatstrukturen, wie in 1 gezeigt. Alle drei Finger, die Blöcke A, B, C, bilden einen gemeinsamen Punkt für alle drei Finger, um einen Dreifinger- oder Dreimultipfadkombinator zu bilden. Jeder RAKE-Fingereingang wird einem digitalen Mischer 14 zur Multiplikation mit einem komplexen Faktor zugeführt, um die Verkehrs- beziehungsweise Traffic-(T) und die Pilot-(P)Signale zu trennen. Eine Walsh-Funktion wird beim Mischer 16 auf das Verkehrssignal angewendet und ein Summierer 18 integriert N-Chip Eingangssignale. In ähnlicher Weise sieht der Pilotpfad bei der beschriebenen Ausführungsform eine Summierung 20 über 64 Chips vor. Wie dies weiter unten erläutert wird, gibt ein Quantisierer 22 für den Verkehrspfad (T) Datensymbole 26 (QT) als quantisierte Verkehrsdaten aus, und das Pilotsignal (P) wird beim Quantisierer 24 erzeugt, der Pilotsymbole 28 (QP) ausgibt. Ein Kanalabschätzer 30 wird auf die Pilotsymbole 28 angewendet, gefolgt von einer konjugiertkomplexen Funktion 32, um den Pilotpfad und den Verkehrspfad über den Verzögerer 34 beim Multiplizierer 36 zu mischen, vor dem Quantisierer 38.
Gemäß 1 ergibt der Eingang C einen Eingang 40 für den Kombinator des Systems 10, der Finger_i genannt werden kann, beispielsweise Finger_1. Gemäß der Darstellung von 2 ist eine weitere Architektur für Finger_2 vorgesehen, und so weiter. QT (22, 26', 26'') werden von dem RAKE 10 abgezweigt, für Eb-Energieberechnungen 42, 44 und 46 (1 bis N). Diese Ausgänge gehen zu einem Kreispuffer (nicht gezeigt), und in dem Kreispuffer werden alle Finger, Finger 1, 2, ... N, oder deren Symbole, zusammenaddiert. Nach der Addition wird Eb gemessen. Jeder RAKE-Kombinatorausgang 40 sendet, wie unten beschrieben, ein Leistungssteuerungssymbol für die drei Kopien der Leistungssteuerungssymbole, die am Empfänger erzeugt werden, weil die Multipfade von der Basisstation zum Handgerät beispielsweise drei Multipfade umfassen. Um die Gesamtenergie zu bestimmen sind daher alle diese Symbole bei C zu kombinieren, und dann sind die kombinierten Symbole zu messen.
Wie im Zusammenhang mit 2 diskutiert, wird die kombinierte Energie oder das kombinierte Symbol von der Vorwärtsschleifensteuerung als ein binäres Symbol 62 ausgegeben. Dies stellt den optimalen Weg zur Messung der kombinierten Energie nach der Summierung aller dieser Symbole dar, die von verschiedenen Multipfaden stammen.
Allgemein wird das Eb/Nt nach dem Eingang C abgeleitet, nachdem alle der Mehrzahl von Fingern kombiniert wurden, was eine optimale, jedoch ziemlich komplexe Möglichkeit hinsichtlich der Hardware darstellt. Es ist jedoch zu beobachten, dass eine relativ kleine Komplexität zum Erhalten von Eb am Punkt C vorliegt, die Komplexität besteht jedoch dann, wie unten erläutert, wenn zwei Pfade vorhanden sind, einer QP 28 genannt, der als der Pilotpfad bezeichnet wird, und der andere Pfad QT 26, der als der Verkehrspfad bezeichnet wird, das heißt Datensymbole und Pilotsymbole. Die Energie der Datensymbole ist von Interesse, so dass nach der Multiplikation der beiden Pfade bei der Verbindung 36 die Pilotsymbole mit den Datensymbolen multipliziert werden. Die Energie der Symbole auf dem Verkehrspfad, QT, ist von Interesse, und daher werden die Signale beim Punkt P1 multipliziert, QT und QP. Weil jedoch P alleine von Interesse ist, ist die Energie von QT für den Multipfad, beispielsweise beim Finger_i, erwünscht, wobei der Block T alle Multipfade darstellt, die miteinander addiert wurden, das heißt multipliziert mit ihren entsprechenden Pilotpfaden.
Weil es wünschenswert wäre, diese Pilotmultiplikationen loszuwerden, und das Rauschen von jedem Multipfad oder von jedem Finger mit seinem entsprechenden Pilotpfad zu multiplizieren, stellt die Pilotwichtung von Eb dividiert durch Nt-Gesamt eine sehr komplexe Hardware hinsichtlich der Berechnung des Rauschens dar. Eb wird standardmäßig mit den Pilotdaten multipliziert, die Rauschleistung in jedem der Finger muss jedoch ebenfalls mit ihren entsprechenden Pilotpfaden multipliziert werden.
Vor der Multiplikation dieser Verkehrssymbole mit Pilotsymbolen können die Verkehrssignale daher an den QT-Punkten für jeden Multipfad abgefangen werden, ohne die Pilotdaten zu benutzen. Folglich kann etwas Genauigkeit verloren gehen, weil die Verkehrs- und die Pilotsignale mit dergleichen Phase wie der Kanal rotieren, beispielsweise weist eine DC-Konstante (DC = Direct Current/Gleichstrom) von der Basisstation bei der Multiplikation der DC-Konstante bei jedem Punkt jω, der durch einen Rotationswinkel dargestellt wird, eine sich mit der Zeit ändernde Größe auf. An dem Empfänger wird daher eine sinusförmige Wellenform erzeugt, sowohl für den Verkehr als auch für den Pilot. Der Pilotpfad erfordert dann, dass die Komplex-Konjugierte von der sinusförmigen Wellenform genommen und mit der sinusförmigen Wellenform selbst multipliziert wird, um die Größe der DC-Konstante von dem Empfänger zu erhalten. Dies ist auch als Derotation bekannt, um die Phasenrotation in dem Kanal loszuwerden, die in dem Signal von dem Kanal zu der Basisstation hervorgerufen wurde. Durch ein Nicht-Multiplizieren des Verkehrssignals mit dem konjugiert-komplexen Pilotsymbol wird daher das tatsächliche Symbol, das von der Basisstation für das Verkehrssignal gesendet wird, durch eine Rotation beeinträchtigt. Weil die relativ kurze Symbolintegration, die bei Verkehrssignalen verwendet wird, die Berechnung der Leistung nicht beeinträchtigen sollte, ist jedoch nur eine geringe tatsächliche Rotation zu beobachten. Wenn die Verkehrssignale am QT-Punkt nach der Rotation mit dem Piloten erhalten werden, wird daher, trotz Rotation, soviel verloren. Andererseits wird jedoch eine Hardwareersparnis von 7000 Gattern gegenüber 15000 Gattern erzielt.
Gemäß 6 zeigt die vertikale Achse beispielsweise –17,5 dB, was 0,6 dB mehr als bei dem zum Erzielen der gleichen Fehlerrate gewichtete Pilotsignal darstellt, das heißt eine Einprozentrate bei der gleichen Geschwindigkeit. Daher führt das System eine Verstärkung von Signalen von 0,6 dB mehr als erforderlich durch. Für die gleiche Performance ist daher ein höheres Eb/Nt, das um 0,6 dB größer als das Optimum ist, erforderlich, um die gleiche Rate zu erzielen, was jedoch als vernachlässigbar betrachtet wird.
Die Vorwärtsleistungssteuerungsimplementierung, bei der die Inner-Loop-Leistungsabschätzung für das gesamte Eb / Nt berechnet wird, verwendet nicht-rotierte Verkehrssymbole zur Eb-Abschätzung und Pilotsymbole zur Nt-Abschätzung. Dieses wird mit
(Einstellpunkt) alle 1,25 ms verglichen, um eine Leistungssteigerung oder -absenkung des Verkehrskanals von der Basisstation anzufordern. Durch Kombination von einzelnen
für jeden Finger erhält man das gesamte Eb / Nt, wobei die Eb- und die Rauschschätzparameter im nächsten Abschnitt detailliert angegeben werden.
Durch Umformung der Gleichung 1 kann die Eb-Abschätzung für einen SNR-Berechnung auf Basis von nicht-rotiertem PCB geschrieben werden als:
Unter Verwendung von Gleichung 2 verwendet der vorgeschlagene vereinfachte Inner-Loop-Leistungssteuerungsalgorithmus gemäß 2 in einem ASIC nur Multiplizierer 50, 52, 54 und 56 und Addierer 58, 60, gefolgt von einem Schwellenwert 62 zur Bitdatenbestimmung. Die Eingänge QT und QP als quan tisierte Verkehrs- und Pilotsymbole werden von der Schaltung von 1 bereitgestellt. Am Ende von jedem Rahmen wird das
aktualisiert, wie in Verbindung mit der Vorwärtslinkleistungssteuerungssimulation diskutiert.
Weil die Multipfadsignale über unterschiedliche Pfade ankommen, unterscheiden sich ihre Amplituden und Phasen am Empfangspunkt unabhängig voneinander. Insbesondere tritt in Mobilfunkkanälen ein Fading auf, weil die Eigenschaften eines Kanals sich mit der Bewegung einer Mobilstation verändern. Eine Multipfadstreuung tritt auf, wenn ein Signal sich nicht entlang einem, sondern entlang mehrerer Pfade zu dem Empfänger bewegt, so dass der Empfänger viele Echos hört, die sich unterscheidende und zufällig verändernde Verzögerungen und Amplituden aufweisen. Wenn eine Multipfadzeitstreuung in einem CDMA-System vorliegt, empfängt der Empfänger daher ein zusammengesetztes Signal aus mehreren Versionen des gesendeten Symbols, die sich über unterschiedliche Pfade (die als ”Strahlen” bezeichnet werden) mit relativen Zeitverzögerungen von weniger als einer Symbolperiode ausgebreitet haben. Jeder Strahl, der nach der Symbolperiode empfangen wird (das heißt wenn die durch eine Reflexion verursachte Zeitverzögerung eine Symbolperiode übersteigt) erscheint als ein unkorreliertes interferierendes Signal, das die Gesamtkapazität des Kommunikationssystems verkleinert. Um die gesendeten Symbole (Bits) optimal zu detektieren, müssen die empfangenen Impulse kombiniert werden. Dies erfolgt typischerweise durch den RAKE-Empfänger, der so genannt wird, weil er alle Multipfadanteile ”zusammenrecht” (to RAKE/rechen).
Der RAKE-Empfänger verwendet eine Form von Diversitätskombination, um die Signalenergie von den verschiedenen empfangenen Signalpfaden zu sammeln, das heißt die unterschiedlichen Signalstrahlen. Die Diversität ergibt redundante Kommunikationskanäle, so dass, wenn einige Kanäle einem Fading unterliegen, eine Kommunikation noch über Kanäle möglich ist, die keinem Fading unterliegen. Ein empfangenes Funksignal wird demoduliert, indem es, beispielsweise, mit Kosinus- und Sinuswellenformen gemischt wird und das Signal in einem RF-Empfänger 1 gefiltert wird, was zu I- und Q-Samples führt. Ein CDMA-RAKE-Empfänger bekämpft das Fading durch das individuelle Detektieren der Echosignale, unter Verwendung eines Korrelationsverfahrens, und deren algebraisches Addieren (mit dem gleichen Vorzeichen). Weiterhin werden, um eine Intersymbolinterferenz zu vermeiden, geeignete Verzögerungen zwischen die jeweiligen detektierten Echos eingefügt, so dass sie wieder in einen gemeinsamen Schritt fallen.
Derzeitige Implementierungen von Mobilstationen verwenden einen ”Fingerverriegelungs”-Mechanismus, um unzuverlässige Leistungssteuerungssignale von der Entscheidungslogik auszuschließen. Die Ausgänge an den RAKE-Verzweigungen werden mit geeigneten Gewichtungen kombiniert. Der Empfänger sucht nach dem frühesten Strahl, indem er RAKE-Verzweigungsausgänge anordnet, die eine signifikante Energie aufweisen, geeignet gewichtet und kombiniert, um das empfangene Signal-Rausch- und Interferenzverhältnis zu maximieren. An jedem Finger des RAKE-Empfängers wird die demodulierte Signalenergie mit einem Schwellenwert vergli chen, der eine minimale Energie darstellt, die erforderlich ist, um Leistungssteuerdaten von diesem Finger zuverlässig zu verwenden.
Korrelationswerte der Signatursequenz werden mit den empfangenen Signalen bei unterschiedlichen Zeitverzögerungen durch eine Verzögerungslinie geführt, die über Abzweigungen an erwarteten Zeitverzögerungen (dt) verfügt, der erwarteten Zeit zwischen empfangenen Echos.
Allgemein arbeitet die RAKE-Empfängervorrichtung, um die Phasen von PN-Codes (PN = Pseudo Noise/Pseudorauschen) von Signalen von den Multipfaden zu detektieren, die in entsprechenden unabhängigen Demodulatoren unter Verwendung einer Mehrzahl von demodulierenden Fingern als Empfänger, deren Anzahl jeweils den Multipfaden entspricht, demoduliert werden. Die Ergebnisse, die von den Empfängern nach der Demodulation erhalten werden, werden in einem Kombinator zusammengekoppelt, um die gewünschte Zeitlageninformation und die demodulierten Daten zu extrahieren.
In 1 ist ein herkömmlicher Aufbau einer derartigen RAKE-Empfängervorrichtung dargestellt, eine Mehrzahl von demodulierenden Fingern und ein Nachbearbeitungskombinator (der dazu ausgelegt ist, Demodulationsdaten, Zeitlageninformationen und Frequenzinformationen zu extrahieren). Auf der Grundlage des Ergebnisses des Betriebs führen die demodulierenden Finger ihre Demodulationsoperationen durch. Die demodulierenden Finger arbeiten individuell, um ihnen zugeordnete Signale zu demodulieren. Der Kombinator kombiniert die Ergebnisse der Modulationsoperationen, die jeweils in den demodulierenden Fingern durchgeführt werden, wodurch die erforderlichen Daten und Zeitlageninformationen extrahiert werden.
Für eine variable Rahmenrate wird die Verkehrs-Eb-Abschätzung erhalten, indem nur die Rückwärtsleitungssteuerungsbits verwendet werden, die auf dem Vorwärtsverkehrskanal punktiert sind. Im Falle einer festen Rate wird die Eb-Abschätung über alle Verkehrsbits durchgeführt.
Die Eb-Abschätzung für Rahmen mit variabler und fester Rate werden wie in 3 beziehungsweise in 4 implementiert.
Die Rauschleistungsabschätzung wird implementiert, indem ein Hochpassfilter 70 erster Ordnung verwendet wird, das in 5 gezeigt ist. Bei diesem Verfahren wird das verzögerte Pilotsymbol bei 72 von sich selbst subtrahiert, um die Rauschleistung zu berechnen, beispielsweise als:
wobei n(k) = y(k) – x(k – Delay), Gleichung 4mit Verzögerung beziehungsweise Delay = 1 Pilotsymboldauer mit einem komplexen Ein-(1)Symbolverzögerungsblock 74.
Nt wird über 64 Chips des Piloten berechnet, während Eb des Verkehrs über eine Walsh-Länge (Nchip = 8, 16, 32, 64 für eine 128 Chipdauer) berechnet wird. Dies wird durch einen Integrations-/Rücksetzakkumulator (”integrate/dump accumulator”) 76 bei jeder PCG (PCG = Power Control Group/Leistungssteuergruppe) erreicht. Somit wird bei 78 eine Skalierung auf die Rauschberechnung über den Pilotkanal angewendet, so dass das korrekte Eb/Nt berechnet wird als:
Die Simulationsergebnisse für die Vorwärtslinkleistungssteuerung werden mit den folgenden Parametern und Annahmen erreicht:
maximale Verkehrskanalübertragung Ec/Ior = –4 dB
minimale Verkehrskanalübertragung Ec/Ior = –32 dB
Schrittgröße für die Inner-Loop-Leistungssteuerung = 0,5 dB
Aufwärtsschrittgröße der Outer-Loop-Leistungssteuerung = 0,5 dB
Abwärtsschrittgröße der Outer-Loop-Leistungssteuerung =
Für die n-te PCG Mobilstationenmessung wendet die Basisstation die Änderung im (n + 2)-ten PCG an.
Die Nt-Messung basiert auf den Pilotsymbolen über eine gesamte Leistungsgruppe.
Die PC-Bits werden mit dem gleichen Leistungspegel wie Vollratenverkehr gesendet.
Der Rückwärtsleistungssteuerungsbitfehler (Rückwärts PCB Fehler) wird auf 1% eingestellt.
Die Performance des pilotgewichteten auf Eb/Nt basierenden Abschätzverfahrens für die Inner-Loop-Leistungssteuerung ist 0,6 dB besser als das vorgeschlagene Verfahren, wie in 6 gezeigt.
Ein Performancevergleich des vorgeschlagenen Verfahrens mit einem derzeitigen Leitungssteuerungssystem ist in 7 und 8 für 1-Pfad- beziehungsweise 2-Pfad-Rayleigh-Kanäle dargestellt.
Aus 6 ist zu erkennen, dass die Eb/Nt-Abschätzung, die pilotgewichtete PCB-Symbole nach dem Kombinator verwendet, um 0,6 dB besser als die Vorgeschlagene ist. Die Hard ware ist jedoch komplexer als bei dem vorgeschlagenen Verfahren.
Bei niedrigen Geschwindigkeiten des Mobiltelefons ergibt das vorgeschlagene Verfahren für die Vorwärtsleistungssteuerung mehr als 5 dB und 1 dB Performanceverbesserungen für 1-Pfad- beziehungsweise 2-Pfad-Rayleigh-Kanäle. Bei höheren Geschwindigkeiten des Mobiltelefons verschlechtert sich die Performance des Systems, wenn das Vorwärtsleistungssteuerungsverfahren aktiv ist.
Obwohl die vorstehend erläuterten Ausführungsformen hervorgehoben wurden, erkennt der Fachmann, dass die beschriebene Erfindung über die beschriebenen Ausführungsformen hinausgehende Anwendungsmöglichkeiten aufweist. Daher ist beabsichtigt, dass der Schutzumfang der Erfindung derartige Alternativen, Modifikationen und Variationen umfasst und durch die zugehörigen Ansprüche definiert wird.

Claims

Vorrichtung zum Abschätzen der Bitenergie pro Rauschdichte zur Vorwärtsleistungssteuerung in Spreizspektrumkommunikationssystemen, wobei die Vorrichtung aufweist: – ein RAKE-Empfänger-Front-End für einzelne Multipfadsignaleingänge, das Verkehrskanalsymbol- von Pilotsymbolinformationen trennt, um einen Verkehrspfad und einen Pilotpfad zur Verfügung zu stellen; – einen ersten Integrator in dem Verkehrspfad zur Berechnung der Datensymbolbitenergie unter Verwendung von nicht-rotierten Verkehrssymbolen, – einen zweiten Integrator in dem Pilotpfad zur Berechung der Rauschdichte unter Verwendung von Pilotsymbolen; und – einen Abschätzer, der die Datensymbolbitenergie, die mit dem ersten Integrator berechnet wurde, zum Vergleich mit der Rauschdichte verwendet, die mit dem zweiten Integrator aus dem Pilotpfad berechnet wurde, um die Abschätzung der Bitenergie pro Rauschdichte zur Verfügung zu stellen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Bitenergie des Verkehrskanals über eine Walsh-Länge berechnet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die einen ersten Quantisierer am Ausgang des ersten Integrators aufweist, um die Datensymbolwerte in dem Verkehrspfad zu bestimmen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die einen zweiten Quantisierer am Ausgang des zweiten Integrators aufweist, um die Pilotsymbolwerte in dem Pilotpfad zu bestimmen.
Vorrichtung nach Anspruch 4, die weiterhin einen dem zweiten Quantisierer folgenden Kanalabschätzer in dem Pilotpfad aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Berechnung der Datensymbolbitenergie auf jeden Rake-Finger angewendet wird, um ein Leistungssteuerungsbit zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 6, bei der die Abschätzung der Bitenergie pro Rauschdichte mit nicht-rotierten Leistungssteuerungsbitsymbolen zur Eb-Abschätzung im Falle von Rahmen mit variabler Rate durchgeführt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 6, bei der die Abschätzung der Bitenergie pro Rauschdichte für den Vorwärtsverkehrskanal unter Verwendung von nicht-rotierten Vorwärtsverkehrssymbolen zur Eb-Abschätzung im Falle von Rahmen mit fester Rate durchgeführt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der die Abschätzung der Bitenergie pro Rauschdichte für den Vorwärtsverkehrskanal unter Verwendung von über 64 Chips pro Finger integrierten Pilotsymbolen durchgeführt wird, wobei die abgeschätzte Rauschleistung entsprechend der Verkehrs-Walsh-Länge skaliert wird, bevor die Bitenergie pro Rauschdichte berechnet wird.
Verfahren zur Abschätzung der Bitenergie pro Rauschdichte zur Vorwärtsleistungssteuerung in Spreizspektrumkommunikationssystemen, wobei das Verfahren die Schritte umfasst: – Trennen von Verkehrsdatensymbol- von Pilotsymbolinformationen mit einem RAKE-Receiver-Front-End für einzelne Multipfadsignaleingänge, um einen Verkehrspfad und einen Pilotpfad zur Verfügung zu stellen; – Integrieren des Verkehrspfades unter Verwenden von nicht-rotierten Verkehrssymbolen, um eine Datensymbolbitenergie zu erhalten; – Integrieren des Pilotpfades unter Verwenden von Pilotsymbolen, um eine Rauschdichte zu erhalten; und – Abschätzen der Bitenergie pro Rauschdichte durch Vergleichen der Datensymbolbitenergie von dem Verkehrspfad mit der Rauschdichte von dem Pilotpfad, um die Bitenergie pro Rauschdichte zur Verfügung zu stellen.