DE10329606B4

DE10329606B4 - Anordnung zur Frequenzbereichstransformation von Signalen

Info

Publication number: DE10329606B4
Application number: DE2003129606
Authority: DE
Inventors: Falk Hofmann; Torsten Franke
Original assignee: Zentrum Mikroelektronik Dresden GmbH
Current assignee: IDT Europe GmbH
Priority date: 2003-06-30
Filing date: 2003-06-30
Publication date: 2008-07-03
Anticipated expiration: 2023-07-01
Also published as: DE10329606A1

Abstract

Anordnung zur Frequenzbereichstransformation von Signalen, bei welcher ein zweigeteilter Eingangsdateneingang für zwei parallele komplexe Eingangsdaten (1), mit je einem ersten Eingang eines Multiplexers (2) verbunden ist, die Multiplexerausgänge mit einem Speicher (3) verbunden sind, der Speicher (3) mit einer Butterfly-Anordnung (6) verbunden ist, die Butterfly-Anordnung (6) über je einen zweiten Multiplexer-Eingang mit dem Speicher (3) verbunden ist und eine State Machine (4) mit den Multiplexern (2) und dem Speicher (3) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Speicher (3) auch mit einer Swap &Negate-Anordnung (5) verbunden ist, dass ein Ausgang der Swap &Negate-Anordnung (5) mit einem weiteren Eingang der Butterfly-Anordnung (6) verbunden ist, dass die State Machine (4) mit der Swap &Negate-Anordnung (5) verbunden ist, wobei die Swap & Negate-Anordnung (5) derart ausgeführt ist, dass ein Realteil-Eingang (7) mit einem Eingang eines ersten Negierers (11) und einem zweiten Eingang eines ersten Multiplexers (2) verbunden ist, dass der Ausgang des ersten Negierers...

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Frequenzbereichstransformation von Signalen.
Der Einsatz der Diskreten Fourier Transformation (DFT) ist weit verbreitet in der digitalen Signalverarbeitung. Sie kommt zum Beispiel zum Einsatz, um Signale im Frequenzbereich zu bearbeiten oder Informationen aus dem Signalspektrum zu extrahieren, um damit adaptive Filter einzustellen. In J. W. Ketchum und J. G. Proakis „Adaptive Algorithms for Estimating and Suppressing Narrow-Band Interference in PN-Spread-Spectrum Systems", IEEE Transactions an Communications, Vol. Com. 30, No. 5, May 1982 wird beispielsweise ein Verfahren zur Unterdrückung schmalbandiger Störer in Spread Spectrum Systemen beschrieben, das eine Fast Fourier Transformation (FFT) nutzt, um die Koeffizienten eines Filters einzustellen.
Bei der DFT wird das zu transformierende Signal als Summe komplexer periodischer Expotentialfunktionen abgebildet. Der mathematische Ausdruck für die diskrete Fouriertransformation und deren inverse Transformation lautet:
Dabei wird W kn / N allgemein als Twiddlefaktor bezeichnet.
Sollen N diskrete Werte berechnet werden, so ist die kleinste Abstufung des Twiddlefaktors e^j2Π/N. Um bei größeren N den Quantisierungsfehler des Twiddlefaktors gering zu halten, werden entsprechend große Wortbreiten benötigt. Die Implementierung der DFT in einem Schaltkreis, welche in der Regel als Fast Fourier Transformation realisiert wird, erfordert aufgrund der großen Wortbreiten flächenmäßig große Multiplizierer, Addierer und Speicherblöcke. Mit diesem hardwaremäßigen Aufwand ist auch ein hoher Stromverbrauch verbunden. Die Anforderungen an einen möglichst geringen Stromverbrauch bei Low-Power Schaltkreisen begrenzen den Einsatz der DFT für die digitale Signalverarbeitung in diesen Anwendungen. Des Weiteren resultieren aus den mathematischen Operationen, welche beispielsweise komplexe Multiplikationen und Additionen sind, lange kombinatorische Pfade bei der Implementierung im Schaltkreis. Damit wird die Geschwindigkeit zur Durchführung einer solchen FFT begrenzt. Dies kann zwar durch Verwendung höherwertiger Radix Stufen und dem Einsatz von Pipelining verbessert werden, erfordert aber einen höheren Aufwand an Logikgattern und damit an Schaltkreisfläche.
In der DE 100 06 154 A1 ist ein Verfahren zur Frequenzbereichstransformation von Signalen basierend auf der diskreten Fourier-Transformation offenbart, wobei das zu transformierende Signal als Summe komplexer periodischer Exponentialfunktionen aus dem Signal gebildet wird und die komplexen periodischen Exponentialfunktionen als Produkt aus Signal und Twiddlefaktoren erzeugt werden.
Bei diesem Verfahren erfolgt die Rundung, wie am Beispiel des Realteils in den Zeilen 43 bis 45 beschrieben, derart, dass die Vektor-Näherungswerte 0, +1 und –1 erreicht werden. Diese Rundungsregel gilt dann auch für den Imaginärteil und erzeugt die Werte 0, +j und –j. Somit ergeben sich beispielsweise in einer zweidimensionalen Darstellung für den Real- und Imaginärteil eines Eingangssignals 8 Koordinaten ([0; j], [1; j], [1; 0j], [1; –j], [0; –j], [–1; –j], [–1; 0j], [–1; j]).
Ein Nachteil dieser Lösung besteht darin, dass 4 der 8 möglichen Koordinaten ([1; j], [1; –j], [–1; –j], [–1; j]) nicht auf dem Einheitskreis liegen und somit einen Betragsfehler enthalten, welcher zur Verbesserung der Genauigkeit des Verfahrens mit dem Faktor korrigiert werden muss. Hiermit ist aber eine Erhöhung des Rechenaufwands dieses Verfahrens verbunden.
Die DE 39 00 349 A1 offenbart eine Anordnung zur Echtzeit-Durchführung der schnellen diskreten Fouriertransformation durch gesteuerten Betrieb von vernetzten Schmetterlingsoperatoren.
Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Frequenzbereichstransformation von Signalen zu schaffen, womit durch eine vereinfachte und schnellere Transformation der Rechenaufwand verringert wird und der schaltungsseitige Aufwand sowie die hierzu notwendige Chipfläche und der Energieverbrauch reduziert werden.
Gemäß der Erfindung wird die Aufgabe mit einer Anordnung zur Frequenzbereichstransformation von Signalen, durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Durch eine Reduzierung der Anzahl der Twiddlefaktoren wird die erzeugte Fouriertransformierte zwar verfälscht aber sowohl der schaltungsmäßige Aufwand als auch der Energieverbrauch einer Anordnung zur Umsetzung des Verfahrens reduziert. Diese Verfäl schung kann aber vernachlässigt werden, wenn nur qualitative Informationen aus dem Spektrum von Interesse sind wie beispielsweise das spektrale Maximum eines Spektrums.
Es ist vorgesehen, dass die Twiddlefaktoren mit
wobei k = 0, 1...N – 1, n = 0, 1...N – 1 erzeugt werden.
Durch die angegebenen Rundungsregeln erfolgt eine Einschränkung des Wertebereichs auf vier Werte.
Weiterhin ist es möglich, dass die zu transformierenden Signal mit gerundeten Twiddlefaktoren, welche die Werte [1, –1, j, –j] umfassen, multipliziert werden.
Der Vorteil der Verwendung dieser vier Werte besteht darin, dass sich die komplexen Multiplikationen der Twiddlefaktoren mit der diskreten Zeitbereichsfolge x(n) oder mit der diskreten Frequenzbereichsfolge X(n) zu Negationsoperationen und/oder Vertauschungsoperationen von Real- und Imaginärteil reduzieren.
Weiterhin kann die Multiplikation in Abhängigkeit eines den Twiddlefaktor repräsentierenden Steuersignals durch Negation oder Nicht-Negation des Real- und/oder Imaginärteils und durch ein nachfolgendes Vertauschen oder Nichtvertauschen der negierten oder nicht-negierten Real- und/oder Imaginärteile erfolgt.
Durch diese Reduzierung des Aufwands wird sowohl ein, im Stand der Technik notwendiger, flächenmäßig großer Multiplizierer als auch eine Look Up-Table für die Twiddlefaktoren eingespart. Außerdem können die Verarbeitungs- und Speicherwortbreiten stark verringert werden, da keine feine Quantisierung mehr nötig ist.
In einer Ausgestaltungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass ein Notchfilter auf die Frequenz des spektralen Maximums des Störsignals eingestellt wird und das Störsignal mit Hilfe des Notchfilters aus dem Signal gefiltert wird, wenn das spektrale Maximum einen Schwellwert überschreitet.
In dieser Anordnung wird das Eingangssignal der Anordnung ausgewertet und so das Spektrum des Eingangssignals ermittelt. Das Eingangssignal setzt sich aus einem Nutz- einem Rausch- und einem schmalbandigen Störsignal zusammen, welcher einen signifikanten Peak im Spektrum des Eingangssignals erzeugt. Die nachgeordnete Maximumsuchanordnung kennt die Lage des Nutzsignales und ermittelt den zum Störsignal zugeordneten Maximalwert im Spekrum sowie dessen zugehörigen Frequenzwert. Liegt das Störer-Maximum oberhalb eines bestimmten Schwellwerts, so wird das Vorhandensein eines Störers erkannt und ein Notchfilter zugeschalten. Dieses wird auf die Frequenz des Störer-Maximum eingestellt und der Störer somit aus dem Eingangssignal herausgefiltert und ein gefiltertes Eingangssignal am Ausgang der Anordnung ausgegeben.
In einer Ausführung der Erfindung ist vorgesehen, dass ein adaptiver Algorithmus mit Hilfe der Frequenz des gefundenen spektralen Maximums voreingestellt wird und der Notchfilter auf die vom adaptiven Algorithmus ermittelte Frequenz eingestellt wird.
Die Einstellung der Frequenz des Notchfilters kann durch die Übermittlung der Frequenz von der Maximumsuch-Anordnung zum Notchfilter oder durch die Verwendung einer zwischen der Maximumsuch-Anordnung und dem Filter angeordneten Adaptions-Anordnung vorgenommen werden.
In einer Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass das Spektrum eines Signals mit M diskreten Phasenlagen eines Spreizcodes entspreizt wird und diese M entspreizten Signalfolgen in den Frequenzbereicht transformiert werden, dass aus den M ermittelten Spektren das Maximum mit einem dazugehörigen Fre quenzpunkt und einer Spreizcodephase ermittelt wird, dass der Frequenzfehler des empfangenen Signals korrigiert wird und dass das Signal mit einem Spreizcode mit zuvor ermittelter Phasenlage korrekt entspreizt wird.
Zur schnellen Synchronisation von Spreizspektrum-Signalen für drahtlose Übertragungssysteme wird das Spektrum eines mit mehreren möglichen Spreizcodephasen entspreizten Empfangssignals ermittelt. Nachfolgend wird eine Ermittlung des absoluten spektralen Maximum aus allen Frequenztransformationen sowie die Ermittlung der zugehörigen Spreizcodephase und der Frequenz durchgeführt. Mit den Parametern 'Spreizcodephase' und 'zugehörige Frequenz' wird ein zweiter Spreizcodegenerator, eine Frequenzkorrektur-Anordnung eingestellt, das Empfangssignal vom Frequenzfehler befreit und nachfolgend mit der korrekten Spreizcodephase entspreizt.
Gemäß der Erfindung wird die Aufgabe bei einer Anordnung zur Frequenzbereichstransformation von Signalen, der eingangs genannten Art, dadurch gelöst, dass ein zweigeteilter Eingangsdateneingang für zwei parallele komplexe Eingangsdaten, mit je einem ersten Eingang eines Multiplexers verbunden ist, dass die Multiplexerausgänge mit einem Speicher verbunden sind, dass der Speicher mit einer Swap & Negate-Anordnung und mit einer Butterfly-Anordnung verbunden ist, dass die Butterfly-Anordnung über je einen zweiten Multiplexer-Eingang mit dem Speicher verbunden ist und dass eine State Machine mit den Multiplexern, dem Speicher und der Swap & Negate-Anordnung verbunden ist.
Die Anordnung schreibt Eingangsdaten, welche jeweils aus einem Real- und einem Imaginäranteil bestehen, über zwei Datenmultiplexer in einen Speicher, welcher beispielsweise eine RAM-Speicher sein kann. Dieser kann als Dual-Port Speicher ausgeführt sein, dass heißt zwei komplexe Werte können gleichzeitig von zwei separaten Speicherplätzen gelesen bzw. auf diese geschrieben werden, wobei sich Real- und Imaginärteil jeweils ei nen Speicherplatz teilen. Gesteuert durch die State-Machine, wird beispielsweise der Algorithmus einer schnellen Fourier Transformation abgearbeitet. Dazu erfolgt in der Swap & Negate-Anordnung die Multiplikation mit einer reduzierten Twiddlefaktor-Anzahl und in der nachgeschalteten Butterfly-Anordnung die im Stand der Technik üblichen Butterflyoperationen. Die so berechneten Werte werden über einen zweiten Multiplexer-Eingang in den Speicher eingeschrieben.
In einer besonderen Ausführung der Erfindung ist vorgesehen, dass eine Swap & Negate-Anordnung derart ausgeführt ist, dass ein Realteil-Eingang mit einem Eingang eines ersten Negierers und einem zweiten Eingang eines ersten Multiplexers verbunden ist, dass der Ausgang des ersten Negierers mit dem ersten Eingang des ersten Multiplexers verbunden ist, dass zwei Steuersignale z0 und z1 mit den Eingängen eines Exklusiv-Oders verbunden sind, dass der Ausgang des Exklusiv-Oder mit dem Steuereingang des ersten Multiplexers verbunden ist, dass ein Imaginärteil-Eingang mit dem Eingang eines zweiten Negierers und dem zweiten Eingang eines zweiten Multiplexers verbunden ist, dass der Ausgang des zweiten Negierers mit dem ersten Eingang des zweiten Multiplexers verbunden ist, dass das Steuersignal z1 mit dem Steuereingang des zweiten Multiplexers verbunden ist, dass der Ausgang des ersten Multiplexers mit einem zweiten Eingang eines dritten Multiplexers und einem ersten Eingang eines vierten Multiplexers verbunden ist, dass der Ausgang des zweiten Multiplexers mit einem ersten Eingang eines dritten Multiplexers und einem zweiten Eingang eines vierten Multiplexers verbunden ist, dass der dritte Multiplexer einen Realteil-Ausgang aufweist, dass der vierte Multiplexer einen Imaginärteil-Ausgang aufweist und dass die Steuereingänge des dritten und des vierten Multiplexers mit dem Steuersignal z0 verbunden sind.
In dieser Anordnung wird bei Notwendigkeit ein Negieren und/oder ein Vertauschen von Real- und Imaginärteil realisiert.
Zum Zwecke der Negation oder Nichtnegation wird das Signal des Realteil-Eingangs und des Imaginärteil-Eingangs einmal direkt und einmal negiert auf den ersten bzw. den zweiten Multiplexer aufgeschaltet. Eine Auswahl des notwendigen Eingangssignals erfolgt durch das Steuersignal z0 und z1. Durch die Verbindung des Ausgangs des ersten Multiplexers mit den Eingängen des dritten und vierten Multiplexer sowie der Verbindung des Ausgangs des zweiten Multiplexers mit den Eingängen des dritten und vierten Multiplexers wird, gesteuert durch das Steuersignal z0, das Vertauschen von Real- und Imaginärteil realisiert.
Die Erfindung soll nachfolgend anhand von drei Ausführungsbeispielen näher erläutert werden. In den zugehörigen Zeichnungen zeigt
1 ein Rechenwerk,
2 eine mögliche Realisierung der Swap & Negate Anordnung aus 1,
3 die Fouriertransformierten der Basisfunktion mit Twiddlefaktoren bei einer 16 Punkte Transformation,
4 eine Anordnung zur adaptiven Unterdrückung schmalbindiger Störer und
5 eine Anordnung zur schnellen Synchronisation von Sread Spectrum Signalen.
Eine Anordnung zur Frequenzbereichstransformation ist in den 1 und 2 dargestellt. In 1 ist ein Rechenwerk zur Durchführung des Verfahrens dargestellt, bei dem die Eingangsdaten 1 über die Multiplexer 2 in den RAM-Speicher 3 eingeschrieben werden. In diesem Beispiel wird ein Dual-Port Speicher verwendet, wobei sich Real- und Imaginärteil jeweils eine Speicherposition teilen. Die Datenleitungen in der 1 sind also komplexwertig zu verstehen. Die State Machine 4 steuert den Datenfluss und arbeitet einen beispielsweise auf der FFT basierten Algorithmus ab. In der Swap & Negate-Anordnung 5 erfolgt die Multiplikation mit einem gerundeten Twiddlefaktor. In dieser Anordnung 5 wird der Real- oder Imaginärteil bei Notwendigkeit negiert und/oder vertauscht. Anschließend erfolgt die von der FFT her bekannte Butterflyoperation in der Butterfly-Anordnung 6. Die neu berechneten Werte werden zurück in den RAM-Speicher 3 geschrieben.
Für viele Anwendungen sind nur qualitative Informationen aus einem Spektrum, wie z. B. der Frequenzwert mit dem absoluten Maxima, von Bedeutung. Kleine quantitative Fehler wirken sich dabei kaum störend aus. Für diese Fälle kann die DFT so abgewandelt werden, dass die komplexen Multiplikationen wegfallen. Die Gleichungen (2) beschreiben ein auf der diskreten Fouriertransformation basierende Verfahren welches gerundete Twiddlefaktoren VknN verwendet.
Modifizierte Fouriertransformation mit gerundeten Twiddlefaktoren VknN :
Der Wertebereich der gerundeten Twiddlefaktoren welche gemäß Anspruch 1 erzeugt wurden, ist damit auf [1, –1, j, –j] eingeschränkt. Der Vorteil besteht darin, dass sich die komplexe Multiplikation der gerundeten Twiddlefaktoren VknN mit der diskreten Zeitbereichsfolge x(n) bzw. mit der diskreten Frequenzbereichsfolge X(n) (inverse Transformation) zu Negationsoperationen und/oder Vertauschungsoperationen des Real- und Imagi närteil reduzieren lassen.

VNkn VNkn·(a+jb)

1 a + jb

–1 –a – jb

j –b + ja

–j b – ja
Die flächenmäßig großen Multiplizierer auf einem Chip zur Umsetzung einer Frequenzbereichstransformation werden durch Multiplexer und Negierer ersetzt. Die Look-Up-Table für die im Stand der Technik notwendigen Twiddlefaktoren entfällt. Des weiteren können die notwendigen Wortbreiten stark verringert werden, da die feine Quantisierung für die Twiddlefaktoren nicht mehr nötig ist. Somit kann eine Verringerung der benötigten Schaltkreisfläche und Verlustleistung sowie eine schnellere Verarbeitungsgeschwindigkeit verglichen mit der DFT erreicht werden.
Die Verwendung von gerundeten Twiddlefaktoren erzeugt natürlich auch eine Verfälschung des erzeugten Spektrums. 3 zeigt die Fouriertransformierten der aus den gerundeten Twiddlefaktoren resultierenden Basisfunktionen bei einer 16-Punkte-Transformation. In den Spektren sind neben der Hauptspektrallinie auch Nebenlinien vorhanden. Diese Fehler können aber vernachlässigt werden, wenn nur qualitative Informationen aus dem Spektrum von Interesse sind. Soll beispielsweise das spektrale Maximum ermittelt werden und hat dieses einen signifikanten Unterschied zum Rest der Spektrums, so wird der durch die Rundung der Twiddlefaktoren eingeführte Fehler keine falsche Einscheidung erzeugen.
In 2 ist eine mögliche Realisierung der Swap & Negate-Anordnung 5 aus 1 dargestellt. Diese führt die Multiplikation mit den gerundeten Twiddlefaktoren aus. Wie ersichtlich werden nur vier Multiplexer 2, zwei Negierer 11 und ein Exklu siv-Oder 12 zur Durchführung des Verfahrens benötigt. Da der Wertebereich der gerundeten Twiddlefaktoren nur vier Werte umfasst reicht ein zwei Bit breites Steuersignal 13 bestehend aus z1 und z0 aus.
Im zweiten Ausführungsbeispiel ist in der 4 eine Anordnung zur adaptiven Unterdrückung schmalbandiger Störer dargestellt.
Das Signal s(n) soll sich aus einem Nutzanteil d(n) einem Rauschanteil n(n) und einem schmalbandigen Störer I(n) zusammensetzen. Der Störer soll des weiteren einen signifikanten Peak im Spektrum des Signals s(n) erzeugen. In der Anordnung zur Frequenztransformation 14 wird ein Spektrum ermittelt. In der Anordnung zur Maximumsuche 15 wird der Maximalwert im Spektrum und dessen dazugehöriger Frequenzwert ermittelt. Liegt der Maximalwert, bezogen auf die verbleibenden Spektralwerte, über einem bestimmten Schwellwert so ist ein Störer I(n) im Signal s(n) enthalten. Die Entscheidung über das Verhältnis Maximalwert zu Schwellwert wird von einem Schwellwert-Komparator 16 getroffen. In diesem Fall wird, gesteuert durch die Entscheidung des Schwellwert-Komparators 16, ein Notchfilter 17 auf die Frequenz des Maximalwertes eingestellt und der Störer mit Hilfe dieses Notchfilters 17 aus dem Signal s(n) herausgefiltert. Zu einer genaueren Einstellung des Filters 17 auf die Frequenz des Störers kann zusätzlich ein adaptiver Algorithmus, welcher durch eine Adaptions-Anordnung 18 umgesetzt wird, verwendet werden. Dieser Adaptive Algorithmus wird mit dem Frequenzwert aus der Anordnung zur Maximumsuche 15 voreingestellt, wodurch sich der adaptive Algorithmus beschleunigen lässt. Des weiteren können durch diese Voreinstellung auch einfache Algorithmen eingesetzt werden, welche bei starken Rauschanteil ohne Voreinstellung nur selten oder sehr langsam konvergieren würden.
Im dritten Ausführungsbeispiel ist in der 5 eine Anordnung zur schnellen Synchronisation von Spread Spektrum Signalen dar gestellt.
Preiswerte drahtlose Übertragungssysteme erfordern den Einsatz möglichst weniger und preiswerter Komponenten. So besteht beispielsweise der Bedarf am Einsatz preiswerter Quarze. Der Nachteil dieser preiswerten Quarze sind deren relativ starken Frequenzabweichungen welche zu Frequenzfehlern führen. Diese Frequenzfehler müssen in einem Übertragungssystem auf der Empfängerseite erkannt und ausgeglichen werden. Bei Spread Spectrum Systemen muss weiterhin die Phase des Spreizkodes ermittelt werden um das empfangene Signal fehlerfrei demodulieren zu können. Diese beiden beschrieben Parameter Spreizkodephase und Frequenzfehler können mit einer 2-dimensionalen Suche ermittelt werden. Das Verfahren ist auf Grund der beschrieben Vereinfachung besonders schnell und stromsparend. Damit ist es für Implementierung einer solchen 2-dimensionalen Suche in einem Schaltkreis für drahtlose Übertagungssysteme gut geeignet. Zur Vereinfachung der Synchronisation beginnen die übertragenen Datenframes meist mit einer kurzen Präambel welche bei korrekter Demodulation eine 0 bzw. 1 Folge ergibt.
Bei der Anordnung nach 5, zur schnellen Synchronisation von Spread Spectrum Signalen, wird das empfangene Signal mit M möglichen diskreten Spreizkodephasen entspreizt. Diese Entspreizung wird in einem dem Eingang der Anordnung nachgeschalteten ersten Entspreizer 19 durchgeführt. Dazu werden im ersten Spreizkodegenerator 21 die phasenverschobenen Spreizkodefolgen erzeugt. Für einen Spreizkode der Länge N Chips und einer Spreizkodephasenauflösung von ¼ Chip muss das empfangene Signal mit 2·N diskreten Phasenlagen korreliert werden. Da dies zusätzlich mit einem Frequenzfehler behaftet sein kann, wird in der Anordnung zur Frequenztransformation 14 für jede der M entspreizten Signalfolgen eine Frequenztransformation durchgeführt. In der nachgeschalteten Anordnung zur Maximumsuche 15 wird das absolute spektrale Maximum aus allen M Frequenztransformationen sowie die dazugehörige Spreizkodephase und die Fre quenz ermittelt.
Mit diesen beiden Parametern werden der zweite Spreizkodegenerator 22 und die Frequenzkorrektur-Anordnung 23 eingestellt. Das empfangene Signal ist nach der Frequenzkorrektur-Anordnung 23 vom Frequenzfehler befreit und wird im zweiten Entspreizer 20 noch mit der korrekten Spreizkodephase entspreizt. Im Anschluss erfolgt die Demodulation des Signals. Diese komplette Synchronisation muss bei Burstsignalen mit kurzen Präambeln in sehr kurzer Zeit absolviert werden. Außerdem steigt der Aufwand proportional mit der Länge N des verwendeten Spreizkodes. Eine schnelle und stromsparende Frequenztransformation wird auch in diesem Beispiel erreicht.

1: Eingangsdaten
2: Multiplexer
3: Speicher
4: State-Machine
5: Swap & Negate-Anordnung
6: Butterfly-Anordnung
7: Realteil-Eingang
8: Imaginärteil-Eingang
9: Realteil-Ausgang
10: Imaginärteil-Ausgang
11: Negierer
12: Exklusiv-Oder
13: Steuersignal
14: Frequenztransformations-Anordnung
15: Maximumsuch-Anordnung
16: Schwellwert-Komparator
17: Notchfilter
18: Adaptions-Anordnung
19: erster Entspreizer
20: zweiter Entspreizer
21: erster Spreizkodegenerator
22: zweiter Spreizkodegenerator
23: Frequenzkorrektur-Anordnung

Claims

Anordnung zur Frequenzbereichstransformation von Signalen, bei welcher ein zweigeteilter Eingangsdateneingang für zwei parallele komplexe Eingangsdaten (1), mit je einem ersten Eingang eines Multiplexers (2) verbunden ist, die Multiplexerausgänge mit einem Speicher (3) verbunden sind, der Speicher (3) mit einer Butterfly-Anordnung (6) verbunden ist, die Butterfly-Anordnung (6) über je einen zweiten Multiplexer-Eingang mit dem Speicher (3) verbunden ist und eine State Machine (4) mit den Multiplexern (2) und dem Speicher (3) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Speicher (3) auch mit einer Swap &Negate-Anordnung (5) verbunden ist, dass ein Ausgang der Swap &Negate-Anordnung (5) mit einem weiteren Eingang der Butterfly-Anordnung (6) verbunden ist, dass die State Machine (4) mit der Swap &Negate-Anordnung (5) verbunden ist, wobei die Swap & Negate-Anordnung (5) derart ausgeführt ist, dass ein Realteil-Eingang (7) mit einem Eingang eines ersten Negierers (11) und einem zweiten Eingang eines ersten Multiplexers (2) verbunden ist, dass der Ausgang des ersten Negierers (11) mit dem ersten Eingang des ersten Multiplexers (2) verbunden ist, dass zwei Steuersignale (13) z0 und z1 mit den Eingängen eines Exklusiv-Oders (12) verbunden sind, dass der Ausgang des Exklusiv-Oder (12) mit dem Steuereingang des ersten Multiplexers (2) verbunden ist, dass ein Imaginärteil-Eingang (8) mit dem Eingang eines zweiten Negierers (11) und dem zweiten Eingang eines zweiten Multiplexers (2) verbunden ist, dass der Ausgang des zweiten Negierers (11) mit dem ersten Eingang des zweiten Multiplexers (2) verbunden ist, dass das Steuersignal (13) z1 mit dem Steuereingang des zweiten Multiplexers (2) verbunden ist, dass der Ausgang des ersten Multiplexers (2) mit einem zweiten Eingang eines dritten Multiplexers (2) und einem ersten Eingang eines vierten Multiplexers (2) verbunden ist, dass der Ausgang des zweiten Multiplexers (2) mit einem ersten Eingang eines dritten Multiplexers (2) und einem zweiten Eingang eines vierten Multiplexers (2) verbunden ist, dass der dritte Multiplexer (2) einen Realteil-Ausgang (9) aufweist, dass der vierte Multiplexer (2) einen Imaginärteil-Ausgang (10) aufweist und dass die Steuereingänge des dritten und des vierten Multiplexers (2) mit dem Steuersignal (13) z0 verbunden sind, wobei die Swap & Negate-Anordnung eine Frequenzbereichstransformation von Signalen basierend auf der diskreten Fourier-Transformation, wobei das transformierte Signal als Summe komplexer periodischer Exponentialfunktionen aus dem Signal gebildet wird und die komplexen periodischen Exponentialfunktionen als Produkt aus Signal und Twiddlefaktoren erzeugt werden, derart realisiert, dass das zu transformierende Signal mit einer reduzierten Anzahl von Twiddlefaktoren multipliziert wird, wobei die Twiddlefaktoren mit
wobei k = 0, 1...N – 1, n = 0, 1...N – 1 ist, erzeugt werden.
Verwendung der Anordnung zur Frequenzbereichstransformation nach Anspruch 1 zur adaptiven Unterdrückung schmalban diger Störsignale im Nutzsignal, dadurch gekennzeichnet, dass ein Notchfilter (17) auf die Frequenz des spektralen Maximums des Störsignals eingestellt wird und das Störsignal mit Hilfe des Notchfilters (17) aus dem Signal gefiltert wird, wenn das spektrale Maximum einen Schwellwert überschreitet.
Verwendung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein adaptiver Algorithmus mit Hilfe der Frequenz des gefundenen spektralen Maximums voreingestellt wird und der Notchfilter (17) auf die vom adaptiven Algorithmus ermittelte Frequenz eingestellt wird.
Verwendung der Anordnung zur Frequenzbereichstransformation nach Anspruch 1 zur schnellen Synchronisation von Spreiz-Sprektrum-Signalen, dadurch gekennzeichnet, dass das Spektrum eines Signales mit M diskreten Phasenlagen eines Spreizcodes entspreizt wird und diese M entspreizten Signalfolgen in den Frequenzbereicht transformiert werden, dass aus den M ermittelten Spektren das Maximum mit einem dazugehörigen Frequenzpunkt und einer Spreizcodephase ermittelt wird, dass der Frequenzfehler des empfangenen Signals korrigiert wird und dass das Signal mit einem Spreizcode mit zuvor ermittelter Phasenlage korrekt entspreizt wird.