DE102021201292A1

DE102021201292A1 - Hf-leistungsverstärker

Info

Publication number: DE102021201292A1
Application number: DE102021201292.2A
Authority: DE
Inventors: Vladimir P. Petkov
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2020-02-27
Filing date: 2021-02-11
Publication date: 2021-09-02
Also published as: US10892713B1; CN113315478A

Abstract

Ein Hochfrequenz(HF)-Leistungskombinierer beinhaltet einen ersten Port mit einem ersten invertierenden Eingang und einem ersten nichtinvertierenden Eingang, einen zweiten Port mit einem zweiten invertierenden Eingang und einem zweiten nichtinvertierenden Eingang, eine erste Stabilisierungsleitung, die zwischen den ersten nichtinvertierenden Eingang und den zweiten nichtinvertierenden Eingang geschaltet ist, und eine zweite Stabilisierungsleitung, die zwischen den ersten invertierenden Eingang und den zweiten invertierenden Eingang geschaltet ist.

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
TECHNISCHES GEBIET
Diese Erfindung betrifft allgemein eine Schaltung und ein Verfahren zum Stabilisieren eines Hochfrequenz(HF)-Leistungsverstärkers.
HINTERGRUND
Zentimeterwellen (SHF: Super High Frequency)-Hochfrequenzen (HF) liegen im elektromagnetischen Spektrum im Bereich zwischen 3 und 30 Gigahertz (GHz), während Millimeterwellen (EHF: Extremely High Frequency)-Hochfrequenzen (HF) im elektromagnetischen Spektrum zwischen 30 und 300 Gigahertz (GHz) liegen. SHF-HF-Frequenzbänder sind auch als Zentimeterband oder Zentimeterwelle bekannt, da die Wellenlängen im Bereich von zehn bis ein Zentimeter liegen, während EHF-HF-Frequenzbänder auch als Millimeterband oder Millimeterwelle bekannt sind, da die Wellenlängen im Bereich von zehn bis ein Millimeter liegen.
Kraftfahrzeug-Radar ist eine Schlüsselkomponente in Fahrerassistenzsystemen (FAS) und bei der Autonomfahrtechnologie. Es bietet eine 3-D-Bildgebungsfunktion, die auch bei Schlechtwetterbedingungen robust ist. Ein Schlüsselparameter für Kraftfahrzeug-Radar ist die maximale Reichweite, in der ein Ziel wahrgenommen werden kann. Um die maximale Reichweite zu verbessern, muss ausreichend HF-Leistung übertragen werden. Daher ist das Leistungsvermögen des Radarsenders ein wichtiger Parameter, dessen technologische Verbesserung einen Wettbewerbsvorteil bieten kann. Der HF-Leistungsverstärker ist eine Schlüsselkomponente in dem Radarsender. Er bestimmt den an die Antenne gelieferten Sendeleistungspegel. Ein großer Entwicklungsaufwand wird der Maximierung des Leistungsausgangs des HF-Leistungsverstärkers bei gleichzeitiger Gewährleistung, dass der Verstärker weiterhin einen stabilen Betriebsmodus beibehält, gewidmet.
KURZDARSTELLUNG
Eine Schaltung beinhaltet einen Teiler, einen Kombinierer, ein erstes und ein zweites Transistorpaar sowie eine erste und eine zweite Stabilisierungsleitung. Der Teiler beinhaltet einen ersten Ausgangsport mit einem ersten invertierenden Ausgang und einem ersten nichtinvertierenden Ausgang und einen zweiten Ausgang mit einem zweiten invertierenden Ausgang und einem zweiten nichtinvertierenden Ausgang. Der Kombinierer beinhaltet einen ersten Eingangsport mit einem ersten invertierenden Eingang und einem ersten nichtinvertierenden Eingang und einen zweiten Eingangsport mit einem zweiten invertierenden Eingang und einem zweiten nicht invertierenden Eingang. Das erste Paar von Transistoren, die jeweils einen ersten mit Masse gekoppelten Eingangsanschluss, einen mit dem ersten Eingangsport des Kombinierers gekoppelten ersten Ausgangsanschluss und einen durch den ersten Ausgang des Teilers angesteuerten ersten Steueranschluss aufweisen. Das zweite Paar von Transistoren, die jeweils einen zweiten mit Masse gekoppelten Eingangsanschluss, einen mit dem zweiten Eingangsport des Kombinierers gekoppelten zweiten Ausgangsanschluss und einen durch den zweiten Ausgang des Teilers angesteuerten zweiten Steueranschluss aufweisen. Die erste Stabilisierungsleitung ist zwischen den ersten nichtinvertierenden Eingang und den zweiten nichtinvertierenden Eingang des Kombinierers geschaltet. Und die zweite Stabilisierungsleitung ist zwischen den ersten invertierenden Eingang und den zweiten invertierenden Eingang des Kombinierers geschaltet.
Ein Hochfrequenz(HF)-Leistungskombinierer beinhaltet einen ersten Port mit einem ersten invertierenden Eingang und einem ersten nichtinvertierenden Eingang, einen zweiten Port mit einem zweiten invertierenden Eingang und einem zweiten nichtinvertierenden Eingang, eine erste Stabilisierungsleitung, die zwischen den ersten nichtinvertierenden Eingang und den zweiten nichtinvertierenden Eingang geschaltet ist, und eine zweite Stabilisierungsleitung, die zwischen den ersten invertierenden Eingang und den zweiten invertierenden Eingang geschaltet ist.
Ein Verfahren zum Reduzieren von Oszillation in einem Vier-Signal-System beinhaltet Empfangen eines ersten Signalpaars, das ein erstes invertierendes Signal und ein erstes nichtinvertierendes Signal beinhaltet, und eines zweiten Signalpaars, das ein zweites invertierendes Signal und ein zweites nichtinvertierendes Signal beinhaltet. Dann Verstärken des ersten invertierenden Signals mit einem ersten invertierenden Transistor, der an einem ersten invertierenden Eingang eine erste invertierende Induktivität mit einer Versorgung koppelt, Verstärken des ersten nichtinvertierenden Signals mit einem ersten nichtinvertierenden Transistor, der an einem ersten nichtinvertierenden Eingang eine erste nichtinvertierende Induktivität mit der Versorgung koppelt, Verstärken des zweiten invertierenden Signals mit einem zweiten invertierenden Transistor, der an einem zweiten invertierenden Eingang eine zweite invertierende Induktivität mit der Versorgung koppelt, und Verstärken des zweiten nichtinvertierenden Signals mit einem zweiten nichtinvertierenden Transistor, der an einem zweiten nichtinvertierenden Eingang eine zweite nichtinvertierende Induktivität mit der Versorgung koppelt. Und Koppeln des ersten nichtinvertierenden Eingangs und des zweiten nichtinvertierenden Eingangs und Koppeln des ersten invertierenden Eingangs und des zweiten invertierenden Eingangs.
Figurenliste

1 ist ein Blockdiagramm eines Kraftfahrzeug-Radarsystems.
2 ist ein Schaltdiagramm eines Metall-Oxid-Halbleiter(MOS)-Transistors mit induktiver Last, das eine Eingangsimpedanz veranschaulicht.
3 ist eine Ersatz-LC-Schwingkreisschaltung von 2.
4 ist ein Schaltdiagramm einer einzelnen Transistorverstärkerstufe.
5 ist ein Schaltdiagramm einer Transistorverstärkerstufe mit einem Kaskodentransistor.
6 ist ein Schaltdiagramm eines Differenzverstärkers, das Neutralisierungskondensatoren veranschaulicht.
7 ist ein Schaltdiagramm eines Neutralisierungsmechanismus für C_gd.
8 ist ein Schaltdiagramm eines Differenzverstärkers, der für Gleichtaktstabilität modifiziert ist.
9 ist ein Schaltdiagramm einer Ersatzschaltung und einer Ersatz-LC-Schwingkreisschaltung von 8.
10 ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren.
11A ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren in einem Differenzmodus.
11B ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren in einem Gleichtaktmodus.
11C ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren in einem ersten Hybridmodus.
11D ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren in einem zweiten Hybridmodus.
12 ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren in einem zweiten Hybridmodus, das einen Oszillationsmechanismus veranschaulicht.
13 ist ein Schaltdiagramm einer Ersatzschaltung von 12.
14 ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren mit einem Stabilisierungsmechanismus.
15 ist eine Draufsicht eines Halbleiterlayouts einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren mit einem Stabilisierungsmechanismus.
16 ist eine perspektivische Ansicht eines Halbleiterlayouts einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren mit einem Stabilisierungsmechanismus.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Wie erforderlich werden hier detaillierte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung offenbart; allerdings versteht es sich, dass die offenbarten Ausführungsformen lediglich beispielhaft für die Erfindung sind, die in verschiedenen und alternativen Formen umgesetzt werden kann. Die Figuren sind nicht zwangsweise maßstabsgetreu; einige Merkmale können übertrieben oder minimiert sein, um Einzelheiten bestimmter Komponenten zu zeigen. Daher sind die hier offenbarten spezifischen strukturellen und funktionalen Einzelheiten nicht als beschränkend aufzufassen, sondern lediglich als eine repräsentative Basis, um Fachleuten den vielfältigen Einsatz der vorliegenden Erfindung zu lehren.
Der Ausdruck „im Wesentlichen“ kann hier verwendet werden, um offenbarte oder beanspruchte Ausführungsformen zu beschreiben. Der Ausdruck „im Wesentlichen“ kann einen Wert oder eine relative Charakteristik modifizieren, der/die in der vorliegenden Offenbarung offenbart oder beansprucht ist. In solchen Fällen kann „im Wesentlichen“ kennzeichnen, dass der Wert oder die relative Charakteristik, der/die modifiziert wird, innerhalb von ± 0 %, 0,1 %, 0,5 %, 1 %, 2 %, 3 %, 4 %, 5 % oder 10 % des Werts oder der relativen Charakteristik liegt.
Gemäß vorliegender Verwendung bezieht sich der Begriff „invertierender Eingang“ auf einen Eingang, der im Wesentlichen gegenphasig zu einer Referenz sein soll, häufig ist der invertierende Eingang bezüglich der Referenz im Wesentlichen um 180 Grad phasenverschoben. Gemäß vorliegender Verwendung bezieht sich der Begriff „nichtinvertierender Eingang“ auf einen Eingang, der mit der Referenz im Wesentlichen gleichphasig sein soll, häufig ist der nichtinvertierende Eingang bezüglich der Referenz im Wesentlichen um 0 Grad phasenverschoben.
Gemäß vorliegender Verwendung bezieht sich der Begriff „invertierender Ausgang“ auf einen Ausgang, der im Wesentlichen gegenphasig zu dem Eingang sein soll, häufig ist der invertierende Ausgang bezüglich des Eingangs im Wesentlichen um 180 Grad phasenverschoben. Gemäß vorliegender Verwendung bezieht sich der Begriff „nichtinvertierender Ausgang“ auf einen Ausgang, der mit dem Eingang im Wesentlichen gleichphasig sein soll, häufig ist der nichtinvertierende Ausgang bezüglich des Eingangs im Wesentlichen um 0 Grad phasenverschoben.
Eine der Herausforderungen bei der Gestaltung von HF- und Millimeterwellen-Leistungsverstärkern besteht darin, die Verstärkung und die Ausgangsleistung zu maximieren und gleichzeitig sicherzustellen, dass die Schaltung stabil bleibt. Die Instabilität bei Hochfrequenzverstärkern ergibt sich aus dem inhärenten internen Rückkopplungspfad innerhalb der einzelnen Transistoren, der durch die parasitäre Kapazität vom Ausgang (Drain/Kollektor) zum Eingang (Gate/Basis) erzeugt wird. Diese Rückkopplung kann eine negative reale Impedanz am Transistoreingang erzeugen, was wiederum zu einer Oszillationsbedingung führt, wenn die verbleibenden passiven Komponenten am Eingang einen LC-Resonanzkreis bilden. Wird die Leistung mehrerer Transistoren am Verstärkerausgang kombiniert, so können mehrere Oszillationsmodi auftreten, von denen jeder stabilisiert werden muss. Hier werden Techniken offenbart, die einen unerwünschten Oszillationsmodus in einem Leistungskombinierungsverstärker stabilisieren, ohne das gewünschte Signal nachteilig zu beeinflussen.
1 ist ein Blockdiagramm eines Kraftfahrzeug-Radarsystems 100. Ein Sender 102 sendet ein Signal, das von einem Objekt 110 wie etwa einem Fahrzeug reflektiert wird. Das reflektierte Signal wird dann durch einen Empfänger 104 detektiert. Der Sender 102 und der Empfänger 104 sind mit einem Signalprozessor 106 und einem Frequenzgenerator 108 gekoppelt, die die durch den Sender 102 und den Empfänger 104 gesendeten bzw. empfangenen Signale steuern. Der Sender enthält einen HF-Leistungsverstärker, der dazu dient, die erforderliche Sendeleistung an die HF-Antenne zu liefern. Der Verstärker kann unter Verwendung einer Vielzahl elektronischer Komponenten implementiert werden. Für die Zwecke dieser Erörterung werden Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET) verwendet, wobei anerkannt wird, dass die Prinzipien für andere Schaltkomponenten gelten (z. B. Bipolartransistoren (BJT), Transistoren mit hoher Elektronenmobilität (HEMT) usw.), und dass diese Schaltkomponenten unter Verwendung bekannter Halbleiterverarbeitungsmaterialien (z. B. Si-basiert, SiC, GaN, GaAs, AlGaAs usw.) hergestellt werden können. Diese Materialien stammen oftmals aus Elementen der Gruppe III, IV oder V, wobei jedoch auch andere Elemente verwendet werden können.
2 ist ein Schaltdiagramm einer einzelnen MOS-Transistor-Verstärkerstufe 200 mit einem einzigen MOS-Transistor 202, einer Gate-Drain-Kapazität 206, einer Gate-Induktivität 204 und gekoppelt mit einer induktiven Last 208. Dieser Schaltplan veranschaulicht auch eine Eingangsimpedanz Z_in. Unter den in Gleichung 1 ausgedrückten spezifizierten Annahmen: $\frac{1}{ω C_{g d}} ≫ ω L_{d}$
kann die Impedanz in Richtung des Transistor-Gates einen negativen Realteil und einen kapazitiven Imaginärteil aufweisen, wie in Gleichung 2 ausgedrückt: $Z_{i n} = \frac{- \frac{g_{m} L_{d}}{C_{g d}}}{1 + {(g_{m} ω L_{d})}^{2}} - j \frac{\frac{1}{ω C_{g d}}}{1 + {(g_{m} ω L_{d})}^{2}}$
Wird dieses Bauelement am Eingang mit einer Induktivität kombiniert, so bildet die Gesamtschaltung einen LC-Resonanzschwingkreis mit negativer realer Impedanz, was eine Oszillationsbedingung ist. 3 ist eine Ersatz-LC-Schwingkreisschaltung 300 von 2. In der Ersatz-LC-Schwingkreisschaltung 300 von 3 repräsentiert R_x 302 den negativen Realteil von Z_in, L_G ist die Gate-Induktivität 304 und C_x 306 ist die Ersatzkapazität in Richtung des Gates des Transistors. Um Oszillation zu vermeiden, kann ein positiver Widerstand, der größer als R_x ist, zu dem Gate hinzugefügt werden.
4 ist ein Schaltdiagramm einer einzelnen Transistorverstärkerstufe 400. Die Verstärkerstufe 400 beinhaltet einen Transistor 402, eine Gate-Induktivität 404, eine Gate-Drain-Kapazität 406, eine Lastinduktivität 408 und einen Gate-Widerstand 410. Der Widerstand nimmt allerdings Leistung auf und beeinträchtigt die Leistungsverstärkung der Schaltung. Alternativ kann ein Kaskodentransistor M2 hinzugefügt werden. 5 ist ein Schaltdiagramm einer Transistorverstärkerstufe 500 mit einem Kaskodentransistor. Die Verstärkerstufe 500 beinhaltet einen Transistor 502, eine Gate-Induktivität 504, eine Gate-Drain-Kapazität 506, eine Lastinduktivität 508 und einen Kaskodentransistor 410. Das Kaskodenbauelement erzeugt einen Knoten mit niedriger Impedanz am Drain von M₁ und dämpft das Rückkopplungssignal durch C_gd stark ab. Die Kaskodenkonfiguration begrenzt jedoch die Spannungsreserve am Ausgang der Schaltung und begrenzt somit die erreichbare maximale Ausgangsleistung.
HF-Leistungsverstärker werden häufig als Differenzschaltungen implementiert, wodurch mittels Leistungskombination eine höhere Ausgangsleistung erreicht werden kann. Ein Differenzsignalpfad verbessert auch die Leistungsversorgungsunterdrückung der Schaltung. 6 ist ein Schaltdiagramm eines Differenzverstärkers 600, das Neutralisierungskondensatoren 606, 608 veranschaulicht. Der Differenzverstärker 600 beinhaltet ein erstes Paar von Transistoren 602, 604, einen Teiler 610 und einen Kombinierer 612. Die Differenzverstärkerstufe 600 verwendet Transformatoren 610, 612 zum Koppeln des Signals an ihrem Eingang und Ausgang. Eine derartige Schaltung arbeitet mit zwei Arten von Signalen: Differenzsignale und Gleichtaktsignale. Das Differenzsignal (V_d) ist eine Anregung der beiden Transistoren mit entgegengesetzter Phase, während das Gleichtaktsignal (V_cm) für beide Transistoren identisch ist. Im Allgemeinen ist das Differenzsignal erwünscht und muss verstärkt werden, während das Gleichtaktsignal parasitär ist und gedämpft werden muss. Dies wird durch die Transformatoren ermöglicht, die einen Pfad mit niedriger Impedanz für das Differenzsignal und hoher Impedanz für das Gleichtaktsignal bereitstellen. Die Stabilität der Verstärkerstufe sollte jedoch für beide Signalarten sorgfältig untersucht werden, um einen ordnungsgemäßen Betrieb sicherzustellen.
Zunächst werden das Differenzsignal und die entsprechende Symmetrielinie entlang der Schaltung betrachtet. Bei Differenzsignalen sind alle Schaltungsknoten auf der Symmetrielinie äquivalent zu Masseverbindungen. Darauf basierend kann eine Ähnlichkeit zwischen der Differenz-Halbschaltung (auf einer Seite der Symmetrielinie) und dem Transistor mit induktiver Last aus 2 beobachtet werden. Das Ergebnis der Analyse in 2 gibt ein potenzielles Stabilitätsproblem für das Differenzsignal an. Das Problem ergibt sich aus dem Rückkopplungspfad durch den Kondensator C_gd. Die Gate-Kapazität C_gd befindet sich im Transistor und ist in folgenden Figuren möglicherweise nicht gezeigt. Wird dieser Rückkopplungspfad entfernt, so tritt unter keinen Umständen eine Instabilität auf. Durch eine Differenzschaltung kann dies auf einfache Weise erreicht werden, indem ein Neutralisierungskondensator (C_neut) hinzugefügt wird, der eine aus dem Gegenphasensignalpfad entnommene Ladung mit entgegengesetzter Polarität in das Gate einspeist. 7 ist ein Schaltdiagramm eines Neutralisierungsmechanismus 700 für C_gd, wobei ein Transistor 702 mit einer Gate-Kapazität 704 durch einen Neutralisierungskondensator C_neut 706 neutralisiert werden kann. Infolgedessen beträgt, wenn C_neut= C_gd gilt, die vom Drain zum Gate zurückgespeiste Nettoladung null und der Rückkopplungspfad wird eliminiert. Dies erfolgt für jeden der beiden Transistoren 602, 604 in 6.
Bisher wurde hier das Verstärkerstabilitätsproblem für Differenzsignale gelöst. Bei nun erfolgender Betrachtung des Gleichtaktsignals ist festzustellen, dass alle Komponenten auf beiden Seiten der Symmetrieachse identisch sind und identische Signale verarbeiten. Die Schaltung wird wieder auf die in 2 gezeigte reduziert, mit dem wichtigen Unterschied, dass die Ladung von den Neutralisierungskondensatoren C_neut nun die Ladung durch C_gd erhöht, anstatt sie zu löschen. Infolgedessen verschärft die Neutralisierungstechnik, die das Problem der Differenzinstabilität löst, das Problem der Gleichtaktinstabilität.
8 ist ein Schaltdiagramm eines Differenzverstärkers, der für Gleichtaktstabilität modifiziert ist. Der Differenzverstärker 800 beinhaltet ein erstes Paar von Transistoren 802, 804, einen Teiler 810, einen Kombinierer 812 und Vorspannungswiderstände 814, 816. 8 zeigt eine Schaltungsmodifikation, die gleichzeitig eine Differenz- und eine Gleichtaktstabilität sicherstellen kann. Die großen Vorspannungswiderstände 814, 816 sind im Wesentlichen ein offener Schaltkreis bei den Frequenzen von Interesse. Der potenzialfreie Mittelabgriff des Eingangstransformators führt zu einem offenen Stromkreis für Gleichtaktsignale. Infolgedessen sieht der Eingang der Schaltung nur die parasitäre Kapazität C_p zwischen der Transformatorwicklung und Masse. 9 ist ein Schaltdiagramm einer Ersatzschaltung 900 und einer Ersatz-LC-Schwingkreisschaltung 950 von 8. Die Ersatzschaltung 900 beinhaltet einen Transistor 902 mit einer parasitären Kapazität C_p 904, eine Gate-und-Neutral-Kapazität 906 und eine Lastinduktivität 908. Obwohl der Transistor weiterhin eine negative reale Impedanz liefert, eliminiert das Nichtvorhandensein eines LC-Resonanzschwingkreises die Oszillationsbedingung.
Die Schaltungsarchitektur in 8 reicht aus, um die Stabilität in einem Differenzverstärker zu gewährleisten, der die Leistung von zwei Transistoren kombiniert, was üblicherweise als Gegentaktarchitektur („Push-Pull“) bezeichnet wird. Oftmals muss eine höhere Ausgangsleistung geliefert werden, was eine Kombination von mehr als zwei Signalpfaden erfordert, wobei die obigen Stabilitätsmaßnahmen unzureichend sein können. 10 ist ein Beispiel eines derartigen Verstärkers.
10 ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe 1000 mit vier Transistoren, das einen Leistungskombinierer 1002 und einen Leistungsteiler 1004 veranschaulicht. 10 veranschaulicht einen Leistungskombinierungsverstärker mit vier Ausgangstransistoren. Der Eingang wird durch eine Differenztreiberstufe (nicht gezeigt) gespeist, ähnlich der in 8. Die Eingangsleistung wird durch den Leistungsteiler geteilt und den vier Transistoren der Ausgangsstufe zugeführt, deren verstärkte Ausgangsleistung anschließend durch den Leistungskombinierer kombiniert wird, um eine Differenzausgabe zu liefern. Diese Architektur kann im Vergleich zu einem Differenz-Gegentaktverstärker eine höhere Leistung liefern. Ein Vier-Transistor-Verstärker kombiniert Signale von zwei Differenzverstärkern. Daher liefert er im Idealfall die doppelte Ausgangsleistung, wobei die tatsächliche Leistungszunahme jedoch aufgrund von Verlusten in den passiven Komponenten etwas geringer ist. Für Faktoren höher als zwei wird in der Regel ein Leistungskombinierer mit mehr Transistoren verwendet (z. B. 8 Transistoren für eine Leistungsfaktorzunahme von 4). Der allgemeine Fall von N Stufen wird als DAT-Verstärker (DAT: Distributed Active Transformer - verteilter aktiver Transformator) bezeichnet. Obgleich die Offenbarung für einen Vier-Transistor-Verstärker gezeigt ist, können die Techniken auf Verstärker mit mehr Stufen angewendet werden.
Im vorherigen Abschnitt wurde gezeigt, dass eine Differenzverstärkerstufe abhängig von ihrer Polarität zwei Arten von Signalen verarbeiten kann: i.) Differenzsignale und ii.) Gleichtaktsignale. Außerdem wurden Maßnahmen zur Stabilisierung des Verstärkers in Bezug auf beide Signale offenbart. In einem Verstärker mit vier Ausgangstransistoren gibt es zwei zusätzliche Freiheitsgrade, wodurch sich insgesamt vier mögliche Signalkonfigurationen oder -modi ergeben. Die 11A-D zeigen die vier Möglichkeiten. 11A ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren in einem Differenzmodus. 11B ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren in einem Gleichtaktmodus. 1 1C ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren in einem ersten Hybridmodus. 11D ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren in einem zweiten Hybridmodus.
Neben der Erkennung der Differenz- und Gleichtaktsignale gibt es zusätzlich zwei Hybridmodi. Die Differenz- und Gleichtaktstabilität kann unter Verwendung des Ansatzes aus dem vorherigen Abschnitt gewährleistet werden. Hinzufügen von Neutralisierungskondensatoren zu den Transistorpaaren M₁-M₂ und M₃-M₄ gewährleistet die Stabilität des Differenzmodus (11A) und des Hybridmodus 1 (1 1C). Indem der Leistungsteiler potenzialfrei gelassen wird und alle vier Transistoren unter Verwendung großer Widerstände vorgespannt werden, wird die Stabilität des Gleichtakts (11B) gewährleistet, ähnlich wie bei der herkömmlichen Lösung für den Differenz-Gegentaktverstärker in 8. Hybridmodus 2 (11D) profitiert jedoch von keiner der oben genannten Maßnahmen und kann zu Oszillation neigen. 12 zeigt die Äquivalenz zwischen der Ausgangsstufe im Hybridmodus 2 und der Schaltung in 2. 12 ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe 1200 mit vier Transistoren in einem zweiten Hybridmodus, das einen Oszillationsmechanismus durch den Leistungskombinierer 1202 veranschaulicht. 13 ist ein Schaltdiagramm einer Ersatzschaltung 1300 von 12. Die Verstärkerstufe 1300 weist einen einzigen MOS-Transistor 1302, eine Gate-Drain-Kapazität 1306, eine Gate-Induktivität 1304 auf und ist mit einer induktiven Last 1308 gekoppelt. Wobei die Gate-Induktivität 1304 die Induktivität des Leistungsteilers (z.B. 1004, 1404) beinhaltet und die induktive Last 1308 die Induktivität des Leistungskombinierers (z. B. 1002, 1402) beinhaltet.
Eine mögliche Lösung für dieses Stabilitätsproblem besteht darin, separate Transformatoren vor den Transistorpaaren M₁-M₂ und M₃-M₄ einzuführen, wodurch die Induktivität des Leistungsteilers von den Transistor-Gates isoliert würde, ähnlich der Lösung in 6. Der Nachteil dieses Ansatzes besteht in einer beträchtlichen Vergrößerung der erforderlichen Schaltungsfläche aufgrund der zusätzlichen Transformatoren.
Diese Offenbarung stellt eine flächeneffiziente Schaltungslösung vor, bei der ein Oszillieren der Hybridmodi verhindert wird, ohne das Signal des gewünschten Differenzmodus nachteilig zu beeinflussen. Man betrachte zunächst das Signal des gewünschten Differenzmodus (11A) und stelle fest, dass die durch die Transistoren M₁ und M₄ verarbeiteten Signale nominell identisch sind, mit der gleichen Amplitude und Phase. Gleiches gilt für die Signale von M₂ und M₃. Durch Kurzschließen der Drains von M₁ und M₄ sowie der Drains von M₂ und M₃ bleibt somit der Betrieb der Schaltung in ihrem Differenzmodus unverändert, da kein Strom durch die Kurzschlusssegmente fließt (d. h. die Spannungen an beiden Anschlüssen jedes Kurzschlusssegments sind identisch). 14 zeigt die vorgestellte Modifikation, bei der die Kurzschlusssegmente mit Übertragungsleitungen implementiert sind. Der Differenzsignalmodus wird durch diese Schaltung unverändert verarbeitet.
14 ist ein Schaltdiagramm einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe 1400 mit vier Transistoren mit einem Stabilisierungsmechanismus. Die Verstärkerstufe 1400 beinhaltet einen Leistungskombinierer 1402, einen Leistungsteiler 1404 und eine erste Stabilisierungsleitung 1406 und eine zweite Stabilisierungsleitung 1408. Die Stabilisierungsleitungen 1406, 1408 können aus einem Metall, Polysilizium oder einem anderen leitenden Material oder Element (z. B. Aluminium (Al), Gallium (Ga), Zinn (Sn), Nickel (Ni), Kupfer (Cu), Silber (Ag), Gold (Au) usw.) bestehen. Die Stabilisierungsleitungen 1406, 1408 können Übertragungsleitungen sein. Obwohl die Größe kein bestimmender Faktor ist, müssen die Stabilisierungsleitungen so kurz wie möglich sein, wobei sie eine Länge aufweisen, die in der Regel durch die Größe des Kombinierers bestimmt wird, da sie von einer Seite des Kombinierers zur anderen verlaufen. Im Allgemeinen sind die Stabilisierungsleitungen „Drähte“ zum Kurzschließen der Signale, wobei „Drähte“ bei Millimeterwellenfrequenzen jedoch als Induktivitäten wirken. Die Übertragungsleitungen minimieren die Induktivität, indem sie den Rückkehrpfad des Stroms so kurz wie möglich halten. Die Stabilisierungsleitungen können Komponenten wie etwa einen Schalter oder einen Transistor beinhalten, bei denen der Transistor eingeschaltet wird, um die Signale kurzzuschließen, wenn der Kombinierer im zweiten Hybridmodus arbeitet, wie nachstehend beschrieben.
Man betrachte nun die beiden unerwünschten Hybridmodi (11C und 11D). Es ist festzustellen, dass in beiden dieser Modi die Signale durch die Transistorpaare M₁ und M₄ sowie M₂ und M₃ gegenphasig sind. Die Kurzschlusssegmente in 14 führen daher zu einem signifikanten Leistungsverlust für beide Hybridmodi. Faktisch bedeutet dies, dass die Hybridmodi nicht angeregt werden können und keine Oszillation möglich ist.
Die in 14 vorgeschlagene Lösung ermöglicht es daher, die Hybridmodi zu stabilisieren, indem die Bedingung für ihre Oszillation eliminiert wird, während gleichzeitig der gewünschte Differenzmodus beibehalten wird. Hier ist der Transistor M1 mit dem ersten invertierenden Eingang des Kombinierers gekoppelt, M2 ist mit dem ersten nichtinvertierenden Eingang des Kombinierers gekoppelt, M3 ist mit dem zweiten nichtinvertierenden Eingang des Kombinierers gekoppelt und M4 ist mit dem zweiten invertierenden Eingang des Kombinierers gekoppelt. Arbeitet die Schaltung im Hybridmodus 2 (11D), so wird daher durch Koppeln des ersten invertierenden Eingangs des Kombinierers mit dem zweiten invertierenden Eingang des Kombinierers und Koppeln des ersten nichtinvertierenden Eingangs des Kombinierers mit dem zweiten nichtinvertierenden Eingang des Kombinierers eine Gleichtaktoszillation reduziert.
In der obigen Erörterung wurden beide Hybridmodi betrachtet, um zu zeigen, dass die Lösung für beide gleichermaßen gilt, obgleich der Hybridmodus 1 bereits mittels Hinzufügen von Neutralisierungskondensatoren stabilisiert ist und nur der Hybridmodus 2 oszillationsgefährdet und somit von Interesse ist.
15 und 16 zeigen eine praktische geometrische Implementierung der vorgeschlagenen Lösung. 15 ist eine Draufsicht eines Halbleiterlayouts einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren mit einem Stabilisierungsmechanismus. 16 ist eine perspektivische Ansicht eines Halbleiterlayouts einer Leistungskombinierungsverstärkerstufe mit vier Transistoren mit einem Stabilisierungsmechanismus.
Obgleich die gesamte Erfindung mittels einer Beschreibung verschiedener Ausführungsformen veranschaulicht wurde und diese Ausführungsformen in beträchtlichem Detail beschrieben wurden, hat der Anmelder nicht die Absicht, den Schutzumfang der angehängten Ansprüche auf derartige Details zu beschränken oder auf irgendeine Weise einzuschränken. Zusätzliche Vorteile und Modifikationen ergeben sich für Fachleute ohne Weiteres. Die Erfindung in ihren allgemeineren Aspekten ist daher nicht auf die spezifischen Details, die repräsentative Einrichtung und das repräsentative Verfahren und die veranschaulichenden Beispiele, die gezeigt und beschrieben werden, beschränkt. Dementsprechend können Abweichungen von solchen Details vorgenommen werden, ohne vom Wesen oder Schutzumfang des allgemeinen erfinderischen Konzepts abzuweichen.

Claims

Schaltung, die Folgendes umfasst: einen Teiler, der einen ersten Ausgangsport mit einem ersten invertierenden Ausgang und einem ersten nichtinvertierenden Ausgang und einen zweiten Ausgang mit einem zweiten invertierenden Ausgang und einem zweiten nichtinvertierenden Ausgang aufweist; einen Kombinierer, der einen ersten Eingangsport mit einem ersten invertierenden Eingang und einem ersten nichtinvertierenden Eingang und einen zweiten Eingangsport mit einem zweiten invertierenden Eingang und einem zweiten nicht invertierenden Eingang aufweist; ein erstes Paar von Transistoren, die jeweils einen ersten mit Masse gekoppelten Eingangsanschluss, einen mit dem ersten Eingangsport des Kombinierers gekoppelten ersten Ausgangsanschluss und einen durch den ersten Ausgangsport des Teilers angesteuerten ersten Steueranschluss aufweisen; ein zweites Paar von Transistoren, die jeweils einen zweiten mit Masse gekoppelten Eingangsanschluss, einen mit dem zweiten Eingangsport des Kombinierers gekoppelten zweiten Ausgangsanschluss und einen durch den zweiten Ausgang des Teilers angesteuerten zweiten Steueranschluss aufweisen; eine erste Stabilisierungsleitung, die zwischen den ersten nichtinvertierenden Eingang und den zweiten nichtinvertierenden Eingang des Kombinierers geschaltet ist; und eine zweite Stabilisierungsleitung, die zwischen den ersten invertierenden Eingang und den zweiten invertierenden Eingang des Kombinierers geschaltet ist.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Transistoren Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET) sind und die Eingangsanschlüsse Source-Anschlüsse sind, die Ausgangsanschlüsse Drain-Anschlüsse sind und die Steueranschlüsse Gate-Anschlüsse sind.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Transistoren Bipolartransistoren (BJT) sind und die Eingangsanschlüsse Emitteranschlüsse sind, die Ausgangsanschlüsse Kollektoranschlüsse sind und die Steueranschlüsse Basisanschlüsse sind.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei die erste Stabilisierungsleitung und die zweite Stabilisierungsleitung A1 oder Cu sind.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei die erste Stabilisierungsleitung eine erste Induktivität beinhaltet und die zweite Stabilisierungsleitung eine zweite Induktivität beinhaltet.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei die erste Stabilisierungsleitung einen ersten Kondensator beinhaltet und die zweite Stabilisierungsleitung einen zweiten Kondensator beinhaltet.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei die erste Stabilisierungsleitung einen ersten Widerstand beinhaltet und die zweite Stabilisierungsleitung einen zweiten Widerstand beinhaltet.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Teiler 4 induktive Ausgangssegmente beinhaltet und der Kombinierer 4 induktive Eingangssegmente beinhaltet.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Kombinierer und der Teiler dazu konfiguriert sind, mit Frequenzen bei oder über 20 GHz zu arbeiten.
Hochfrequenz(HF)-Leistungskombinierer, der Folgendes umfasst: einen ersten Port mit einem ersten invertierenden Eingang und einem ersten nichtinvertierenden Eingang; einen zweiten Port mit einem zweiten invertierenden Eingang und einem zweiten nichtinvertierenden Eingang; eine erste Stabilisierungsleitung, die zwischen den ersten nichtinvertierenden Eingang und den zweiten nichtinvertierenden Eingang geschaltet ist; und eine zweite Stabilisierungsleitung, die zwischen den ersten invertierenden Eingang und den zweiten invertierenden Eingang geschaltet ist.
HF-Leistungskombinierer nach Anspruch 10, wobei der HF-Leistungskombinierer dazu konfiguriert ist, mit Frequenzen bei oder über 20 GHz zu arbeiten.
HF-Leistungskombinierer nach Anspruch 10, ferner umfassend eine erste Induktivität, die zwischen den ersten nichtinvertierenden Eingang und einen Leistungsanschluss geschaltet ist, eine zweite Induktivität, die zwischen den ersten invertierenden Eingang und den Leistungsanschluss geschaltet ist, eine dritte Induktivität, die zwischen den zweiten nichtinvertierenden Eingang und den Leistungsanschluss geschaltet ist, und eine vierte Induktivität, die zwischen den zweiten invertierenden Eingang und den Leistungsanschluss geschaltet ist.
HF-Kombinierer nach Anspruch 12, wobei der erste invertierende Eingang im Wesentlichen phasengleich mit dem zweiten invertierenden Eingang ist und der erste nichtinvertierende Eingang im Wesentlichen phasengleich mit dem zweiten nichtinvertierenden Eingang ist, während invertierende und nichtinvertierende Eingänge gegenphasig sind.
HF-Kombinierer nach Anspruch 10, wobei die erste Stabilisierungsleitung eine erste Induktivität beinhaltet und die zweite Stabilisierungsleitung eine zweite Induktivität beinhaltet.
HF-Kombinierer nach Anspruch 10, wobei die erste Stabilisierungsleitung einen ersten Kondensator beinhaltet und die zweite Stabilisierungsleitung einen zweiten Kondensator beinhaltet.
Verfahren zum Reduzieren von Oszillation in einem Vier-Signal-System, das Folgendes umfasst: Empfangen eines ersten Signalpaars, das ein erstes invertierendes Signal und ein erstes nichtinvertierendes Signal beinhaltet, und eines zweiten Signalpaars, das ein zweites invertierendes Signal und ein zweites nichtinvertierendes Signal beinhaltet; Verstärken des ersten invertierenden Signals mit einem ersten invertierenden Transistor, der an einem ersten invertierenden Eingang eine erste invertierende Induktivität mit einer Versorgung koppelt; Verstärken des ersten nichtinvertierenden Signals mit einem ersten nichtinvertierenden Transistor, der an einem ersten nichtinvertierenden Eingang eine erste nichtinvertierende Induktivität mit der Versorgung koppelt; Verstärken des zweiten invertierenden Signals mit einem zweiten invertierenden Transistor, der an einem zweiten invertierenden Eingang eine zweite invertierende Induktivität mit der Versorgung koppelt; Verstärken des zweiten nichtinvertierenden Signals mit einem zweiten nichtinvertierenden Transistor, der an einem zweiten nichtinvertierenden Eingang eine zweite nichtinvertierende Induktivität mit der Versorgung koppelt; Koppeln des ersten nichtinvertierenden Eingangs und des zweiten nichtinvertierenden Eingangs; und Koppeln des ersten invertierenden Eingangs und des zweiten invertierenden Eingangs.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei das Koppeln des ersten nichtinvertierenden Eingangs und des zweiten nichtinvertierenden Eingangs als Reaktion darauf erfolgt, dass der erste nichtinvertierende Transistor und der erste invertierende Transistor in einem Gleichtaktmodus arbeiten, und das Koppeln des ersten invertierenden Transistors und des zweiten invertierenden Transistors als Reaktion darauf erfolgt, dass der zweite nichtinvertierende Transistor und der zweite invertierende Transistor in einem Gleichtaktmodus arbeiten.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei das Koppeln des ersten nichtinvertierenden Eingangs und des zweiten nichtinvertierenden Eingangs über eine erste Induktivität erfolgt und das Koppeln des ersten invertierenden Eingangs und des zweiten invertierenden Eingangs über eine zweite Induktivität erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei das Koppeln des ersten nichtinvertierenden Eingangs und des zweiten nichtinvertierenden Eingangs über einen ersten Kondensator erfolgt und das Koppeln des ersten invertierenden Eingangs und des zweiten invertierenden Eingangs über einen zweiten Kondensator erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei das Koppeln des ersten nichtinvertierenden Eingangs und des zweiten nichtinvertierenden Eingangs über einen ersten Stabilisierungstransistor erfolgt und das Koppeln des ersten invertierenden Eingangs und des zweiten invertierenden Eingangs über einen zweiten Stabilisierungstransistor erfolgt.