CN113315478A - Rf功率放大器 - Google Patents
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Abstract
提供了RF功率放大器。射频（RF）功率组合器包括具有第一反相输入和第一非反相输入的第一端口、具有第二反相输入和第二非反相输入的第二端口、耦合在第一非反相输入和第二非反相输入之间的第一稳定线、以及耦合在第一反相输入和第二反相输入之间的第二稳定线。
Description
相关申请的交叉引用。
技术领域
本发明总地涉及稳定射频（RF）功率放大器的电路和方法。
背景技术
超高频（SHF）射频（RF）在3与30千兆赫（GHz）之间的电磁频谱范围内，而极高频（EHF）射频（RF）在从30至300千兆赫（GHz）的电磁频谱内。频率的SHF RF波段也称为厘米波段或厘米波，因为波长范围从十到一厘米，而频率的EHF RF波段也称为毫米波段或毫米波，因为波长范围从十到一毫米。
汽车雷达是高级驾驶员辅助系统（ADAS）和自主驾驶技术中的关键组成部分。它提供对恶劣天气条件鲁棒的3D成像能力。用于汽车雷达的关键参数是可以观察到目标的最大距离。为了改进最大距离，必须传送足够的RF功率。因此，雷达传送器的功率能力是重要的参数，如果技术增大功率能力，则它可以提供竞争优势。RF功率放大器是雷达传送器中的关键组件。它确定输送到天线的传送功率电平。主要的设计努力致力于最大化RF功率放大器的功率输出，同时确保放大器仍然维持稳定的操作模式。
发明内容
一种电路包括分配器、组合器、第一和第二对晶体管以及第一和第二稳定线。分配器包括具有第一反相输出和第一非反相输出的第一输出端口，以及具有第二反相输出和第二非反相输出的第二输出。组合器包括具有第一反相输入和第一非反相输入的第一输入端口，以及具有第二反相输入和第二非反相输入的第二输入端口。第一对晶体管，其中每个晶体管具有与接地耦合的第一输入端子、与组合器的第一输入端口耦合的第一输出端子、以及由分配器的第一输出驱动的第一控制端子。第二对晶体管，其中每个晶体管具有与接地耦合的第二输入端子、与组合器的第二输入端口耦合的第二输出端子、以及由分配器的第二输出驱动的第二控制端子。第一稳定线耦合在组合器的第一非反相输入和第二非反相输入之间。并且第二稳定线耦合在组合器的第一反相输入和第二反相输入之间。
射频（RF）功率组合器包括具有第一反相输入和第一非反相输入的第一端口、具有第二反相输入和第二非反相输入的第二端口、耦合在第一非反相输入和第二非反相输入之间的第一稳定线、以及耦合在第一反相输入和第二反相输入之间的第二稳定线。
一种用以减少四信号系统中振荡的方法包括接收包括第一反相信号和第一非反相信号的第一信号对，以及包括第二反相信号和第二非反相信号的第二信号对。然后用在第一反相输入处将第一反相电感器与电源耦合的第一反相晶体管放大第一反相信号，用在第一非反相输入处将第一非反相电感器与电源耦合的第一非反相晶体管放大第一非反相信号，用在第二反相输入处将第二反相电感器与电源耦合的第二反相晶体管放大第二反相信号，以及用在第二非反相输入处将第二非反相电感器与电源耦合的第二非反相晶体管放大第二非反相信号。并且，耦合第一非反相输入和第二非反相输入，并且耦合第一反相输入和第二反相输入。
附图说明
图1是车载雷达系统的框图。
图2是图示了输入阻抗的电感负载金属氧化物半导体（MOS）晶体管的示意图。
图3是图2的等效LC储能电路。
图4是单个晶体管放大器级的示意图。
图5是具有共源共栅晶体管的晶体管放大器级的示意图。
图6是差分放大器的示意图，其图示了中和电容器。
图7是用于Cgd的中和机制的示意图。
图8是针对共模稳定性进行修改的差分放大器的示意图。
图9是图8的等效电路和等效LC储能电路的示意图。
图10是四晶体管功率组合放大器级的示意图。
图11A是差分模式下四晶体管功率组合放大器级的示意图。
图11B是共模下四晶体管功率组合放大器级的示意图。
图11C是第一混合模式下的四晶体管功率组合放大器级的示意图。
图11D是第二混合模式下的四晶体管功率组合放大器级的示意图。
图12是第二混合模式下的四晶体管功率组合放大器级的示意图，其图示了振荡机制。
图13是图12的等效电路的示意图。
图14是具有稳定机制的四晶体管功率组合放大器级的示意图。
图15是具有稳定机制的四晶体管功率组合放大器级的半导体布局的俯视图。
图16是具有稳定机制的四晶体管功率组合放大器级的半导体布局的透视图。
具体实施方式
按要求，本文公开了本发明的详细实施例；然而，要理解，所公开的实施例仅仅是本发明的例示，本发明可以以各种以及替代形式体现。附图不一定是按比例的；一些特征可能被放大或最小化以示出特定组件的细节。因此，本文公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制性的，而仅作为用于教导本领域技术人员以各种方式采用本发明的代表性基础。
术语“基本上”在本文可以用来描述公开或要求保护的实施例。术语“基本上”可以修饰本公开中公开或要求保护的值或相对特性。在这样的实例中，“基本上”可以标示它修饰的值或相对特性在值或相对特性的
0%、0.1%、0.5%、1%、2%、3%、4%、5%或10%之内。
如本文所用，术语“反相输入”指代意图与参考基本上异相的输入，通常反相输入与参考基本上异相180度。如本文所使用的，术语“非反相输入”指代意图与参考基本上同相的输入，通常非反相输入与参考基本上同相0度。
如本文所使用的，术语“反相输出”指代意图与输入基本上异相的输出，通常反相输出与输入基本上异相180度。如本文所使用的，术语“非反相输出”指代意图与输入基本上同相的输出，通常非反相输出与输入基本上同相0度。
RF和毫米波功率放大器设计中的挑战之一是要最大化增益和输出功率，同时确保电路保持稳定。高频放大器的不稳定性源于个体晶体管内固有的内部反馈路径，该内部反馈路径由从输出（漏极/集电极）到输入（栅极/基极）的寄生电容产生。该反馈可能在晶体管输入处产生负实阻抗，当输入处的剩余无源组件形成谐振LC电路时，这继而将导致振荡条件。当来自多个晶体管的功率在放大器输出处组合时，可以有多个振荡模式，其中每个模式需要稳定。这里公开了稳定功率组合放大器中不想要的振荡模式而不会不利地影响期望信号的技术。
图1是车载雷达系统100的框图。传送器102传送从诸如车辆的对象110反射的信号。然后，接收器104检测反射信号。传送器102和接收器104与信号处理器106和频率发生器108耦合，信号处理器106和频率发生器108分别控制传送器102和接收器104传送和接收的信号。传送器并入RF功率放大器，其用于向RF天线输送所要求的传送功率。放大器可以使用各种电子组件来实现。出于该讨论目的，我们将使用金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）晶体管，应认识到原理适用于其他开关组件（例如，双极结型晶体管（BJT）、高电子迁移率晶体管（HEMT）等），并且这些开关组件可以使用已知的半导体处理材料（例如，Si基、SiC、GaN、GaAs、AlGaAs等）制成。这些材料通常来自III、IV或V族元素，然而也可以使用其他元素。
图2是单个MOS晶体管放大器级200的示意图，其具有单个MOS晶体管202、栅极至漏极电容206、栅极电感204，并与电感负载208耦合。该示意图还图示了输入阻抗Zin。在等式1中表达的指定假设下，
看向晶体管栅极，阻抗可以具有负实部和电容虚部，如等式2中所表达的，
如果该器件与输入处的电感器组合，总体电路将形成具有负实阻抗的谐振LC储能部，这是振荡的条件。图3是图2的等效LC储能电路300。在图3的等效LC储能电路300中，Rx302表示Zin的负实部，看向晶体管的栅极，Lg是栅极电感304，并且Cx 306是等效电容。为了防止振荡，可以向栅极添加大于Rx的正电阻器。
图4是单个晶体管放大器级400的示意图。放大器级400包括晶体管402、栅极电感404、栅极至漏极电容406、负载电感408和栅极电阻器410。不幸的是，电阻器消耗功率，并且不利地影响电路的功率增益。可替代地，可以添加共源共栅晶体管M2。图5是具有共源共栅晶体管的晶体管放大器级500的示意图。放大器级500包括晶体管502、栅极电感504、栅极至漏极电容506、负载电感508和级联晶体管410。共源共栅器件在M1漏极产生低阻抗节点，并通过Cgd高度衰减反馈信号。然而，共源共栅配置限制电路输出处的电压净空，并且因此限制可实现的最大输出功率。
RF功率放大器通常被实现为差分电路，其允许通过功率组合来实现更高的输出功率。差分信号路径还改进电路的电源抑制。图6是图示中和电容器606、608的差分放大器600的示意图。差分放大器600包括第一对晶体管602、604、分配器610和组合器612。差分放大器级600使用变压器610、612用于耦合其输入和输出处的信号。这样的电路利用两种类型的信号操作：差分和共模。差分信号（Vd）是具有相反相位的两个晶体管的激励，而共模信号（Vcm）对两个晶体管来说是等同的。一般地，差分信号是期望的，并且需要放大，而共模信号是寄生的，并且必须衰减。变压器促进这一点，它为差分信号提供低阻抗路径，并且为共模信号提供高阻抗。然而，对于两种类型的信号，应当仔细研究放大器级的稳定性，以确保适当操作。
首先考虑差分信号和对应沿电路的对称线。对于差分信号，对称线上的所有电路节点都等效于接地连接。基于此，可以观察到差分半电路（在对称线的一侧）与来自图2的电感负载晶体管之间的相似性。来自图2中的分析的结果指示差分信号潜在的稳定性问题。该问题源于通过电容器Cgd的反馈路径。栅极电容Cgd在晶体管内部，并且可能没有在后续图中示出。如果移除该反馈路径，在任何条件下都将不会出现不稳定性。差分电路允许通过添加中和电容器（Cneut）以容易的方式完成这一点，该中和电容器（Cneut）将取自相反相位信号路径的具有相反极性的电荷注入栅极中。图7是Cgd的中和机制700的示意图，其中具有栅极电容704的晶体管702可以被中和电容器Cneut 706中和。作为结果，如果Cneut = Cgd，从漏极反馈到栅极的净电荷为零，并且反馈路径被消除。针对图6中的两个晶体管602、604中的每一个完成该操作。
到目前为止，我们解决了差分信号的放大器稳定性问题。如果我们现在考虑共模信号，我们将观察到对称轴两侧的所有组件都是等同的，并且处理等同的信号。该电路将再次缩减为图2中所示的电路，具有如下重要差异：来自中和电容器Cneut的电荷现在添加到通过Cgd的电荷，而不是抵消它。作为结果，解决差分不稳定性问题的中和技术加剧了共模不稳定性问题。
图8是针对共模稳定性进行修改的差分放大器的示意图。差分放大器800包括第一对晶体管802、804、分配器810、组合器812和偏置电阻器814、816。图8示出了一种电路修改，其可以同时确保差分和共模稳定性。大偏置电阻器814、816在感兴趣的频率下基本上是开路。输入变压器的浮置中心抽头导致共模信号的开路。作为结果，电路的输入只能看到变压器绕组和接地之间的寄生电容Cp。图9是图8的等效电路900和等效LC储能电路950的示意图。等效电路900包括晶体管902，具有寄生电容Cp 904、栅极和中性电容906以及负载电感908。尽管晶体管仍然提供负实阻抗，但没有谐振LC储能部消除了振荡的条件。
图8中的电路架构足以确保差分放大器的稳定性，该差分放大器组合了两个晶体管的功率，通常称为“推挽（push-pull）”架构。通常存在供应更高的输出功率的需要，这要求组合多于两个的信号路径，在这种情况下，上面的稳定性措施可能是不够的。图10是这样的放大器的示例。
图10是四晶体管功率组合放大器级1000的示意图，其图示了功率组合器1002和功率分配器1004。图10图示了具有四个输出晶体管的功率组合放大器。输入由差分驱动器级（未示出）供应，类似于图8中的差分驱动器级。输入功率由功率分配器划分并供应给输出级的四个晶体管，其放大的输出功率后续由功率组合器组合以提供差分输出。与差分推挽放大器相比，该架构能够提供更高的功率。四晶体管放大器组合两个差分放大器的信号。因此，理想情况下，它将提供两倍的输出功率，但归因于无源组件的损耗，实际功率增加略少。对于高于二的因数，典型地使用具有更多晶体管的功率组合器（例如，对于功率因数增加为4的8个晶体管）。N级的一般情况称为分布式有源变压器（DAT）放大器。尽管本公开是针对四晶体管放大器示出的，但是这些技术可以应用于具有更多级的放大器。
在先前章节中，示出了差分放大器级可以处理两种类型的信号，这取决于它们的极性：i）差分和ii）共模。而且，公开了用于相对于两种信号稳定放大器的措施。在具有四个输出晶体管的放大器中，存在两个附加的自由度，从而产生总共四种可能的信号配置或模式。图11A-D示出了这四种可能性。图11A是差分模式下四晶体管功率组合放大器级的示意图。图11B是共模下四晶体管功率组合放大器级的示意图。图11C是第一混合模式下的四晶体管功率组合放大器级的示意图。图11D是第二混合模式下的四晶体管功率组合放大器级的示意图。
连同识别差分和共模信号，除此之外存在两种混合模式。使用来自先前章节的方法可以确保差分和共模稳定性。向晶体管对M1-M2和M3-M4添加中和电容器将确保差分模式（图11A）和混合模式1（图11C）的稳定性。让功率分配器保持浮置，并使用大电阻器来偏置所有四个晶体管将确保共模（图11B）的稳定性，类似于针对图8中差分推挽放大器的常规解决方案。然而，混合模式2（图11D）未从上面任何措施中获益，并且可能容易振荡。图12示出了混合模式2下的输出级与图2中电路之间的等效性。图12是第二混合模式下的四晶体管功率组合放大器级1200的示意图，其图示了通过功率组合器1202的振荡机制。图13是图12的等效电路1300的示意图。放大器级1300具有单个MOS晶体管1302、栅极至漏极电容1306、栅极电感1304，并与电感负载1308耦合。其中栅极电感1304包括功率分配器（例如，1004、1404）的电感，并且电感负载1308包括功率组合器（例如，1002、1402）的电感。
对该稳定性问题的一个可能的解决方案是要在晶体管对M1-M2和M3-M4前面引入单独的变压器，这将使功率分配器的电感与晶体管栅极隔离，类似于图6中的解决方案。该方法的缺点是归因于附加的变压器，所要求的电路面积大大增加。
本公开给出了一种面积高效的电路解决方案，其防止混合模式振荡，而不会不利地影响期望差分模式的信号。首先，考虑所期望的差分模式（图11A）的信号，并且观察到由晶体管M1和M4处理的信号名义上是等同的，具有相同的幅度和相位。对于M2和M3的信号也是如此。因此，通过使M1和M4的漏极以及M2和M3的漏极短路，电路在其差分模式下的操作将不被更改，因为没有电流将流过短路段（即，每个短路段的两个端子上的电压是等同的）。图14示出了给出的修改，其中短路段利用传送线实现。该电路不更改地处理差分信号模式。
图14是具有稳定机制的四晶体管功率组合放大器级1400的示意图。放大器级1400包括功率组合器1402、功率分配器1404、第一稳定线1406和第二稳定线1408。稳定线1406、1408可以由金属、多晶硅或其他导电材料或元素（例如，铝（Al）、镓（Ga）、锡（Sn）、镍（Ni）、铜（Cu）、银（Ag）、金（Au）等）构成。稳定线1406、1408可以是传送线。尽管大小不是决定性因素，但稳定线需要尽可能短，其具有典型地由组合器大小确定的长度，因为它们从组合器的一侧跨越到另一侧。一般而言，稳定线是使信号短路的“导线”，而以毫米波频率的“导线”充当电感器。传送线通过保持电流返回路径尽可能短来最小化电感。稳定线可以包括诸如开关或晶体管的组件，其中如果组合器在如下所述的第二混合模式下操作，则晶体管被导通以使信号短路。
现在考虑两种不想要的混合模式（图11C和图11D）。可以观察到，在这两种模式下，通过晶体管对M1和M4以及M2和M3的信号相位相反。因此，对于两种混合模式，图14中的短路段将引入显著的功率损耗。这实际上意味着这些混合模式不能被激励，并且振荡是不可能的。
因此，图14中提出的解决方案允许我们通过消除混合模式的振荡的条件来稳定混合模式，而同时保持所期望的差分模式不变。这里晶体管M1耦合到去往组合器的第一反相输入，M2耦合到去往组合器的第一非反相输入，M3耦合到去往组合器的第二非反相输入，并且M4耦合到去往组合器的第二反相输入。因此，当电路在混合模式2（图11D）下操作时，将去往组合器的第一反相输入与去往组合器的第二反相输入耦合并且将去往组合器的第一非反相输入与去往组合器的第二非反相输入耦合，将减少共模振荡。
在上面的讨论中，我们考虑了两种混合模式以便示出该解决方案同样适用于两者，尽管已经利用中和电容器的添加而稳定混合模式1并且仅仅混合模式2处于振荡风险并且因此是感兴趣的。
图15和图16示出了提出的解决方案的实际几何实现。图15是具有稳定机制的四晶体管功率组合放大器级的半导体布局的俯视图。图16是具有稳定机制的四晶体管功率组合放大器级的半导体布局的透视图。
虽然已经通过各种实施例的描述说明了本发明的全部，并且虽然已经相当详细地描述了这些实施例，但是申请人并不意图将所附权利要求的范围局限或以任何方式限制到这样的细节。对于本领域技术人员，附加的优点和修改将是容易清楚的。因此，本发明在其更广泛的方面不限于特定的细节、代表性的装置和方法以及所示和所述的说明性示例。因此，在不偏离总体发明构思的精神或范围的情况下，可以偏离这样的细节。
Claims (20)
1.一种电路，包括：
分配器，具有带第一反相输出和第一非反相输出的第一输出端口以及带第二反相输出和第二非反相输出的第二输出；
组合器，具有带第一反相输入和第一非反相输入的第一输入端口以及带第二反相输入和第二非反相输入的第二输入端口；
第一对晶体管，其中每个晶体管具有与接地耦合的第一输入端子、与组合器的第一输入端口耦合的第一输出端子、以及由分配器的第一输出端口驱动的第一控制端子；
第二对晶体管，其中每个晶体管具有与接地耦合的第二输入端子、与组合器的第二输入端口耦合的第二输出端子、以及由分配器的第二输出驱动的第二控制端子；
耦合在组合器的第一非反相输入和第二非反相输入之间的第一稳定线；和
耦合在组合器的第一反相输入和第二反相输入之间的第二稳定线。
2.根据权利要求1所述的电路，其中晶体管是金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET），并且输入端子是源极端子，输出端子是漏极端子，并且控制端子是栅极端子。
3.根据权利要求1所述的电路，其中晶体管是双极结型晶体管（BJT），并且输入端子是发射极端子，输出端子是集电极端子，并且控制端子是基极端子。
4.根据权利要求1所述的电路，其中第一稳定线和第二稳定线是Al或Cu。
5.根据权利要求1所述的电路，其中第一稳定线包括第一电感器，并且第二稳定线包括第二电感器。
6.根据权利要求1所述的电路，其中第一稳定线包括第一电容器，并且第二稳定线包括第二电容器。
7.根据权利要求1所述的电路，其中第一稳定线包括第一电阻器，并且第二稳定线包括第二电阻器。
8.根据权利要求1所述的电路，其中分配器包括4个电感输出段，并且组合器包括4个电感输入段。
9.根据权利要求1所述的电路，其中组合器和分配器被配置为在20GHz处或20GHz以上的频率下操作。
10.一种射频（RF）功率组合器，包括：
具有第一反相输入和第一非反相输入的第一端口；
具有第二反相输入和第二非反相输入的第二端口；
耦合在第一非反相输入和第二非反相输入之间的第一稳定线；和
耦合在第一反相输入和第二反相输入之间的第二稳定线。
11.根据权利要求10所述的RF功率组合器，其中RF功率组合器被配置为在20GHz处或20GHz以上的频率下操作。
12.根据权利要求10所述的RF功率组合器，进一步包括耦合在第一非反相输入和功率端子之间的第一电感器、耦合在第一反相输入和功率端子之间的第二电感器、耦合在第二非反相输入和功率端子之间的第三电感器、以及耦合在第二反相输入和功率端子之间的第四电感器。
13.根据权利要求12所述的RF组合器，其中第一反相输入与第二反相输入基本上同相，并且第一非反相输入与第二非反相输入基本上同相，而反相和非反相输入异相。
14.根据权利要求10所述的RF组合器，其中第一稳定线包括第一电感器，并且第二稳定线包括第二电感器。
15.根据权利要求10所述的RF组合器，其中第一稳定线包括第一电容器，并且第二稳定线包括第二电容器。
16.一种用以减少四信号系统中振荡的方法，包括：
接收包括第一反相信号和第一非反相信号的第一信号对，以及包括第二反相信号和第二非反相信号的第二信号对；
用在第一反相输入处将第一反相电感器与电源耦合的第一反相晶体管放大第一反相信号；
用在第一非反相输入处将第一非反相电感器与电源耦合的第一非反相晶体管放大第一非反相信号；
用在第二反相输入处将第二反相电感器与电源耦合的第二反相晶体管放大第二反相信号；
用在第二非反相输入处将第二非反相电感器与电源耦合的第二非反相晶体管放大第二非反相信号；
耦合第一非反相输入和第二非反相输入；以及
耦合第一反相输入和第二反相输入。
17.根据权利要求16所述的方法，其中耦合第一非反相输入和第二非反相输入是响应于第一非反相晶体管和第一反相晶体管在共模下操作，并且
耦合第一反相晶体管和第二反相晶体管是响应于第二非反相晶体管和第二反相晶体管在共模下操作。
18.根据权利要求17所述的方法，其中耦合第一非反相输入和第二非反相输入是经由第一电感器，并且耦合第一反相输入和第二反相输入是经由第二电感器。
19.根据权利要求17所述的方法，其中耦合第一非反相输入和第二非反相输入是经由第一电容器，并且耦合第一反相输入和第二反相输入是经由第二电容器。
20.根据权利要求17所述的方法，其中耦合第一非反相输入和第二非反相输入是经由第一稳定晶体管，并且耦合第一反相输入和第二反相输入是经由第二稳定晶体管。
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