DE102021126274A1

DE102021126274A1 - Radarvorrichtung

Info

Publication number: DE102021126274A1
Application number: DE102021126274.7A
Authority: DE
Inventors: Takaaki Kishigami
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Automotive Systems Co Ltd
Priority date: 2020-10-15
Filing date: 2021-10-11
Publication date: 2022-04-21
Also published as: JP2022065429A; US20220120849A1; CN114371448A

Abstract

Empfangsantennen enthalten erste Antennen an Positionen, die in einer ersten Richtung verschieden sind, zweite Antennen an Positionen, die in einer zweiten Richtung, senkrecht zur ersten Richtung, verschieden sind, und eine dritte Antenne, die verschieden ist von der ersten oder der zweiten Antenne. Die ersten und zweiten Antennen enthalten eine einzelne überlappende Antenne. Die dritte Antenne ist an einer Position angeordnet, die in der zweiten Richtung verschieden ist von einer Position der ersten Antennen. Die dritte Antenne ist an einer Position angeordnet, die um einen vorgeschriebenen Abstand in der ersten Richtung getrennt von einer Position der zweiten Antennen angeordnet ist. Mindestens ein Abstand der ersten Antennen ist der vorgeschriebene Abstand. Sendeantennen enthalten vierte Antennen, angeordnet in der ersten Richtung, und fünfte Antennen, angeordnet in der zweiten Richtung. Die vierten Antennen und die fünften Antennen enthalten eine einzelne überlappende Antenne. Ein Abstand der vierten Antennen ist weiter in der ersten Richtung als eine Aperturlänge der ersten Antennen.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf eine Radarvorrichtung.
Technischer Hintergrund
In den letzten Jahren wurden Radarvorrichtungen erforscht, die ein kurzwelliges Radar-Sendesignal, enthaltend eine Mikrowelle oder eine Millimeterwelle, verwenden, das eine hohe Auflösung vorsieht. Zur Verbesserung der Sicherheit im Freien ist die Entwicklung von Radarvorrichtungen erwünscht, die neben Fahrzeugen kleine Objekte, wie etwa Fußgänger, in einem großen Winkelbereich erfassen (beispielsweise als Weitwinkel-Radarvorrichtungen bezeichnet).
Eine der Auslegungen von Radarvorrichtungen mit einem Weitwinkel-Erfassungsbereich besteht darin, beispielsweise ein Verfahren des Empfangens einer reflektierten Welle von einem Zielobjekt mit einer Gruppenantenne, bestehend aus einer Vielzahl von Antennen (oder als Antennenelemente bezeichnet), und des Schätzens einer Richtung, aus der eine reflektierte Welle kommt (oder als Einfallswinkel bezeichnet), gemäß Empfangsphasendifferenzen für Zwischenelementabstände (Antennenabstände) (Einfallswinkelverfahren, Einfallsrichtungsschätzung) zu verwenden.
Ein Beispiel des Einfallswinkelschätzverfahrens ist ein Fourier-Verfahren (FFT-Verfahren, Verfahren mit schneller Fouriertransformation) oder ein Capon-Verfahren oder MUSIC (Multiple Signal Classification [Mehrfachsignalklassifizierung]) und ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques [Signalparameterschätzung mittels Drehinvarianztechniken]) als ein Verfahren, das eine hohe Auflösung vorsieht.
Eine Anordnung, die eine Vielzahl von Antennen (Gruppenantenne) enthält, die nicht nur in einem Radarempfänger, sondern auch in einem Radarsender vorgesehen ist, und die eine Strahlabtastung durch eine Signalverarbeitung unter Verwendung von Sende- und Empfangsgruppenantennen durchführt (und die als MIMO-Radar [Multiple Input Multiple Output Radar] bezeichnet sein kann), ist als Radarvorrichtung vorgeschlagen (siehe beispielsweise die Nichtpatentschrift 1).
Literaturverzeichnis
Patentliteratur
Patentschrift 1
WO 2018/142396
Nichtpatentliteratur

Nichtpatentschrift 1 J. Li, P. Stoica, „MIMO Radar with Colocated Antennas“, Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Ausg.: 5, S. 106 bis 114, 2007
Nichtpatentschrift 2 Kazuo SHIRAKAWA et al., „3D-Scan Millimeter-Wave Radar for Automotive Application“, Fujitsu Ten technical report, Vol. 30, Nr. 1, 2012.
Nichtpatentschrift 3 M. Kronauge, H.Rohling, „Fast two-dimensional CFAR procedure“, IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), S. 1817-1823
Nichtpatentschrift 4 Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28, Ausg.: 1, Erscheinungsjahr: 1992, Seite(n): 64 bis 79

Zusammenfassung der Erfindung
Jedoch besteht hinsichtlich eines Verfahrens zum Verbessern der Winkelmessleistung in einer Radarvorrichtung (beispielsweise, einem MIMO-Radar) Spielraum für Forschung.
Nicht einschränkende Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung ermöglichen das Vorsehen einer Radarvorrichtung mit verbesserter Winkelmessleistung.
Eine Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung enthält: eine Sendeschaltung, die im Betrieb ein Sendesignal unter Verwendung einer Vielzahl von Sendeantennen sendet; und eine Empfangsschaltung, die im Betrieb ein Reflexionswellensignal, das das von einem Objekt reflektierte Sendesignal ist, unter Verwendung einer Vielzahl von Empfangsantennen empfängt, wobei entweder die Vielzahl von Sendeantennen oder die Vielzahl von Empfangsantennen eine Vielzahl von ersten Antennen, die an verschiedenen Positionen in einer ersten Richtung angeordnet sind, eine Vielzahl von zweiten Antennen, die an verschiedenen Positionen in einer zweiten Richtung, senkrecht zur ersten Richtung, angeordnet sind, und eine dritte Antenne enthält, die verschieden von der ersten Antenne oder der zweiten Antenne ist, die ersten Antennen und die zweiten Antennen eine einzelne überlappende Antenne enthalten, die dritte Antenne an einer Position angeordnet ist, die in der zweiten Richtung verschieden von einer Position ist, an der die Vielzahl von ersten Antennen angeordnet ist, und an einer Position angeordnet ist, die um einen vorgeschriebenen Abstand in der ersten Richtung getrennt von einer Position ist, an der die Vielzahl von zweiten Antennen angeordnet ist, mindestens ein Abstand der Vielzahl von ersten Antennen der vorgeschriebene Abstand ist, die andere aus der Vielzahl von Sendeantennen oder der Vielzahl von Empfangsantennen eine Vielzahl von in der ersten Richtung angeordneten vierten Antennen und eine Vielzahl von in der zweiten Richtung angeordneten fünften Antennen enthält, die Vielzahl von vierten Antennen und die Vielzahl von fünften Antennen eine einzelne überlappende Antenne enthalten, und ein Abstand der Vielzahl von vierten Antennen in der ersten Richtung weiter ist als eine Aperturlänge der Vielzahl von ersten Antennen.
Zusätzliche Nutzen und Vorteile eines Beispiels der vorliegenden Offenbarung gehen aus der Beschreibung und der Zeichnung hervor. Die Nutzen und/oder Vorteile können einzeln durch die verschiedenen Ausführungsformen und Merkmale der Beschreibung und der Zeichnung erlangt werden, die nicht alle vorgesehen sein müssen, um einen oder mehrere aus den Nutzen und/oder Vorteilen zu erlangen.
Gemäß einem allgemeinen Beispiel der vorliegenden Offenbarung ist die Winkelmessleistung der Radarvorrichtung verbessert.
Zusätzliche Nutzen und Vorteile eines allgemeinen Beispiels der vorliegenden Offenbarung gehen aus der Beschreibung und der Zeichnung hervor. Die Nutzen und/oder Vorteile können einzeln durch die verschiedenen Ausführungsformen und Merkmale der Beschreibung und der Zeichnung erlangt werden, die nicht alle vorgesehen sein müssen, um einen oder mehrere aus den Nutzen und/oder Vorteilen zu erlangen.
Figurenliste

1 stellt ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sende- und Empfangsantennen zeigt, und ein Diagramm dar, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppe zeigt;
2 stellt Diagramme dar, die ein Beispiel eines Computersimulationsergebnisses eines Richtungsschätzverfahrens zeigen;
3 stellt ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sende- und Empfangsantennen zeigt, und ein Diagramm dar, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppe zeigt;
4 ist eine Ansicht, die ein Beispiel eines Computersimulationsergebnisses eines Richtungsschätzverfahrens zeigt;
5 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel eines Aufbaus einer Radarvorrichtung zeigt;
6 ist ein Zeitdiagramm, das ein Beispiel eines Sendesignals und eines Signals der Reflexionswelle zeigt, wenn ein Chirp-Impuls verwendet ist;
7 stellt Diagramme dar, die Beispiele einer Doppler-Aliasing-Bestimmung zeigen;
8 stellt Diagramme dar, die jeweils ein Beispiel einer Antennenanordnung zeigen;
9 stellt Diagramme dar, die jeweils ein Beispiel einer Antennenanordnung zeigen;
10 stellt Diagramme dar, die jeweils ein Beispiel einer Antennenanordnung zeigen;
11 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Antennenanordnung zeigt;
12 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Antennenanordnung zeigt;
13 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Antennenanordnung zeigt;
14 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Antennenanordnung zeigt;
15 stellt ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sende- und Empfangsantennen zeigt, und ein Diagramm dar, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppe gemäß dem Anordnungsbeispiel 1 zeigt;
16 stellt Diagramme dar, die ein Beispiel eines Computersimulationsergebnisses eines Richtungsschätzverfahrens gemäß dem Anordnungsbeispiel 1 zeigen;
17 stellt Diagramme dar, die ein Beispiel eines Computersimulationsergebnisses eines Richtungsschätzverfahrens gemäß dem Anordnungsbeispiel 1 zeigen;
18 stellt ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sende- und Empfangsantennen zeigt, und ein Diagramm dar, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppe gemäß dem Anordnungsbeispiel 1 zeigt;
19 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sende- und Empfangsantennen gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigt;
20 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppe gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigt;
21 stellt Diagramme dar, die ein Beispiel eines Computersimulationsergebnisses eines Richtungsschätzverfahrens gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigen;
22 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sende- und Empfangsantennen gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigt;
23 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppe gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigt;
24 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sende- und Empfangsantennen gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigt;
25 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppe gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigt;
26 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sende- und Empfangsantennen gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigt;
27 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppe gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigt;
28 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sende- und Empfangsantennen gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigt; und
29 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppe gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigt.

Beschreibung von Ausführungsformen
Ein MIMO-Radar sendet beispielsweise ein Radar-Sendesignal (oder als Radarsendewelle bezeichnet), das unter Verwendung von Zeitmultiplex, Frequenzmultiplex oder Codemultiplex aus einer Vielzahl von Sendeantennen (oder als Sendegruppenantenne bezeichnet) gemultiplext wird. Das MIMO-Radar empfängt beispielsweise ein von einem Objekt in der Umgebung reflektiertes Signal (beispielsweise als reflektierte Radarwelle bezeichnet) unter Verwendung einer Vielzahl von Empfangsantennen (oder als Empfangsgruppenantenne bezeichnet) und empfängt das gemultiplexte Sendesignal durch ein Trennen des Sendesignals von den Empfangssignalen. Mit einer solchen Verarbeitung ist das MIMO-Radar in der Lage, eine Ausbreitungspfadantwort zu extrahieren, angegeben durch das Produkt der Anzahl von Sendeantennen und der Anzahl von Empfangsantennen, und führt eine Gruppensignalverarbeitung unter Verwendung dieser Empfangssignale als virtuelle Empfangsgruppe durch.
Mit dem MIMO-Radar kann durch ein Gestalten der Anordnung der Antennenelemente in den Sende- und Empfangsgruppenantennen eine virtuelle Empfangsgruppenantenne (nachstehend als virtuelle Empfangsgruppe bezeichnet) gebildet sein, die anzahlmäßig maximal gleich dem Produkt der Anzahl von Sendeantennenelementen und der Anzahl von Empfangsantennenelementen ist. Mit dieser Auslegung ergibt sich der Effekt der Vergrößerung der effektiven Aperturlänge der Gruppenantenne mit einer kleinen Anzahl von Elementen, sodass die Winkelauflösung verbessert wird.
MIMO-Radars können neben der eindimensionalen Abtastung (Winkelmessung) in einer vertikalen Richtung oder einer horizontalen Richtung auch auf eine zweidimensionale Strahlabtastung in der vertikalen Richtung und der horizontalen Richtung angewendet sein (siehe beispielsweise Nichtpatentschrift 2).
Beispielsweise zeigt (a) von 1 eine Sendegruppenantenne, die vier Sendeantennen (Tx#1 bis Tx#4) enthält, die in einer vertikalen Richtung angeordnet sind (Längsrichtung in (a) von 1), und eine Empfangsgruppenantenne, die vier Empfangsantennen (Rx#1 bis Rx#4) enthält, die in einer horizontalen Richtung angeordnet sind (Querrichtung in (a) von 1). Wie in (a) von 1 gezeigt, sind die Sendeantennen in der vertikalen Richtung in gleichen Abständen (dv) angeordnet, und die Empfangsantennen sind in der horizontalen Richtung in gleichen Abständen (d_H) angeordnet (siehe beispielsweise die Nichtpatentschrift 2).
(b) von 1 zeigt eine virtuelle Empfangsgruppe, die Sende- und Empfangsgruppenantennen einer in (a) von 1 gezeigten Antennenanordnung enthält. Die in (b) von 1 gezeigte virtuelle Empfangsgruppe besteht aus virtuellen Empfangsantennen mit 16 Elementen (VA#1 bis VA#16), wobei vier Antennen in der horizontalen Richtung und vier Antennen in der vertikalen Richtung in einer rechteckigen Form angeordnet sind. In (b) von 1 ist der horizontale Zwischenelementabstand der virtuellen Empfangsgruppe d_H, und der vertikale Zwischenelementabstand der virtuellen Empfangsgruppe ist dv. Die horizontale Aperturlänge A_H der virtuellen Empfangsgruppe beträgt 3d_H, und die vertikale Aperturlänge Av der virtuellen Empfangsgruppe beträgt 3dv.
(a) und (b) von 2 stellen eine Fourier-Strahlcharakteristik dar, ausgerichtet bei 0° in der horizontalen Richtung und 0° in der vertikalen Richtung, wo in der Antennenanordnung des in (a) von 1 gezeigten MIMO-Radars der horizontale Zwischenelementabstand d_H = 0,5λ und der vertikale Zwischenelementabstand dv = 0,5λ sind. λ stellt die Wellenlänge einer Radar-Trägerwelle dar.
Wie in (a) und (b) von 2 gezeigt, ist bei 0° in der horizontalen Richtung und 0° in der vertikalen Richtung ein Hauptstrahl (eine Hauptkeule) ausgebildet. Hier verbessert sich, da sich die Strahlbreite eines Hauptstrahls verengt, die Winkeltrennungsleistung für eine Vielzahl von Zielen. Beispielsweise beträgt in (a) und (b) von 2 die Strahlbreite bei einem Leistungspegel von 3 dB etwa 26°. Wie in (a) und (b) von 2 gezeigt, werden um den Hauptstrahl herum Nebenkeulen erzeugt. In einer Radarvorrichtung wird eine Nebenkeule zu einem Faktor der fälschlichen Erfassung als virtuelles Bild. Aus diesem Grund reduziert sich, da der Spitzenpegel einer Nebenkeule abnimmt, die Wahrscheinlichkeit, dass die Nebenkeule in einer Radarvorrichtung fälschlicherweise als ein virtuelles Bild erfasst wird. In (a) und (b) von 2 beträgt ein Verhältnis der Leistung jeder Nebenkeule zum Spitzenpegel, normalisiert nach dem Spitzenpegel des Hauptstrahls, (Spitze-Nebenkeulen-Verhältnis [Peak Sidelobe Level Ratio, PSLR]) etwa -13 dB (wobei Gewichtungen von Strahlen gleicher Amplitude verwendet sind).
In der Patentschrift 1 sind in Sendeantennen Antennenelemente (beispielsweise eine Elementgruppe) in gleichen Abständen in einer vertikalen Richtung so angeordnet, dass sie in gleichen Abständen in mindestens zwei Reihen in einer horizontalen Richtung gegenüberstehen, und in Empfangsantennen Antennenelemente (beispielsweise eine Elementgruppe) in gleichen Abständen in der horizontalen Richtung so angeordnet, dass sie in gleichen Abständen in mindestens zwei Reihen in einer vertikalen Richtung mit einem solchen Abstand gegenüberstehen, dass die Reihen der Sendeantennen einbezogen sind. Mit dieser Antennenanordnung ist eine rechtwinklige, ebene, dicht angeordnete virtuelle Gruppenanordnung erhalten, wie im Fall der Nichtpatentschrift 2. Auch in diesem Fall beträgt ein Verhältnis der Leistung jeder Nebenkeule zum Spitzenpegel, normalisiert nach dem Spitzenpegel des Hauptstrahls, (Spitze-Nebenkeulen-Verhältnis) etwa -13 dB (wobei Gewichtungen von Strahlen gleicher Amplitude verwendet sind).
Mit der in (a) von 1 gezeigten Antennenanordnung des MIMO-Radars sind virtuelle Empfangsantennen gleichmäßig in einer Ebene angeordnet, wie in (b) von 1 gezeigt. Hier ist die vertikale Apertur der in (b) von 1 gezeigten virtuellen Empfangsantennen dieselbe wie die Apertur der Sendeantennen. Mit anderen Worten, die Anzahl von Elementen der in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen ist dieselbe wie die Anzahl von Elementen (beispielsweise Nt) der in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen. Ähnlich ist die horizontale Apertur der in (b) von 1 gezeigten virtuellen Empfangsantennen dieselbe wie die Apertur der Empfangsantennen. Mit anderen Worten, die Anzahl von Elementen der in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen ist dieselbe wie die Anzahl von Elementen (beispielsweise Nr) der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen.
Daher ist das Produkt der Anzahl von Elementen (Nt) der in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen und der Anzahl von Elementen (Nr) der in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen Nt × Nr und ist gleich dem Produkt Nt × Nr der Anzahl von Sendeantennen und der Anzahl von Empfangsantennen, und eine Erweiterung der Apertur der virtuellen Empfangsantennen ist auf einen Wert bis zu Nt × Nr festgelegt (mit anderen Worten, begrenzt oder eingeschränkt).
Zum Beispiel sind in der Patentschrift 1 bei den Sendeantennen mindestens zwei Reihen von Antennenelementen in gleichen Abständen in der vertikalen Richtung so angeordnet, dass sie in der horizontalen Richtung gegenüberstehen; somit erhöht sich die horizontale Apertur der virtuellen Empfangsantennen auf mindestens zweimal so groß wie die Anzahl von Empfangsantennenelementen, die zwischen den Reihen der Sendeantennenelemente angeordnet sind. Mit anderen Worten, die Anzahl von Elementen der in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen ist mindestens zweimal so groß wie die Anzahl von Elementen der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen.
Ähnlich sind zum Beispiel in der Patentschrift 1 bei den Empfangsantennen mindestens zwei Reihen von Antennenelementen in gleichen Abständen in der horizontalen Richtung so angeordnet, dass sie in der vertikalen Richtung mit einem solchen Abstand gegenüberstehen, dass die Reihen der Sendeantennen eingeschlossen sind; somit erhöht sich die vertikale Apertur der virtuellen Empfangsantennen auf mindestens zweimal so groß wie die Anzahl von Sendeantennenelementen, die zwischen den Reihen der Empfangsantennenelemente angeordnet sind. Mit anderen Worten, die Anzahl von Elementen der in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen ist mindestens zweimal so groß wie die Anzahl von Elementen der in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen.
Hier ist angenommen, dass die Anzahl von in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen (oder die Anzahl von Antennenelementen) „Nta“ ist, und dass „Ntb“ Reihen der Nta Antennen so angeordnet sind, dass sie in der horizontalen Richtung gegenüber stehen. Hier ist angenommen, dass die Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen (oder die Anzahl von Antennenelementen) „Nra“ ist, und dass „Nrb“ Reihen der Nra Antennen so angeordnet sind, dass sie in der vertikalen Richtung gegenüber stehen. Mit anderen Worten, die Anzahl Nt von Sendeantennen ist Nta × Ntb, und die Anzahl Nr von Empfangsantennen ist Nra × Nrb.
In diesem Fall ist die Anzahl von Elementen der in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen Nrb-mal die Anzahl Nta von Elementen der in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen (= Nta × Nrb). Die Anzahl von Elementen der in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen ist Ntb-mal die Anzahl Nra von Elementen der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen (= Nra × Ntb). Daher ist das Produkt der Anzahl von Elementen der in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen und der Anzahl von Elementen der in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen Nta × Nrb × Nra × Ntb = Nt × Nr und das Produkt Nt × Nr der Anzahl von Sendeantennen und der Anzahl von Empfangsantennen, und dies ist beispielsweise ähnlich der in (a) und (b) von 1 gezeigten Antennenanordnung.
Wie vorstehend beschrieben, ist bei der in der Patentschrift 1 beschriebenen Antennenanordnung der Effekt des Erhöhens der Anzahl von Elementen der in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen und der Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen einschränkend, und als Ergebnis ist eine Erhöhung der Antennenaperturlänge begrenzt, sodass die Verbesserung der Winkelmessleistung in der Radarvorrichtung auch begrenzt sein kann.
Zum Beispiel besteht in einer MIMO-Gruppenanordnung eine Möglichkeit, dass eine Radarvorrichtung fälschlich die Einfallswinkel mehrfacher Wellen in einem bestimmten Winkel mit einer Empfangspegeldifferenz erfasst. Als Beispiel zeigt (a) von 3 ein Beispiel, bei dem jeder aus einem Satz von Sendeantennen und einem Satz von Empfangsantennen in einer L-Form angeordnet ist (beispielsweise als „L-förmige Sende- und Empfangsanordnung“ bezeichnet), und (b) von 3 zeigt eine virtuelle Empfangsgruppe, die Sende- und Empfangsgruppenantennen der in (a) von 3 gezeigten Antennenanordnung enthält.
Zum Beispiel besteht bei der in (b) von 3 gezeigten virtuellen Empfangsantennenanordnung, wenn eine einzelne virtuelle Antenne (beispielsweise VA#39, VA#40, VA#47 und VA#48 [oder VA#9 bis VA#13, VA#17 bis VA#21 und VA#25 bis VA#29]) in der vertikalen (oder horizontalen) Richtung angeordnet ist, eine Möglichkeit, dass es für eine Radarvorrichtung schwierig ist, vielfache horizontale (oder vertikale) Wellen zu trennen.
Zum Beispiel ist bei der in (b) von 3 gezeigten virtuellen Empfangsantennenanordnung, wenn eine Vielzahl von virtuellen Antennen an vertikalen (oder horizontalen) Positionen angeordnet ist, eine Radarvorrichtung in der Lage, vielfache horizontale (oder vertikale) Wellen zu trennen. Wenn jedoch der Abstand der virtuellen Antennen an den horizontalen (oder vertikalen) Positionen größer als oder gleich einer Wellenlänge ist, besteht eine Möglichkeit, dass es für eine Radarvorrichtung schwierig ist, vielfache Wellen in bestimmten horizontalen (oder vertikalen) Abständen (beispielsweise Azimut- [oder Elevations-]Abständen, bei denen Gitterkeulen auftreten) zu trennen.
4 zeigt eine Fourier-Strahlcharakteristik (eine Computersimulation eines Schätzergebnisses), wenn die Einfallswinkel (H, V) von zwei Wellen mit gleicher Empfangsleistung jeweils (20°, 20°) und (-20°, -20°) sind in der Antennenanordnung des in (a) und (b) von 3 gezeigten MIMO-Radars.
Wie in 4 gezeigt, kann eine falsche Spitze bei einem hohen Pegel (beispielsweise einem Pegel wie in dem Fall eines wahren Werts) in Richtungen erscheinen, die verschieden sind von Richtungen des wahren Werts (20°, 20°) und (-20°, -20°), beispielsweise den Richtungen (20°, -20°) und (-20°, 20°).
In einem allgemeinen Beispiel der vorliegenden Offenbarung ist ein Verfahren zum Verbessen der zweidimensionalen Winkelmessleistung durch ein Verwenden einer MIMO-Gruppenanordnung beschrieben, die in der Lage ist, vielfache Wellen zu trennen. In einem allgemeinen Beispiel der vorliegenden Offenbarung ist ein Verfahren zum Verbessen der zweidimensionalen Winkelmessleistung durch ein Verwenden einer MIMO-Gruppenanordnung beschrieben, bei der die Apertur der virtuellen Empfangsantennen in zwei Dimensionen erweitert ist, beispielsweise der vertikalen Richtung und der horizontalen Richtung.
Nachstehend sind Ausführungsformen gemäß einem allgemeinen Beispiel der vorliegenden Offenbarung unter Bezugnahme auf die Zeichnung genau beschrieben. In den Ausführungsformen sind gleiche Bestandteile mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet, und die Beschreibung davon ist nicht wiederholt.
Nachstehend ist eine Radarvorrichtung mit einer Anordnung (mit anderen Worten, einer MIMO-Radaranordnung) beschrieben, bei der ein Sendezweig verschiedene Codegemultiplexte Sendesignale aus einer Vielzahl von Sendeantennen sendet und ein Empfangszweig einen Vorgang des getrennten Empfangens der Sendesignale durchführt. Der Aufbau der Radarvorrichtung ist nicht darauf beschränkt und kann ein Aufbau sein, bei dem ein Sendezweig verschiedene frequenzgemultiplexte Sendesignale aus einer Vielzahl von Sendeantennen sendet und ein Empfangszweig einen Vorgang des getrennten Empfangens der Sendesignale durchführt. In ähnlicher Weise kann der Aufbau der Radarvorrichtung ein Aufbau sein, bei dem ein Sendezweig zeitgemultiplexte Sendesignale aus einer Vielzahl von Sendeantennen sendet und ein Empfangszweig einen Empfangsvorgang durchführt.
In ähnlicher Weise kann der Aufbau der Radarvorrichtung ein Aufbau sein, bei dem ein Sendezweig verschiedene Doppler-gemultiplexte Sendesignale aus einer Vielzahl von Sendeantennen sendet und ein Empfangszweig einen Vorgang des getrennten Empfangens der Sendesignale durchführt. In ähnlicher Weise kann der Aufbau der Radarvorrichtung ein Aufbau sein, bei dem ein Sendezweig Sendesignale, gemultiplext durch eine Kombination von mindestens zwei aus Codemultiplexen, Zeitmultiplexen und Doppler-Multiplexen, aus einer Vielzahl von Sendeantennen sendet und ein Empfangszweig einen Vorgang des getrennten Empfangens der Sendesignale durchführt.
Nachstehend ist als Beispiel der Aufbau eines Radarsystems (das auch beispielsweise Chirp-Impulssenden [schnelle Chirpmodulation] genannt ist) beschrieben, das eine frequenzmodulierte Impulswelle verwendet, wie etwa einen Chirp-Impuls. Ein Modulationsschema ist nicht auf eine Frequenzmodulation beschränkt. Zum Beispiel ist ein allgemeines Beispiel der vorliegenden Offenbarung auch auf ein Radarsystem anwendbar, das einen Einzelimpuls oder einen codierten Impuls verwendet.
[Aufbau der Radarvorrichtung]
5 ist ein Blockschaltbild, das ein Aufbaubeispiel der Radarvorrichtung 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt.
Die Radarvorrichtung 10 enthält einen Radarsender (Sendezweig) 100, einen Radarempfänger (Empfangszweig) 200 und einen Positionsbestimmungsausgang 300.
Der Radarsender 100 (der beispielsweise einer Sendeschaltung entspricht), erzeugt beispielsweise ein Radarsignal (Radarsendesignal) und sendet das Radarsendesignal in einem vorgegebenen Sendezeitraum unter Verwendung einer Sendegruppenantenne, die aus einer Vielzahl von Sendeantennen 106 besteht.
Der Radarempfänger 200 (der beispielsweise einer Empfangsschaltung entspricht), empfängt beispielsweise ein Reflexionswellensignal, das ein Radarsendesignal ist, das von einem Zielobjekt (nicht gezeigt) reflektiert ist, unter Verwendung einer Empfangsgruppenantenne, die eine Vielzahl von (beispielsweise Na) Empfangsantennen 202 enthält. Der Radarempfänger 200 führt eine Signalverarbeitung beispielsweise an dem durch jede Empfangsantenne 202 empfangenen Reflexionswellensignal durch, erfasst ein Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Zielobjekts oder schätzt einen Ankunftsabstand, eine Dopplerfrequenz (mit anderen Worten, Relativgeschwindigkeit) und Einfallsrichtung des Signals der Reflexionswelle und gibt Informationen über ein geschätztes Ergebnis (mit anderen Worten, Positionsbestimmungsinformationen) aus.
Der Positionsbestimmungsausgang 300 führt ein Positionsbestimmungsausgabeverfahren gemäß Informationen über ein Schätzergebnis der vom Radarempfänger 200 eingegebenen Einfallsrichtung aus.
Die Radarvorrichtung 10 kann beispielsweise auf einer beweglichen Einheit montiert sein, wie etwa einem Fahrzeug. Der Radarempfänger 200 oder der Positionsbestimmungsausgang 300 kann mit einer elektronischen Steuereinheit (ECU) einer Steuervorrichtung (nicht gezeigt), wie etwa eines Fahrerassistenzsystems (FAS), was die Unfallsicherheit erhöht, und einem autonomen Fahrsystem verbunden sein, und der Positionsbestimmungsausgang (Informationen über ein Schätzergebnis) kann für eine Fahrzeug-Fahrsteuerung oder eine Weckrufsteuerung verwendet werden.
Die Radarvorrichtung 10 kann beispielsweise an einer relativ erhöhten Struktur (nicht gezeigt) angebracht sein, wie etwa einem Straßenstrommast oder einer Verkehrsampel. Die Radarvorrichtung 10 kann beispielsweise verwendet werden als Sensor in einem Unterstützungssystem oder einem Eindringverhinderungssystem (nicht gezeigt), das die Sicherheit eines vorbeikommenden Fahrzeugs oder Fußgängers erhöht. Der Radarempfänger 200 oder der Positionsbestimmungsausgang 300 kann mit einer Steuervorrichtung (nicht gezeigt) beispielsweise in einem Unterstützungssystem oder einem Eindringverhinderungssystem verbunden sein, das die Sicherheit erhöht, und der Positionsbestimmungsausgang kann für eine Weckrufsteuerung oder eine Anomalieerkennungssteuerung verwendet werden. Die Nutzungen der Radarvorrichtung 10 sind nicht darauf beschränkt, und sie kann für andere Zwecke benutzt werden.
Das Zielobjekt ist ein durch die Radarvorrichtung 10 zu erfassendes Objekt. Beispiele des Zielobjekts umfassen ein Fahrzeug (einschließlich eines vierrädrigen Fahrzeugs und eines zweirädrigen Fahrzeugs), eine Person, einen Häuserblock und einen Bordstein.
[Anordnung des Radarsenders 100]
Der Radarsender 100 enthält einen Radar-Sendesignalgenerator 101, einen Codegenerator 104, einen Phasendreher 105 und Sendeantennen 106.
Der Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugt beispielsweise ein Radarsendesignal (mit anderen Worten, eine Basisbandsignal). Der Radar-Sendesignalgenerator 101 enthält beispielsweise einen Modulationssignalsender 102 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 103. Nachstehend sind Bestandteile im Radar-Sendesignalgenerator 101 beschrieben.
Der Modulationssignalsender 102 gibt beispielsweise ein sägezahnförmiges moduliertes Signal (mit anderen Worten, ein moduliertes Signal für die VCO-Steuerung) zu jedem Radar-Sendezyklus Tr aus, wie in 6 oben gezeigt.
Der VCO 103 gibt ein frequenzmoduliertes Signal (nachstehend beispielsweise als Frequenz-Chirp-Signal oder Chirp-Signal bezeichnet) zum Phasendreher 105 gemäß einem Radarsendesignal (modulierten Signal) aus, das vom Modulationssignalsender 102 ausgegeben ist.
Ein durch den Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugtes Chirp-Signal wird zum Radarempfänger 200 (Mischer 204 [weiter unten beschrieben]) ausgegeben.
Der Codegenerator 104 erzeugt verschiedene Codes jeweils für die Sendeantennen 106, die das Code-Multiplexsenden durchführen. Der Codegenerator 104 gibt Phasendrehungsbeträge, die jeweils zu den erzeugten Codes gehören, an den Phasendreher 105 aus. Der Codegenerator 104 gibt Informationen über die erzeugten Codes an den Radarempfänger 200 (Ausgangsschalter 209 [weiter unten beschrieben]) aus.
Der Phasendreher 105 weist beispielsweise die vom Codegenerator 104 eingegebenen Phasendrehungsbeträge einem vom Radar-Sendesignalgenerator 101 eingegebenen Chirp-Signal zu und gibt phasengedrehte Signale an Sendeantennen 106 aus (beispielsweise die erste Sendeantenne 106-1 und die zweite Sendeantenne 106-2). Zum Beispiel kann der Phasendreher 105 Phaser oder Phasenmodulatoren enthalten (nicht gezeigt).
Die Ausgangssignale des Phasendrehers 105 werden auf eine vorgeschriebene Sendeleistung verstärkt und von den Sendeantennen 106 in den Äther abgestrahlt. Mit anderen Worten, den Radarsendesignalen werden die Phasendrehungsbeträge zugewiesen, die zu den Codes gehören, und sie werden mittels Code-Multiplexing von Sendeantennen 106 gesendet.
Als Nächstes ist ein Beispiel von Codes (beispielsweise Orthogonalcodes) beschrieben, die in der Radarvorrichtung 10 festgelegt sind.
Der Codegenerator 104 kann beispielsweise verschiedene Codes jeweils für die Sendeantennen 106 erzeugen, die das Code-Multiplexsenden durchführen.
Zum Beispiel ist nachstehend die Anzahl von Sendeantennen 106 „N_Tx“. Hier ist N_Tx ≥ 2.
Die Anzahl von gemultiplexten Codes ist „N_CM“. 5 stellt den Fall dar, wo N_CM = N_Tx; jedoch ist die Auslegung nicht darauf beschränkt. Zum Beispiel kann derselbe Code durch einen Satz von Sendeantennen 106 gesendet werden (beispielsweise durch Gruppensenden oder Strahlformungssenden). In diesem Fall ist N_CM < N_Tx.
Der Codegenerator 104 legt beispielsweise N_CM Orthogonalcodes von N_allcode (oder die durch N_allcode(Loc) dargestellt sein können) Orthogonalcodes fest, die in Codesequenzen (beispielsweise Orthogonalcodesequenzen [oder einfach Codes oder Orthogonalcodes] in orthogonaler Beziehung zueinander) mit einer Codelänge (mit anderen Worten, der Anzahl von Codeelementen) Loc enthalten sind, für Codes für das Code-Multiplexsenden fest.
Zum Beispiel ist die Anzahl N_CM gemultiplexter Codes kleiner als die Anzahl N_allcode von Orthogonalcodes, und N_CM < N_allcode. Mit anderen Worten, die Codelänge Loc eines Orthogonalcodes ist größer als die Anzahl gemultiplexter Codes N_CM. Zum Beispiel sind N_CM Orthogonalcodes mit der Codelänge Loc dargestellt durch Code_ncm = [OC_ncm(1), OC_ncm(2), ... , OC_ncm(Loc)]. Hier stellt „OC_ncm(noc)“ das noc-te Codeelement im ncm-ten Orthogonalcode Code_ncm dar. „ncm“ gibt den Index eines zum Code-Multiplexen verwendeten Orthogonalcodes an, und ncm = 1, ... , N_CM. „noc“ ist der Index eines Codeelements, und noc = 1, ..., Loc.
Hier sind aus den N_allcode Orthogonalcodes mit der Codelänge Loc (N_allcode - N_CM) Orthogonalcodes im Codegenerator 104 nicht verwendet (mit anderen Worten, nicht für das Code-Multiplexsenden verwendet). Nachstehend sind (N_allcode - N_CM) Orthogonalcodes, die im Codegenerator 104 nicht verwendet sind, als „ungenutzte Orthogonalcodes“ bezeichnet. Mindestens einer der ungenutzten Orthogonalcodes wird beispielsweise für die Dopplerfrequenz-Aliasing-Bestimmung im Aliasing-Bestimmer 212 des Radarempfängers 200 (weiter unten beschrieben) benutzt. (Ein Beispiel ist weiter unten beschrieben.)
Durch ein Verwenden ungenutzter Orthogonalcodes ist die Radarvorrichtung 10 in der Lage, beispielsweise ein durch ein Code-Multiplexen von den Sendeantennen 106 gesendetes Signal zu empfangen durch ein Auftrennen des Signals in Einzelsignale und ein Erweitern des Bereichs einer erfassbaren Dopplerfrequenz in einem Zustand, wo eine Störung unter den Codes unterdrückt ist. (Ein Beispiel ist weiter unten beschrieben.)
Wie vorstehend beschrieben, sind N_CM durch den Codegenerator 104 erzeugte Orthogonalcodes beispielsweise zueinander orthogonale Codes (mit anderen Worten, unkorrelierte Codes). Zum Beispiel kann ein Walsh-Hadamard-Code für eine Orthogonalcodesequenz verwendet werden. Die Codelänge eines Walsh-Hadamard-Codes ist eine Zweierpotenz, und ein Walsh-Hadamard-Code mit jeder Codelänge enthält Orthogonalcodes in gleicher Anzahl wie die Codelänge. Zum Beispiel enthält ein Walsh-Hadamard-Code mit einer Codelänge von zwei, vier, acht oder 16 jeweils zwei, vier, acht oder 16 Orthogonalcodes.
Nachstehend kann als Beispiel die Codelänge Loc jeder der N_CM Orthogonalcodesequenzen so festgelegt sein, dass sie den folgenden Ausdruck 1 erfüllt. $L o c \geq 2^{c e i l [{log}_{2} (N_{C M} + 1)]}$
Hier ist ceil[x] ein Operator, der eine minimale Ganzzahl ausgibt, die größer ist als die reelle Zahl x (Aufrundungsfunktion). Im Fall des Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc gilt die Beziehung N_allcode(Loc) = Loc. Da zum Beispiel ein Walsh-Hadamard-Code mit der Codelänge Loc = 2, 4, 8 oder 16 zwei, vier, acht oder 16 Orthogonalcodes enthält, gelten N_allcode(2) = 2, N_allcode(4) = 4, N_allcode(8) = 8 und N_allcode(16) = 16. Der Codegenerator 104 kann beispielsweise N_CM Orthogonalcodes aus N_llcode(Loc) Orthogonalcodes verwenden, die in einem Walsh-Hadamard-Code mit der Codelänge Loc enthalten sind.
Hier ist die Codelänge beschrieben. Wenn beispielsweise die Bewegungsgeschwindigkeit eines Zielobjekts oder der Radarvorrichtung 10 eine Beschleunigung enthält, sind die Codes anfälliger für Störung unter den Codes, wenn sich die Codelänge erhöht. Da sich die Codelänge erhöht, erhöhen sich Kandidaten in einem Doppler-Aliasingbereich bei der Doppler-Aliasing-Bestimmung (weiter unten beschrieben). Aus diesem Grund erhöht sich, wenn Zielobjekte vielfacher Dopplerfrequenzen über verschiedene Aliasingbereiche in demselben Abstandsindex vorhanden sind, die Wahrscheinlichkeit, dass sich Dopplerfrequenzindizes überlappen, die jeweils in verschiedenen Aliasingbereichen erfasst werden; daher kann sich die Wahrscheinlichkeit erhöhen, dass es für die Radarvorrichtung 10 schwierig ist, ein Aliasing angemessen zu bestimmen.
Aus diesem Grund kann die Radarvorrichtung 10 vom Gesichtspunkt der Leistung und des Rechenaufwands bei der Aliasing-Bestimmung im Aliasing-Bestimmer 212 des Radarempfängers 200 (weiter unten beschrieben) Codes mit einer kürzeren Codelänge verwenden. Als Beispiel kann die Radarvorrichtung 10 Orthogonalcodesequenzen mit der kürzesten Codelänge aus den Codelängen Loc verwenden, die den Ausdruck 1 erfüllen.
Wenn ein Walsh-Hadamard-Code mit der Codelänge Loc beispielsweise einen Code [OC_ncm(1), OC_ncm(2), ... , OC_ncm(Loc - 1), OC_ncm(Loc)] mit der Codelänge Loc enthält, enthält der Walsh-Hadamard-Code mit der Codelänge Loc auch einen Code [OC_ncm(1), - OC_ncm(2), ..., OC_ncm(Loc- 1), -OCncm(Loc)], dessen ungeradzahlige Codeelemente dieselben sind, und dessen geradzahlige Codeelemente im Vorzeichen invertiert sind.
Wenn ein anderer Code, verschieden von einem Walsh-Hadamard-Code mit der Codelänge Loc, beispielsweise einen Code [OC_ncm(1), OC_ncm(2), ... , OC_ncm(Loc- 1), OC_ncm(Loc)] mit der Codelänge Loc enthält, kann ein Code mit der Codelänge Loc ein Code [OC_ncm(1), -OCncm(2), ... , OCncm(Loc - 1), -OCncm(Loc)] sein, dessen ungeradzahlige Codeelemente dieselben sind, und dessen geradzahlige Codeelemente im Vorzeichen invertiert sind, oder ein Code [-OC_ncm(1), OC_ncm(2), ..., -OC_ncm(Loc-1), OC_ncm(Loc)] sein, dessen geradzahlige Codeelemente dieselben sind, und dessen ungeradzahlige Codeelemente im Vorzeichen invertiert sind.
Wenn die Anzahl ungenutzter Orthogonalcodes (N_allcode - N_CM) größer als oder gleich zwei beträgt, kann die Radarvorrichtung 10 beispielsweise Codes so wählen, dass der Codesatz in einer beliebigen der oben beschriebenen Beziehungen nicht in den ungenutzten Orthogonalcodes enthalten ist. Zum Beispiel kann einer der Codes in jedem der Codesätze in den vorstehend beschriebenen Beziehungen für das Code-Multiplexsenden verwendet werden, und der andere der Codes kann in ungenutzten Orthogonalcodes enthalten sein. Durch ein Wählen ungenutzter Orthogonalcodes wird die Genauigkeit der Dopplerfrequenz-Aliasing-Bestimmung im Aliasing-Bestimmer 212 des Radarempfängers 200 (weiter unten beschrieben) verbessert. (Ein Beispiel ist weiter unten beschrieben.)
Als Nächstes ist ein Beispiel eines Orthogonalcodes in jeder der Anzahlen N_CM von gemultiplexten Codes beschrieben.
<N_CM = 2 oder 3>
Wenn N_CM = 2 oder 3 ist, kann beispielsweise ein Walsh-Hadamard-Code mit der Codelänge Loc = 4, 8, 16, 32, ... angewendet werden. Im Fall dieser Codelängen Loc ist N_CM < N_allcode(Loc). Wenn die Anzahl N_CM gemultiplexter Codes = 2 oder 3 beträgt, ist der Fall beschrieben, wo ein Walsh-Hadamard-Code mit der kürzesten Codelänge (beispielsweise Loc = 4) aus diesen Codelängen Loc verwendet ist.
Beispielsweise ist ein Walsh-Hadamard-Code mit der Codelänge Loc durch WH_Loc(nwhc) dargestellt. nwhc gibt einen in dem Walsh-Hadamard-Code mit der Codelänge Loc enthaltenen Codeindex an, und nwhc = 1, ... , Loc. Zum Beispiel enthält ein Walsh-Hadamard-Code mit der Codelänge Loc = 4 Orthogonalcodes WH₄(1) = [1, 1, 1, 1], WH₄(2) = [1, -1, 1, -1], WH₄(3) = [1, 1, -1, -1] und WH₄(4) = [1, -1, -1, 1].
Hier sind in dem Walsh-Hadamard-Code mit der Codelänge Loc = 4 WH₄(1) = [1, 1, 1, 1] und WH₄(2) = [1, -1, 1, -1] Sätze von Codes, deren ungeradzahlige Codeelemente dieselben sind und die geradzahligen Codeelemente im Vorzeichen invertiert sind. WH₄(3) = [1, 1, -1, -1] und WH₄(4) = [1, -1, -1, 1] sind auch ein Satz von Codes in einer ähnlichen Beziehung wie der Satz von WH₄(1) und WH₄(2).
Wenn beispielsweise die Anzahl (N_allcode - N_CM) ungenutzter Orthogonalcodes größer als oder gleich zwei beträgt, kann die Radarvorrichtung 10 Codes so wählen, dass die Codesätze in solchen Beziehungen nicht in den ungenutzten Orthogonalcodes enthalten sind.
Wenn beispielsweise die Anzahl N_CM gemultiplexter Codes zwei beträgt, bestimmt der Codegenerator 104 zwei Orthogonalcodes eines Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc = 4 als Codes für das das Code-Multiplexsenden. In diesem Fall beträgt die Anzahl (N_allcode - N_CM) ungenutzter Orthogonalcodes zwei.
Zum Beispiel kann der Codegenerator 104 Codes für das Code-Multiplexsenden so wählen, dass ein Satz von Codes WH₄(1) und WH₄(2) oder ein Satz von Codes WH₄(3) und WH₄(4) nicht in den ungenutzten Orthogonalcodes enthalten sind. Zum Beispiel kann eine Kombination von Codes (Code₁ und Code₂) für das Code-Multiplexsenden eine Kombination von Code₁ = WH₄(1) (= [1, 1, 1, 1]) und Code₂ = WH₄(3) (= [1, 1, -1, -1]), eine Kombination von Code₁ = WH₄(1) und Code₂ = WH₄(4), eine Kombination von Code₁ = WH₄(2) und Code₂ = WH₄(3) oder eine Kombination von Code₁ = WH₄(2) und Code₂ = WH₄(4) sein.
Wenn die Anzahl N_CM gemultiplexter Codes zwei beträgt, kann der Aliasing-Bestimmer 212 im Radarempfänger 200 beispielsweise mindestens einen von zwei (= N_allcode - N_CM) ungenutzten Orthogonalcodes, die nicht im Codegenerator 104 verwendet sind (mit anderen Worten, nicht für das Code-Multiplexsenden verwendet sind), aus N_allcode (= 4) Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc = 4 für die Aliasing-Bestimmung verwenden. (Ein Beispiel ist weiter unten beschrieben.)
Nachstehend sind aus N_allcode Orthogonalcodes mit der Codelänge Loc ungenutzte Orthogonalcodes durch „UnCode_nuc = [UOC_nuc(1), UOC_nuc(2), ..., UOC_nuc(Loc)] dargestellt. UnCode_nuc stellt den nuc-ten ungenutzten Orthogonalcode dar. nuc stellt den Index eines ungenutzten Orthogonalcodes dar, und nuc = 1, ... , (N_allcode - NcM). UOCnuc(noc) stellt das noc-te Codeelement im nuc-ten ungenutzten Orthogonalcode UnCode_nuc dar. noc stellt den Index eines Codeelements dar, und noc = 1, ..., Loc.
Wenn beispielsweise die Anzahl gemultiplexter Codes zwei beträgt und durch den Codegenerator 104 bestimmte Codes für das Code-Multiplexsenden Code₁ = WH₄(1) (= [1, 1, 1, 1]) und Code₂ = WH₄(3) (= [1, 1, -1, -1]) sind, sind ungenutzte Orthogonalcodes UnCode₁ = WH₄(2) (= [1, -1, 1, -1]) und UnCode₂ = WH₄(4) (= [1, -1, -1, 1]). Eine Kombination ungenutzter Orthogonalcodes (UnCode₁ und UnCode₂) ist nicht auf eine Kombination von WH₄(2) und WH₄(4) beschränkt und kann eine Kombination anderer Codes sein.
Ähnlich bestimmt, wenn beispielsweise die Anzahl N_CM gemultiplexter Codes drei beträgt, der Codegenerator 104 drei Orthogonalcodes aus Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc = 4 als Codes für das das Code-Multiplexsenden. In diesem Fall beträgt die Anzahl (N_allcode - N_CM) ungenutzter Orthogonalcodes eins.
Zum Beispiel kann der Codegenerator 104 Code₁ = WH₄(3) = [1, 1, -1, -1], Code₂ = WH₄(4) = [1, -1, -1, 1] und Code₃ = WH₄(2) = [1, -1, 1, -1] wählen.
Der Aliasing-Bestimmer 212 des Radarempfängers 200 kann einen (= N_allcode - N_CM) ungenutzten Orthogonalcode aus N_allcode (= 4) Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc = 4 für die Aliasing-Bestimmung verwenden. (Ein Beispiel ist weiter unten beschrieben.) Wenn beispielsweise die Anzahl N_CM gemultiplexter Codes drei beträgt und durch den Codegenerator 104 bestimmte Codes für das Code-Multiplexsenden Code₁ = WH₄(3) = [1, 1, -1, -1], Code₂ = WH₄(4) = [1, -1, -1, 1] und Code₃ = WH₄(2) = [1, -1, 1, -1] sind, ist ein ungenutzter Orthogonalcode UnCode₁ = WH₄(1) = [1, 1, 1, 1]. Eine Kombination von Codes für das Code-Multiplexsenden (Code₁, Code₂ und Code₃) und ungenutzten Orthogonalcodes (UnCode₁) ist nicht darauf beschränkt und kann eine andere Kombination von Codes sein.
Wenn die Anzahl N_CM von gemultiplexten Codes fünf oder mehr beträgt, kann die Radarvorrichtung 10 ebenso Codes für das Code-Multiplexsenden und ungenutzte Orthogonalcodes bestimmen, wie in dem Fall, wo die Anzahl N_CM von gemultiplexten Codes eine beliebige von zwei bis vier ist.
Zum Beispiel kann der Codegenerator 104 N_CM Orthogonalcodes aus Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc, ausgedrückt durch den Ausdruck 2, als Codes für das Code-Multiplexsenden wählen. In diesem Fall ist N_CM < Loc = N_allcode. $L o c = 2^{c e i l [{log}_{2} (N_{C M} + 1)]}$
Der Aliasing-Bestimmer 212 des Radarempfängers 200 kann (N_allcode - N_CM) ungenutzte Orthogonalcodes aus N_allcode (= Loc) Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc für die Aliasing-Bestimmung verwenden. (Ein Beispiel ist weiter unten beschrieben.) Wenn die Anzahl (N_allcode - N_CM) ungenutzter Orthogonalcodes größer als oder gleich zwei beträgt, kann der Codegenerator 104 beispielsweise Codes für das Code-Multiplexsenden aus Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc so wählen, dass ein Satz von Codes, von denen ein beliebiges aus den ungeradzahligen Codeelementen und den geradzahligen Codeelementen dasselbe ist und das andere aus den ungeradzahligen Codeelementen und den geradzahligen Codeelementen im Vorzeichen zwischen wechselseitigen Codes invertiert ist, nicht in den ungenutzten Orthogonalcodes enthalten ist.
Mit anderen Worten, der Codegenerator 104 kann beispielsweise Codes für das Code-Multiplexsenden aus Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc so wählen, dass ein beliebiger aus einem Satz von Codes, von denen ein beliebiges aus den ungeradzahligen Codeelementen und den geradzahligen Codeelementen dasselbe ist und das andere aus den ungeradzahligen Codeelementen und den geradzahligen Codeelementen im Vorzeichen zwischen wechselseitigen Codes invertiert ist, in den ungenutzten Orthogonalcodes enthalten ist und der andere aus dem Satz nicht in den ungenutzten Orthogonalcodes enthalten ist.
Elemente, die eine Orthogonalcodesequenz bilden, sind nicht auf reelle Zahlen beschränkt und können einen komplexen Wert enthalten.
Ein Code kann ein anderer Orthogonalcode sein, verschieden von einem Walsh-Hadamard-Code. Zum Beispiel kann ein Code ein orthogonaler M-Sequenz-Code oder ein Pseudo-Orthogonalcode sein.
Ein Beispiel von Orthogonalcodes in jeder Anzahl N_CM von gemultiplexten Codes ist beschrieben.
Als Nächstes ist ein Beispiel von Phasendrehungsbeträgen auf Grundlage von durch den Codegenerator 104 erzeugten Codes für das Code-Multiplexsenden beschrieben.
Die Radarvorrichtung 10 führt beispielsweise ein Code-Multiplexsenden unter Verwendung verschiedener Orthogonalcodes jeweils für Sendeantennen Tx#1 bis Tx0#N_Tx durch, die das Code-Multiplexsenden durchführen. Der Codegenerator 104 legt beispielsweise einen Phasendrehungsbetrag ψ_ncm(m) auf Grundlage eines Orthogonalcodes Code_ncm fest, der der ncm-ten Sendeantenne Tx#ncm zum m-ten Sendezyklus Tr zuzuweisen ist, und gibt den Phasendrehungsbetrag ψ_ncm(m) zum Phasendreher 105 aus. Hier ist ncm = 1, ... , N_CM.
Zum Beispiel weist der Codegenerator 104 zyklisch Phasenbeträge, die Loc Codeelementen OC_ncm(1), ... , OCncm(Loc) eines Orthogonalcodes Code_ncm in jedem Zeitraum von Sendezyklen der Anzahl von Malen, die der Codelänge Loc entsprechen, wie durch den folgenden Ausdruck 3 ausgedrückt, als Phasendrehungsbetrag ψ_ncm(m) zu. $ψ_{n c m} (m) = a n g l e [O C_{n c m} (O C_I N D E X)]$
Hier ist angle(x) ein Operator, der die Radian-Phase einer reellen Zahl x ausgibt, und angle(1) = 0, angle(-1) = π, angle(j) = π/2 und angle(-j) = -π/2. j ist eine imaginäre Einheit. OC_INDEX ist ein Orthogonalcodeelementindex, der ein Element der Orthogonalcodesequenz Code_ncm bezeichnet und bei jedem Sendezyklus (Tr) zyklisch im Bereich von eins bis Loc variiert, wie durch die folgenden Ausdruck 4 ausgedrückt. $O C_I N D E X = mod (m - 1, L o c) + 1$
Hier ist mod(x, y) ein Modulo-Operator und ist eine Funktion, die einen Rest ausgibt, nachdem x durch y geteilt wurde. m = 1, ... , Nc. Nc ist eine vorgegebene Anzahl von Sendezyklen, die die Radarvorrichtung 10 für die Radar-Positionsbestimmung benutzt (nachstehend als „Radarsendesignal-Sendeanzahl“ bezeichnet). Die Radarvorrichtung 10 führt beispielsweise das Senden in einer Radarsendesignal-Sendeanzahl Nc durch, die ein ganzzahliges Vielfaches (beispielsweise Ncode-Faches) von Loc ist. Zum Beispiel ist Nc = Loc × Ncode.
Der Codegenerator 104 gibt einen Orthogonalcodeelementindex OC_INDEX zum Ausgangsschalter 209 des Radarempfängers 200 bei jedem Sendezyklus (Tr) aus.
Der Phasendreher 105 enthält beispielsweise Phaser oder Phasenmodulatoren, die N_Tx Sendeantennen 106 entsprechen. Der Phasendreher 105 weist beispielsweise einen vom Codegenerator 104 eingegebenen Phasendrehungsbetrag ψ_ncm(m) jedem vom Radar-Sendesignalgenerator 101 eingegebenen Chirp-Signal zu jedem Sendezyklus Tr zu.
Der Phasendreher 105 weist beispielsweise einen Phasendrehungsbetrag ψ_ncm(m) auf Grundlage eines Orthogonalcodes Code_nem, der der ncm-ten Sendeantenne Tx#ncm zuzuweisen ist, einem vom Radar-Sendesignalgenerator 101 eingegebenen Chirp-Signal zu jedem Sendezyklus Tr zu. Hier sind ncm = 1, ... , N_CM und m = 1, ... , Nc.
Ausgänge vom Phasendreher 105 zu N_Tx Sendeantennen 106 werden beispielsweise von N_Tx Sendeantennen 106 (beispielsweise einer Sendegruppenantenne) in den Äther abgestrahlt, nachdem sie auf eine vorgegebene Sendeleistung verstärkt wurden.
Als Beispiel ist der Fall beschrieben, wo die Anzahl N_Tx von Sendeantennen 106 drei beträgt und ein Code-Multiplexsenden durchgeführt wird, bei dem die Anzahl N_CM von gemultiplexten Codes drei beträgt. Die Anzahl N_Tx von Sendeantennen und die Anzahl N_CM von gemultiplexten Codes sind nicht auf diese Werte beschränkt.
Zum Beispiel werden bei jedem m-ten Sendezyklus Tr Phasendrehungsbeträge ψ₁(m), ψ₂(m), ψ₃(m) vom Codegenerator 104 zum Phasendreher 105 ausgegeben.
Ein erster Abschnitt (ncm = 1) des Phasendrehers 105 (mit anderen Worten, der Phaser, der der Sendeantenne 106 [beispielsweise Tx#1] entspricht), weist bei jedem Sendezyklus Tr einen Phasendrehungsbetrag, wie er durch den folgenden Ausdruck 5 ausgedrückt ist, einem bei jedem Sendezyklus Tr durch den Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugten Chirp-Signal zu. Ein Ausgang des ersten Abschnitts des Phasendrehers 105 wird von der Sendeantenne 106 (Tx#1) gesendet. Hier stellt cp(t) ein Chirp-Signal bei jedem Sendezyklus Tr dar, ausgegeben vom Radar-Sendesignalgenerator 101. $exp [j ψ_{1} (1)] c p (t), exp [j ψ_{1} (2)] c p (t), exp [j ψ_{1} (3)] c p (t), \dots, exp [j ψ_{1} (N c)] c p (t)$
Ähnlich weist bei jedem Sendezyklus Tr ein zweiter Abschnitt (ncm = 2) des Phasendrehers 105 einen Phasendrehungsbetrag, wie er durch den folgenden Ausdruck 6 ausgedrückt ist, einem bei jedem Sendezyklus Tr durch den Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugten Chirp-Signal zu. Ein Ausgang des zweiten Abschnitts des Phasendrehers 105 wird von der Sendeantenne 106 (beispielsweise Tx#2) gesendet. $exp [j ψ_{2} (1)] c p (t), exp [j ψ_{2} (2)] c p (t), exp [j ψ_{2} (3)] c p (t), \dots, exp [j ψ_{2} (N c)] c p (t)$
Ähnlich weist bei jedem Sendezyklus Tr ein dritter Abschnitt (ncm = 3) des Phasendrehers 105 einen Phasendrehungsbetrag, wie er durch den folgenden Ausdruck 7 ausgedrückt ist, einem bei jedem Sendezyklus Tr durch den Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugten Chirp-Signal zu. Ein Ausgang des dritten Abschnitts des Phasendrehers 105 wird von der Sendeantenne 106 (beispielsweise Tx#3) gesendet. $exp [j ψ_{3} (1)] c p (t), exp [j ψ_{3} (2)] c p (t), exp [j ψ_{3} (3)] c p (t), \dots, exp [j ψ_{3} (N c)] c p (t)$
Wenn die Radarvorrichtung 10 kontinuierlich eine Radar-Positionsbestimmung durchführt, kann die Radarvorrichtung 10 einen Code für den Orthogonalcode Code_ncm bei jeder Radar-Positionsbestimmung (beispielsweise jedem von Nc Sendezyklen [Nc × Tr]) variabel festlegen.
Die Radarvorrichtung 10 kann beispielsweise variabel Sendeantennen 106 festlegen, um die N_Tx Ausgänge des Phasendrehers 105 zu senden (mit anderen Worten, Sendeantennen 106, die jeweils den Ausgängen des Phasendrehers 105 zugeordnet sind). Zum Beispiel kann die Zuordnung von Sendeantennen 106 zu Codesequenzen für das Code-Multiplexsenden für jede Radar-Positionsbestimmung in der Radarvorrichtung 10 variiert werden. Wenn die Radarvorrichtung 10 beispielsweise ein Signal empfängt, während sie den Einfluss von für jede Sendeantenne 106 verschiedenen Störungen von einem anderen Radar empfängt, variiert ein von Sendeantennen 106 ausgegebenes Code-gemultiplextes Signal für jede Radar-Positionsbestimmung; daher wird der Effekt des Randomisierens des Einflusses von Störungen erhalten.
Ein Beispiel des Aufbaus des Radarsenders 100 ist beschrieben.
[Aufbau des Radarempfängers 200]
In 5 enthält der Radarempfänger 200 Na Empfangsantennen 202 (beispielsweise auch durch Rx#1 bis Rx#Na dargestellt), die eine Gruppenantenne bilden. Der Radarempfänger 200 enthält Na Antennenkanalprozessoren 201-1 bis 201-Na, ein Konstantfalschalarmratenteil (CFAR-Teil) 211, einen Aliasing-Bestimmer 212, einen Demultiplexer 213 für gemultiplexten Code und einen Richtungsschätzer 214.
Jede Empfangsantenne 202 empfängt ein reflektiertes Wellensignal, das ein von einem reflektierenden Objekt, das ein Zielobjekt für die Radar-Positionsbestimmung enthält, reflektiertes Radarsendesignal ist, und gibt das empfangene reflektierte Wellensignal zu einem der Antennenkanalprozessoren 201 als ein Empfangssignal aus.
Jeder Antennenkanalprozessor 201 enthält ein Empfangsfunkteil 203 und einen Signalprozessor 206-.
Das Empfangsfunkteil 203 enthält einen Mischer 204 und ein Tiefpassfilter (TPF) 205. Der Mischer 204 mischt beispielsweise ein empfangenes Reflexionswellensignal mit einem Chirp-Signal, das ein Radarsendesignal ist, eingegeben vom Radar-Sendesignalgenerator 101. Das TPF 205 gibt ein Schwebungssignal, das eine Frequenz gemäß einer Laufzeit eines Signals der Reflexionswelle ist, durch ein Anwenden einer TPF-Verarbeitung auf ein Ausgangssignal des Mischers 204 aus. Zum Beispiel wird, wie in 2 gezeigt, eine Differenzfrequenz zwischen der Frequenz eines Sende-Chirp-Signals (einer frequenzmodulierten Sendewelle) und der Frequenz eines empfangenen Chirp-Signals (einer frequenzmodulierten Empfangswelle) als eine Schwebungsfrequenz (mit anderen Worten, ein Schwebungssignal) erhalten.
Der Signalprozessor 206 jedes Antennenkanalprozessors 201-z (wobei z eine beliebige Zahl von 1 bis Na ist) enthält einen A/D-Wandler 207, einen Schwebungsfrequenzanalysator 208, einen Ausgangsschalter 209 und einen Doppler-Analysator 210.
Im Signalprozessor 206 wandelt der A/D-Wandler 207 beispielsweise ein vom TPF 205 ausgegebenes Signal (beispielsweise ein Schwebungssignal) in diskret abgetastete diskrete Abtastdaten um.
Der Schwebungsfrequenzanalysator 208 wendet beispielsweise ein schnelles Fourier-Transformationsverfahren (FFT-Verfahren) auf in einem vorgeschriebenen Zeitbereich (Bereichsfenster) bei jedem Sendezyklus Tr erhaltene N_data diskrete Abtastdaten an. Mit dieser Anordnung wird im Signalprozessor 206 ein Frequenzspektrum, dessen Spitze bei einer Schwebungsfrequenz gemäß einer Laufzeit eines Reflexionswellensignals (einer reflektierten Radarwelle) ausgegeben. Der Schwebungsfrequenzanalysator 208 kann als FFT-Verarbeitung einen Fensterfunktionskoeffizienten, beispielsweise Von-Hann-Fenster oder Hamming-Fenster genannt, multiplizieren. Die Radarvorrichtung 10 ist in der Lage, Nebenkeulen, die um eine Schwebungsfrequenzspitze erscheinen, durch ein Verwenden eines Fensterfunktionskoeffizienten zu unterdrücken.
Wenn die Anzahl von N_data diskreten Abtastdaten keine Zweierpotenz ist, kann der Schwebungsfrequenzanalysator 208 beispielsweise ein FFT-Verfahren durch ein Einschließen von mit Nullen aufgefüllten Daten als Zweierpotenz-FFT-Größe anwenden.
Wenn beispielsweise der Mischer 204 eine orthogonale Mischeranordnung aufweist, ergeben sich eine 1-Signalkomponente (gleichphasige Komponente, phasengleiche Komponente) und eine Q-Signalkomponente (orthogonale Phasenkomponente, Quadraturkomponente) als Ausgänge des Mischers 204. In diesem Fall können beispielsweise ein A/D-gewandelter Ausgang einer 1-Signalkomponente und ein A/Dgewandelter Ausgang einer Q-Signalkomponente erhalten werden durch ein Anwenden des TPF auf jede aus der 1-Signalkomponente und der Q-Signalkomponente der Ausgänge des Mischers 204 und dann ein Anwenden einer A/D-Wandlung auf die Ausgänge. Wenn der Mischer 204 eine orthogonale Mischeranordnung aufweist, ist der Schwebungsfrequenzanalysator 208 in der Lage, eine Aliasing-Schwebungsfrequenz im Bereich von f_mb bis 2f_mb als negative Schwebungsfrequenz beispielsweise durch ein Festlegen der Eckfrequenz f_LPF des TPF 205 auf ungefähr 2f_mb zu erkennen; somit ist ein Abstandsmessbereich erweitert. f_mb stellt eine maximale Schwebungsfrequenz dar, die gemäß dem Abtasttheorem ohne ein Aliasing bei dem FFT-Verfahren des Schwebungsfrequenzanalysators 208 erfassbar ist, und kann beispielsweise ausgedrückt sein durch f_mb = N_data(2T_RG) = f_sa/2. Hier stellt TRG den Zeitbereich des Bereichsfensters dar, und fsa stellt die A/D-Abtastfrequenz dar.
Hier ist die vom Schwebungsfrequenzanalysator 208 im z-ten Signalprozessor 206 ausgegebene Schwebungsfrequenzantwort, erhalten durch die m-te Chirp-Impulssendung, durch RFT_z(f_b, m) dargestellt. Hier stellt f_b den Schwebungsfrequenzindex dar und entspricht dem Index (der Bin-Nummer) der FFT. Zum Beispiel sind f_b = 0, ... , N_data/2 - 1, z = 1, ... , Na und m = 1, ... , Nc. Da sich der Schwebungsfrequenzindex f_b verringert, gibt der Schwebungsfrequenzindex f_b eine Schwebungsfrequenz an, bei der eine Laufzeit eines Signals der Reflexionswelle klein ist (mit anderen Worten, ein Abstand zu einem Zielobjekt nah ist).
Der Schwebungsfrequenzindex f_b kann mit dem folgenden Ausdruck 8 in eine Entfernungsinformation umgewandelt werden. Nachstehend ist der Schwebungsfrequenzindex f_b auch als „Abstandsindex f_b“ bezeichnet. $R (ƒ_{b}) = \frac{C_{o}}{2 B_{w}} ƒ_{b} (8)$
Hier stellt B_w eine frequenzmodulierte Bandbreite innerhalb eines Bereichsfensters in einem Chirp-Signal dar, und C₀ bezeichnet eine Lichtgeschwindigkeit.
Wenn der Mischer 204 eine orthogonale Mischeranordnung aufweist, kann beispielsweise ein als eine negative Schwebungsfrequenz erfasstes Signal (beispielsweise f_b = N_data/2, ... , -1) als ein Aliasing einer positiven Schwebungsfrequenz (f_b = N_data/2, ..., N_data - 1) betrachtet werden. Aus diesem Grund kann es beispielsweise als f_b = 0, ... , N_data - 1 ausgedrückt werden.
Der Ausgangsschalter 209 schaltet bei jedem Sendezyklus selektiv den Ausgang des Schwebungsfrequenzanalysators 208 und gibt ihn zum OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 210 aus Loc Doppler-Analysatoren 210 gemäß einem vom Codegenerator 104 ausgegebenen Orthogonalcodeelementindex OC_INDEX aus. Mit anderen Worten, der Ausgangsschalter 209 wählt den OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 210 im m-ten Sendezyklus Tr.
Der Signalprozessor 206 enthält beispielsweise Loc Doppler-Analysatoren 210-1 bis 210-Loc. Zum Beispiel werden Daten in den noc-ten Doppler-Analysator 210 durch den Ausgangsschalter 209 bei jedem Zeitraum von Loc Sendezyklen (Loc × Tr) eingegeben. Aus diesem Grund führt der noc-te Doppler-Analysator 210 eine Doppler-Analyse bei jedem Abstandindex f_b unter Verwendung von Daten von Ncode Sendezyklen (beispielsweise der Schwebungsfrequenzantwort RFT_z(f_b, m), die vom Schwebungsfrequenzanalysator 208 ausgegeben ist) innerhalb Nc Sendezyklen durch. Hier ist noc der Index eines Codeelements, und noc = 1, ..., Loc.
Wenn zum Beispiel Ncode ein Wert einer Zweierpotenz ist, kann ein FFT-Verfahren bei der Doppler-Analyse angewendet werden. In diesem Fall ist die FFT-Größe Ncode, und eine maximale Dopplerfrequenz, bei der kein Aliasing auftritt, und die aus dem Abtasttheorem abgeleitet ist, ist ±1/(2Loc × Tr). Das Dopplerfrequenzintervall des Dopplerfrequenzindex f_s ist 1/(Ncode × Loc × Tr), und der Bereich des Dopplerfrequenzindex f_s ist f_s = -Ncode/2, ... , 0, ... , Ncode/2 - 1.
Zum Beispiel ist der Ausgang VFT_z ^noc(f_b, f_s) des Doppler-Analysators 210 des z-ten Signalprozessors 206 durch den folgenden Ausdruck 9 ausgedrückt. j ist eine imaginäre Einheit, und z = 1 bis Na. $V F T_{z}^{n o c} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = \sum_{s = 0}^{N_{c o d e} - 1} R F T_{z} (ƒ_{b}, L_{O C} \times s + n o c) exp [- j \frac{2 π s ƒ_{s}}{N_{c o d e}}]$
Wenn Ncode kein Wert einer Zweierpotenz ist, kann beispielsweise ein Wert dazu gebracht werden, mit Nullen aufgefüllte Daten zu enthalten, um eine Zweierpotenz-Datengröße (FFT-Größe) aufzuweisen, und einer FFT-Verarbeitung unterzogen werden. Wenn zum Beispiel die FFT-Größe im Doppler-Analysator 210 in dem Fall, wo mit Nullen aufgefüllte Daten enthalten sind, N_codewzero ist, ist der Ausgang VFTz^noc(fb, fs) des Doppler-Analysators 210 im z-ten Signalprozessor 206 durch den folgenden Ausdruck 10 ausgedrückt. $V F T_{z}^{n o c} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = \sum_{s = 0}^{N_{c o d e w z e r o} - 1} R F T_{z} (ƒ_{b}, L_{O C} \times s + n o c) exp [- j \frac{2 π s ƒ_{s}}{N_{c o d e w z e r o}}]$
Hier ist noc der Index eines Codeelements, und noc = 1, ..., Loc. Die FFT-Größe ist Ncodewzero, und eine maximale Dopplerfrequenz, bei der kein Aliasing auftritt, und die aus dem Abtasttheorem abgeleitet ist, ist ±1/(2Loc × Tr). Das Dopplerfrequenzintervall des Dopplerfrequenzindex f_s ist 1/(N_codewzero × Loc × Tr), und der Bereich des Dopplerfrequenzindex f_s ist f_s = - N_codewzero/2, ... , 0, ... , Ncodewzero/2 - 1.
Nachstehend ist der Fall als Beispiel beschrieben, wo Ncode ein Wert einer Zweierpotenz ist. Wenn im Doppler-Analysator 210 ein Auffüllen mit Nullen verwendet wird, gilt dasselbe, und ähnliche Effekte werden erzielt, wenn in der folgenden Beschreibung Ncode durch Ncodewzero ersetzt wird.
Der Doppler-Analysator 210 kann einen Fensterfunktionskoeffizienten, beispielsweise Von-Hann-Fenster oder Hamming-Fenster genannt, bei der FFT-Verarbeitung multiplizieren. Die Radarvorrichtung 10 ist in der Lage, Nebenkeulen, die um eine Schwebungsfrequenzspitze erscheinen, durch ein Verwenden einer Fensterfunktion zu unterdrücken.
Vorstehend ist das Verfahren in jedem der Bestandteile des Signalprozessors 206 beschrieben.
In 5 führt das CFAR-Teil 211 ein CFAR-Verfahren (mit anderen Worten, eine adaptive Schwellenwertbestimmung) durch ein Verwenden der Ausgänge von Loc Doppler-Analysatoren 210 jedes aus ersten bis Na-ten Signalprozessoren 206 durch und extrahiert Abstandsindizes f_{b_cfar} und Dopplerfrequenzindizes f_{s_cfar}, die ein Spitzensignal geben.
Das CFAR-Teil 211 addiert beispielsweise leistungsmäßig die Ausgänge VFT_z ^noc(f_b, f_s) von Doppler-Analysatoren 210 jedes aus ersten bis Na-ten Signalprozessoren 206, wie durch den folgenden Ausdruck 11 ausgedrückt, und führt ein zweidimensionales CFAR-Verfahren über einer Abstandsachse und einer Dopplerfrequenzachse (was einer Relativgeschwindigkeit entspricht) oder ein CFAR-Verfahren durch, das eindimensionale CFAR-Verfahren kombiniert. Ein beispielsweise in der Nichtpatentschrift 3 beschriebenes Verfahren kann als ein zweidimensionales CFAR-Verfahren oder ein CFAR-Verfahren angewendet werden, das eindimensionale CFAR-Verfahren kombiniert. $P o w e r F T (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = \sum_{z = 1}^{N_{a}} \sum_{n o c = 1}^{L_{O C}} {| V F T_{z}^{n o c} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) |}^{2}$
Das CFAR-Teil 211 legt adaptiv einen Schwellenwert fest und gibt Abstandsindizes f_{b_cfar}, Dopplerfrequenzindizes f_{s_cfar} und Empfangsleistungsinformationen PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) mit einer Empfangsleistung größer als ein Schwellenwert an den Aliasing-Bestimmer 212 aus.
Als Nächstes ist ein Beispiel des Betriebs des in 5 gezeigten Aliasing-Bestimmers 212 beschrieben.
Der Aliasing-Bestimmer 212 führt beispielsweise eine Aliasing-Bestimmung an Doppler-Komponenten VFTz^noc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}), die die Ausgänge von Doppler-Analysatoren 210 sind, gemäß den im CFAR-Teil 211 extrahierten Abstandsindizes f_{b_cfar} und Dopplerfrequenzindizes f_{s_cfar} durch. Hier sind z = 1, ... , Na und noc = 1, ... , Loc.
Der Aliasing-Bestimmer 212 kann beispielsweise ein Doppler-Aliasing-Bestimmungsverfahren unter der Bedingung durchführen, dass der Doppler-Bereich eines angenommenen Zielobjekts ±1/(2 × Tr) ist.
Hier wenden, wenn beispielsweise Ncode ein Wert einer Zweierpotenz ist, die Doppler-Analysatoren 210 ein FFT-Verfahren an jedem Codeelement an; daher führt jeder Doppler-Analysator 210 ein FFT-Verfahren durch ein Verwenden eines Ausgangs vom Schwebungsfrequenzanalysator 208 in einem Zeitraum von (Loc × Tr) durch. Aus diesem Grund ist ein Doppler-Bereich, in dem aufgrund des Abtasttheorems kein Aliasing in den Doppler-Analysatoren 210 auftritt, ±1/(2Loc × Tr).
Somit ist der Doppler-Bereich eines im Aliasing-Bestimmer 212 angenommenen Zielobjekts weiter als der Doppler-Bereich, in dem kein Aliasing in den Doppler-Analysatoren 210 auftritt. Zum Beispiel führt der Aliasing-Bestimmer 212 ein Aliasing-Bestimmungsverfahren durch ein Unterstellen bis zu einem Doppler-Bereich ±1/(2 × Tr), der Loc-mal so groß ist wie der Doppler-Bereich ±1/(2Loc × Tr), in dem kein Aliasing in den Doppler-Analysatoren 210 auftritt.
Nachstehend ist ein Beispiel des Aliasing-Bestimmungsverfahrens im Aliasing-Bestimmer 212 beschrieben.
Hier ist als Beispiel der Fall beschrieben, wo die Anzahl N_CM gemultiplexter Codes drei beträgt und der Codegenerator 104 drei Orthogonalcodes Code₁ = WH₄(3) = [1, 1, -1, - 1], Code₂ = WH₄(4) = [1, -1, -1, 1] und Code₃ = WH₄(2) = [1, -1, 1, -1] aus Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc = 4 verwendet.
Der Aliasing-Bestimmer 212 verwendet beispielsweise einen (= N_allcode - N_CM) ungenutzten Orthogonalcode aus N_allcode (= 4) Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc = 4 für die Aliasing-Bestimmung. Wenn beispielsweise die Anzahl N_CM gemultiplexter Codes drei beträgt und durch den Codegenerator 104 bestimmte Codes für das Code-Multiplexsenden Code₁ = WH₄(3) = [1, 1, -1, -1], Code₂ = WH₄(4) = [1, -1, -1, 1] und Code₃ = WH₄(2) = [1, -1, 1, -1] sind, ist ein ungenutzter Orthogonalcode UnCode₁ = WH₄(1) = [1, 1, 1, 1].
Wenn beispielsweise die Vorrichtung 10 ein Code-Multiplexsenden unter Verwendung von Orthogonalcodes mit der Codelänge Loc = 4 durchführt, wenden die Doppler-Analysatoren 210 ein FFT-Verfahren an jedem Codeelement an, wie vorstehend beschrieben; daher führt jeder Doppler-Analysator 210 ein FFT-Verfahren durch ein Verwenden eines Ausgangs vom Schwebungsfrequenzanalysator 208 in einem Zeitraum von (Loc × Tr) = (4 × Tr) durch. Somit ist ein Doppler-Bereich, in dem aufgrund des Abtasttheorems kein Aliasing in den Doppler-Analysatoren 210 auftritt, ±1/(2Loc × Tr) = ±1/(8 × Tr).
Der Aliasing-Bestimmer 212 kann beispielsweise eine Bestimmung hinsichtlich des Aliasing in dem Bereich durchführen, der so weit ist wie das Produkt der Codelänge Loc der Orthogonalcodesequenz und des Bereichs der Doppler-Analyse (Doppler-Bereichs) in den Doppler-Analysatoren 210. Zum Beispiel führt der Aliasing-Bestimmer 212 ein Aliasing-Bestimmungsverfahren durch ein Unterstellen des Doppler-Bereichs = ±1/(2 × Tr) durch, was viermal (= Loc-mal) so groß ist wie der Doppler-Bereich ±1/(8 × Tr), in dem kein Aliasing in den Doppler-Analysatoren 210 auftritt.
Hier besteht eine Möglichkeit, dass die Doppler-Komponenten VFTz^noc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}), die Ausgänge von Doppler-Analysatoren 210 sind, die mit den Abstandsindizes f_{b_cfar} und den Dopplerfrequenzindizes f_{s_cfar} verknüpft sind, die im CFAR-Teil 211 extrahiert wurden, beispielsweise Doppler-Komponenten enthalten, die ein Aliasing, wie in (a) und (b) von 7 gezeigt, im Doppler-Bereich = ±1/(2 × Tr) enthalten.
Zum Beispiel besteht, wie in (a) von 7 gezeigt, eine Möglichkeit, dass, wo f_{s_cfar} < 0 ist, Doppler-Komponenten VFTz^noc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) vier (= Loc) Doppler-Komponenten sind, z.B. f_{s_cfar} - Ncode, f_{s_cfar}, f_{s_cfar} + Ncode und f_{s_cfar} + 2Ncode im Doppler-Bereich ± 1/(2 × Tr).
Zum Beispiel besteht, wie in (b) von 7 gezeigt, eine Möglichkeit, dass, wo f_{s_cfar} > 0 ist, Doppler-Komponenten VFTz^noc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) vier (= Loc) Doppler-Komponenten sind, z.B. f_{s_cfar} - 2Ncode, f_{s_cfar} - Ncode, f_{s_cfar} und f_{s_cfar} + Ncode im Doppler-Bereich ± 1/(2 × Tr).
Der Aliasing-Bestimmer 212 führt beispielsweise ein Code-Trennverfahren im Doppler-Bereich ±1/(2 × Tr), wie in (a) und (b) von 7 gezeigt, unter Verwendung eines ungenutzten Orthogonalcodes durch. Zum Beispiel kann der Aliasing-Bestimmer 212 eine Änderung der Phase von vier (= Loc) Doppler-Komponenten, die ein Aliasing enthalten, wie in (a) und (b) von 7 gezeigt, über einen ungenutzten Orthogonalcode korrigieren.
Der Aliasing-Bestimmer 212 bestimmt beispielsweise, ob jede Doppler-Komponente ein Aliasing gemäß Empfangsleistungen von Doppler-Komponenten enthält, die unter Verwendung des ungenutzten Orthogonalcodes Code-demultiplext sind. Zum Beispiel kann der Aliasing-Bestimmer 212 eine Doppler-Komponente mit einer minimalen Empfangsleistung aus den Doppler-Komponenten erkennen, die ein Aliasing enthalten, und die erkannte Doppler-Komponente als eine wahre Doppler-Komponente bestimmen. Mit anderen Worten, der Aliasing-Bestimmer 212 kann bestimmen, dass von den Doppler-Komponenten, die ein Aliasing enthalten, Doppler-Komponenten mit anderen Empfangsleistungen als der minimalen Empfangsleistung, falsche Doppler-Komponenten sind.
Durch das Aliasing-Bestimmungsverfahren ist der Aliasing-Bestimmer 212 in der Lage, die Mehrdeutigkeit des Doppler-Bereichs, der ein Aliasing enthält, zu reduzieren. Durch das Aliasing-Bestimmungsverfahren ist der Aliasing-Bestimmer 212 in der Lage, den Bereich, in dem eine Dopplerfrequenz ohne Mehrdeutigkeit erkannt werden kann, auf einen Bereich zu erweitern, der höher als oder gleich -1/(2Tr) und niedriger ist als 1/(2Tr), verglichen mit dem Doppler-Bereich in den Doppler-Analysatoren 210 (beispielsweise einem Bereich, der höher als oder gleich -1/(8Tr) und niedriger ist als 1/(8Tr)).
Als Ergebnis wird, wenn beispielsweise eine Code-Trennung unter Verwendung eines ungenutzten Orthogonalcodes durchgeführt wird, eine Phasenänderung in der wahren Doppler-Komponente richtig korrigiert, und die Orthogonalität zwischen jedem Orthogonalcode für das Code-Multiplexsenden und einem ungenutzten Orthogonalcode ist beibehalten. Somit sind ein ungenutzter Orthogonalcode und ein Code-Multiplexsendesignal unkorreliert, und der Aliasing-Bestimmer 212 erkennt eine Empfangsleistung ungefähr in Höhe des Rauschpegels.
Andererseits wird beispielsweise eine Phasenänderung in einer falschen Doppler-Komponente fälschlich korrigiert, und die Orthogonalität zwischen jedem Orthogonalcode für das Code-Multiplexsenden und einem ungenutzten Orthogonalcode ist nicht beibehalten. Somit tritt eine Korrelationskomponente (Störungskomponente) zwischen dem ungenutzten Orthogonalcode und dem Code-Multiplexsendesignal auf; somit erkennt der Aliasing-Bestimmer 212 beispielsweise eine höhere Empfangsleistung als der Rauschpegel.
Somit kann, wie vorstehend beschrieben, der Aliasing-Bestimmer 212 eine Doppler-Komponente mit einer minimalen Empfangsleistung aus Code-demultiplexten Doppler-Komponenten durch ein Verwenden eines ungenutzten Orthogonalcodes als wahre Doppler-Komponente bestimmen und die anderen Doppler-Komponenten mit einer von der minimalen Empfangsleistung verschiedenen Empfangsleistung als falsche Doppler-Komponenten bestimmen.
Zum Beispiel korrigiert der Aliasing-Bestimmer 212 eine Phasenänderung in einer Doppler-Komponente, die ein Aliasing enthält, gemäß Ausgängen von Doppler-Analysatoren 210 in jedem Antennenkanalprozessor 201 und berechnet die Empfangsleistungen DeMulUnCode_nuc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR) nach der Code-Trennung unter Verwendung eines ungenutzten Orthogonalcodes UnCode_nuc gemäß dem folgenden Ausdruck 12. $\begin{array}{l} D e M u l U n C o d e_{n u c} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}, D R) \\ = \sum_{z = 1}^{N a} {| {(U n C o d e_{n u c})}^{*} • {β (D R) \otimes α (ƒ_{s_c f a r}) \otimes V F T A L L_{z} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r})}^{T} |}^{2} \end{array}$
Der Aliasing-Bestimmer 212 berechnet die Gesamtsumme der Empfangsleistungen nach der Code-Trennung unter Verwendung des ungenutzten Orthogonalcodes UnCode_nuc für die Ausgänge der Doppler-Analysatoren 210 in allen Antennenkanalprozessoren 201 unter Verwendung des Ausdrucks 12. Mit dieser Anordnung ist der Aliasing-Bestimmer 212 in der Lage, die Genauigkeit der Aliasing-Bestimmung sogar zu verbessern, wenn ein Empfangssignalpegel niedrig ist. Der Aliasing-Bestimmer 212 kann anstelle des Ausdrucks 12 die Empfangsleistungen nach der Code-Trennung unter Verwendung des ungenutzten Orthogonalcodes von den Ausgängen von Doppler-Analysatoren 210 in einigen Antennenkanalprozessoren 201 berechnen. Ebenfalls in diesem Fall ist der Aliasing-Bestimmer 212 in der Lage, beispielsweise die Genauigkeit der Aliasing-Bestimmung beizubehalten und den Betrieb in dem gesamten Bereich zu reduzieren, in dem ein Empfangssignalpegel ausreichend hoch ist.
Im Ausdruck 12 ist nuc = 1, ... , N_allcode - N_CM. DR ist ein Index, der einen Doppler-Aliasing-Bereich angibt, und nimmt beispielsweise einen Ganzzahlwert im Bereich DR = ceil[-Loc/2], ceil[-Loc/2] + 1, ..., 0, ..., ceil[Loc/2] - 1 an.
Im Ausdruck 12 bezeichnet der Operator „⊗“ das Produkt Element für Element von Vektoren mit gleichen Anzahlen von Elementen. Zum Beispiel ist das Produkt der n-dimensionalen Vektoren A = [a₁, ... , a_n] und B = [b₁, ... , b_n] Element für Element durch den folgenden Ausdruck 13 ausgedrückt. $A \otimes B = [a_{1}, \dots, a_{n}] \otimes [b_{1}, \dots, b_{n}] = [a_{1} b_{1}, \dots, a_{n} b_{n}]$
Im Ausdruck 12 bezeichnet der Operator „•“ einen Skalarproduktoperator des Vektors. Im Ausdruck 12 bezeichnet das hochgestellte T eine Vektor-Transponierung, und das hochgestellte * (Asterisk) bezeichnet den konjugiert komplexen Operator.
Im Ausdruck 12 stellt α(f_{s_cfar}) den „Doppler-Phasenkorrekturvektor“ dar. Im Doppler-Phasenkorrekturvektor α(f_{s_cfar}) korrigiert der Aliasing-Bestimmer 212, wenn beispielsweise ein im CFAR-Teil 211 extrahierter Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} in den Ausgangsbereich (mit anderen Worten, Doppler-Bereich) des Doppler-Analysators 210 fällt, in dem kein Doppler-Aliasing enthalten ist, einen Doppler-Phasendrehungsbetrag aufgrund von Zeitdifferenzen der Doppler-Analyse unter Loc Doppler-Analysatoren 210.
Zum Beispiel ist der Doppler-Phasenkorrekturvektor α(f_{s_cfar}) durch den folgenden Ausdruck 14 ausgedrückt. Der durch den Ausdruck 14 ausgedrückte Doppler-Phasenkorrekturvektor α(f_{s_cfar}) ist beispielsweise ein Vektor, dessen Elemente Doppler-Phasenkorrekturkoeffizienten sind, verwendet zum Korrigieren von Phasendrehungsbeträgen in Doppler-Komponenten der Dopplerfrequenzindizes f_{s_cfar}, die aufgrund der Laufzeiten Tr, 2Tr, ... , (Loc - 1)Tr in einem Ausgang VFTz²(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) des zweiten Doppler-Analysators 210 bis zu einem Ausgang VFTz^Loc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) des Loc-ten Doppler-Analysators 210 mit Bezugnahme auf eine Doppler-Analysezeit eines Ausgangs VFT_z ¹(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) des ersten Doppler-Analysators 210 auftreten. $α (ƒ_{s_c f a r}) = [1, exp {- j \frac{2 π ƒ_{s_c f a r}}{N_{c o d e}} \frac{1}{L o c}}, exp {- j \frac{2 π ƒ_{s_c f a r}}{N_{c o d e}} \frac{2}{L o c}}, \dots, exp {- j \frac{2 π ƒ_{s_c f a r}}{N_{c o d e}} \frac{L o c - 1}{L o c}}]$
Im Ausdruck 12 stellt β(DR) den „Aliasing-Phasenkorrekturvektor“ dar. Ein Aliasing-Phasenkorrekturvektor β(DR) wird beispielsweise benutzt, um Doppler-Phasendrehungsbeträge von ganzzahligen Vielfachen von 2π aus Doppler-Phasendrehungsbeträgen aufgrund von Zeitdifferenzen der Doppler-Analyse unter Loc Doppler-Analysatoren 210 unter Berücksichtigung des Falls zu korrigieren, wo ein Doppler-Aliasing vorliegt.
Zum Beispiel ist der Aliasing-Phasenkorrekturvektor β(DR) durch den folgenden Ausdruck 15 ausgedrückt. $β (D R) = [1, exp (- j 2 π D R \frac{1}{L o c}), exp (- j 2 π D R \frac{2}{L o c}), \dots, exp (- j 2 π D R \frac{L o c - 1}{L o c})]$
Wenn beispielsweise Loc = 4 ist, nimmt DR einen ganzzahligen Wert von -2, -1, 0 oder 1 an, und die Aliasing-Phasenkorrekturvektoren β(DR) sind durch den Ausdruck 16, den Ausdruck 17, den Ausdruck 18 und den Ausdruck 19 ausgedrückt. $β (- 2) = [1, - 1,1, - 1]$
$β (- 1) = [1, exp (j \frac{π}{2}), exp (j π), exp [j π \frac{3}{2}]$
$β (0) = [1,1,1,1]$
$β (1) = [1, exp (- j \frac{π}{2}), exp (- j π), exp [- j π \frac{3}{2}]$
Wenn beispielsweise Loc = 4 ist, entspricht der Doppler-Bereich (beispielsweise - 1/8Tr bis + 1/8Tr), in dem Doppler-Komponenten von Dopplerfrequenzindizes f_{s_cfar} erkannt werden, die Ausgänge von Doppler-Analysatoren 210 sind, DR = 0 in (a) und (b) von 7. Durch die Doppler-Phasendrehung von ganzzahligen Vielfachen von 2π für die Dopplerfrequenzindizes f_{s_cfar} von DR = 0 (beispielsweise β(1), β(-1) und β(-2)) berechnet der Aliasing-Bestimmer 212 Doppler-Komponenten des Doppler-Bereichs, der DR = 1 entspricht (beispielsweise 1/8Tr bis 3/8Tr), des Doppler-Bereichs, der DR = -1 entspricht (beispielsweise -3/8Tr bis -1/8Tr) und des Doppler-Bereichs, der DR = -2 entspricht (beispielsweise -1/2Tr bis -3/8Tr und 3/8Tr bis 1/2Tr).
Im Ausdruck 12 drückt VFTALL_z(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) beispielsweise Komponenten VFT_z ^noc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) (wobei noc = 1, ... , Loc), die mit einem Abstandsindex f_{b_cfar} und einem Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} verknüpft sind, die im CFAR-Teil 211 extrahiert sind, unter Ausgängen VFT_z ^noc(f_b, f_s) von Loc Doppler-Analysatoren 210 im z-ten Antennenkanalprozessor 201 in Vektorform aus, wie im folgenden Ausdruck 20 ausgedrückt. $V F T A L L_{z} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}) = [V F T_{z}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}), V F T_{z}^{2} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}) \dots, V F T_{z}^{L o c} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r})]$
Zum Beispiel berechnet der Aliasing-Bestimmer 212 die Empfangsleistungen DeMulUnCode_nuc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR) nach der Code-Trennung unter Verwendung eines ungenutzten Orthogonalcodes UnCode_nuc, bei dem eine Phasenänderung der Doppler-Komponenten, die ein Aliasing enthalten, korrigiert ist, in jedem der Bereiche DR = ceil[-Loc/2], ceil[-Loc/2] + 1, ... , 0, ... , ceil[Loc/2] - 1 gemäß dem Ausdruck 12.
Der Aliasing-Bestimmer 212 erkennt DR, bei dem eine Empfangsleistung DeMulUnCode_nuc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR) minimal ist, unter den Bereichen DR. Nachstehend ist, wie durch die folgenden Ausdruck 21 ausgedrückt, von den Bereichen DR derjenige DR, dessen Empfangsleistung DeMulUnCodenUc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR) minimal ist, durch „DR_min“ dargestellt. $D R min = {arg D R | min_{D R = c e i l [- L o c / 2], \dots, c e i l [L o c / 2] - 1} D e M u l U n C o d e_{n u c} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}, D R)}$
Nachstehend ist der Grund beschrieben, warum eine Doppler-Aliasing-Bestimmung durch das vorstehend beschriebene Aliasing-Bestimmungsverfahren möglich ist.
Eine von der ncm-ten Sendeantenne 106 (beispielsweise Tx#ncm) gesendete und in dem durch den Ausdruck 20 ausgedrückten VFTALLz(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) enthaltene Radarsendesignalkomponente ist beispielsweise durch den folgenden Ausdruck 22 ausgedrückt, wenn die Rauschanteile ignoriert werden. $β {(D R_{t r u e})}^{*} \otimes α {(ƒ_{s_c f a r})}^{*} \otimes γ_{z, n c m} C o d e_{n c m}$
Hier stellt γ_z,ncm einen komplexen Reflexionskoeffizienten in dem Fall dar, wo ein Signal, das ein von der ncm-ten Sendeantenne 106 gesendetes und von einem Zielobjekt reflektiertes Radarsendesignal durch den z-ten Antennenkanalprozessor 201 empfangen ist. DR_true stellt einen Index dar, der einen wahren Doppler-Aliasingbereich angibt. DR_true ist ein Index im Bereich ceil[-Loc/2], ceil[-Loc/2] + 1, ... , 0, ... , ceil[Loc/2] - 1. Nachstehend ist der Grund beschrieben, warum bestimmt wird, dass DR_min = DR_ture ist.
Eine Gesamtsumme PowDeMul(nuc, DR, DR_true) von Empfangsleistungen nach der Code-Trennung unter Verwendung des ungenutzten Orthogonalcodes UnCode_nuc von Radarsendesignalkomponenten, die von den ersten bis N_CM-ten Sendeantennen 106 gesendet sind, ist durch den folgenden Ausdruck 23 ausgedrückt. $\begin{array}{l} P o w D e M u l (n u c, D R, D R_{t r u e}) \\ = \sum_{n c m = 1}^{N_{C M}} {| U n C o d e_{n u c}^{*} • {β (D R) \otimes α (ƒ_{s_c f a r}) \otimes β {(D R_{t r u e})}^{*} \otimes α {(ƒ_{s_c f a r})}^{*} \otimes γ_{z, n c m} C o d e_{n c m}}^{T} |}^{2} \\ = \sum_{n c m = 1}^{N_{C M}} {| γ_{z, n c m} U n C o d e_{n u c}^{*} • {β (D R) \otimes β {(D R_{t r u e})}^{*} \otimes C o d e_{n c m}}^{T} |}^{2} \\ = \sum_{n c m = 1}^{N_{C M}} {| γ_{z, n c m} {β (D R) \otimes β {(D R_{t r u e})}^{*} \otimes U n C o d e_{n u c}^{*}} • {C o d e_{n c m}}^{T} |}^{2} \end{array}$
PowDeMul(nuc, DR, DR_true), ausgedrückt durch den Ausdruck 23, entspricht einem Auswertungswert des Terms |(UnCode_nuc)*•{β(DR)⊗α(ƒ_{s_cfar})⊗VFTALL_z(ƒ_{b_cfar},ƒ_{s_cfar})}^T|² im Ausdruck 12.
Im Ausdruck 23 ist, wenn DR = DR_true ist, ein Korrelationswert zwischen den ungenutzten Orthogonalcode UnCode_nuc und einem Orthogonalcode Code_ncm für das Code-Multiplexsenden null (beispielsweise UnCode_nuc*•{ Code_nem}^T = 0), somit ist PowDeMul(nuc, DR, DR_true) = 0.
Andererseits wird im Ausdruck 23, wenn DR ≠ DR_true ist, PowDeMul(nuc, DR, DR_true) abhängig von dem Korrelationswert zwischen β(DR)⊗β(DR_true)*⊗UnCode_nuc* und einem Orthogonalcode Code_ncm für das Code-Multiplexsenden ausgegeben. Hier ist, wenn PowDeMul(nuc, DR, DR_true) nicht für jedes UnCode_nuc null ist, z.B., wenn beispielsweise der folgende Ausdruck 24 erfüllt ist und DR = DR_true ist, die Leistung PowDeMul(nuc, DR_true, DR_true) ein Minimum, und der Aliasing-Bestimmer 212 ist in der Lage, DR_true (= DR_min) zu erkennen. Zum Beispiel kann der Aliasing-Bestimmer 212 eine Doppler-Aliasing-Bestimmung gemäß dem Ausdruck 12 durchführen. $\sum_{n u c = 1}^{N_{a l l c o d e} - N_{C M}} P o w D e M u l (n u c, D R, D R, t r u e) > 0$
Um beispielsweise den Ausdruck 24 zu erfüllen, darf der Term β(DR)*⊗β(DR_true)⊗UnCode_nuc nicht mit einem anderen ungenutzten Orthogonalcode UnCode_nuc2 übereinstimmen. Hier ist nuc2 ≠ nuc.
Wenn daher die Anzahl ungenutzter Orthogonalcodes eins ist, ist der Ausdruck 24 erfüllt. Wenn die Anzahl ungenutzter Orthogonalcodes beispielsweise vielfach ist, kann der Codegenerator 104 Codes für das Code-Multiplexsenden so wählen, dass der Term β(DR)*⊗β(DR_true)⊗UnCode_nuc nicht mit einem anderen ungenutzten Orthogonalcode übereinstimmt.
Hier können, wenn ein Code, wie etwa ein Walsh-Hadamard-Code und ein orthogonaler M-Sequenz-Code, verwendet wird, Orthogonalcodes mit der Codelänge Loc einen Satz von Codes enthalten, deren ungeradzahlige Codeelemente dieselben sind und die geradzahligen Codeelemente zwischen wechselseitigen Codes im Vorzeichen invertiert sind.
Andererseits sind β(0) = [1, 1, ... , 1] und β(-Loc/2) = [1, -1, 1, -1, ... , 1, -1]; somit ist der Term β(0)*⊗β(-Loc/2)⊗UnCode_nuc in einen Code umgewandelt, in dem die ungeradzahligen Codeelemente von UnCode_nuc dieselben sind und die geradzahligen Codeelemente von UnCode_nuc im Vorzeichen invertiert sind.
Daher kann, wenn die Anzahl (N_allcode - N_CM) ungenutzter Orthogonalcodes größer als oder gleich zwei ist, der Codegenerator 104 beispielsweise Codes für das Code-Multiplexsenden oder ungenutzte Orthogonalcodes so wählen, dass aus Orthogonalcodes mit der Codelänge Loc ein Satz von Codes, von denen ein beliebiges aus den ungeradzahligen Codeelementen und den geradzahligen Codeelementen dieselben sind und das andere aus den ungeradzahligen Codeelementen und den geradzahligen Codeelementen im Vorzeichen zwischen wechselseitigen Codes invertiert ist, nicht in den ungenutzten Orthogonalcodes enthalten ist.
Zum Beispiel enthalten Walsh-Hadamard-Codes mit der Codelänge Loc = 4 WH₄(1) = [1, 1, 1, 1 ] und WH₄(2) = [1, -1, 1, -1], und β(0)*⊗β(-Loc/2)⊗WH₄(1)=(2) oder β(0)* ⊗β(-Loc/2)⊗WH₄(2) =WH₄(1) gilt. Aus diesem Grund kann der Codegenerator 104 beispielsweise Codes für das Code-Multiplexsenden oder ungenutzte Orthogonalcodes so wählen, dass die ungenutzten Orthogonalcodes einen Satz aus WH₄(1) und WH₄(2) nicht enthalten. Da WH₄(3) = [1, 1, -1, -1] und WH₄(4) = [1, -1, -1, 1] auch in einer ähnlichen Beziehung stehen, kann der Codegenerator 104 beispielsweise Codes für das Code-Multiplexsenden oder ungenutzte Orthogonalcodes so wählen, dass die ungenutzten Orthogonalcodes einen Satz aus WH₄(3) und WH₄(4) nicht enthalten.
Wenn die Anzahl ungenutzter Orthogonalcodes UnCode_nuc vielfach ist, können Empfangsleistungen DeMulUnCodeAll(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR) nach der Code-Trennung unter Verwendung aller ungenutzten Orthogonalcodes anstelle der Empfangsleistungen DeMulUnCodenUc(fb _cfar, f_{s_cfar}, DR) benutzt werden, wie durch den folgenden Ausdruck 25 ausgedrückt. $D e M u l U n C o d e A l l (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}, D R) = \sum_{n u n = 1}^{N_{a l l c o d e} - N_{C M}} D e M u l U n C o d e_{n u n} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}, D R)$
Durch ein Erhalten von Empfangsleistungen nach der Code-Trennung unter Verwendung aller ungenutzten Orthogonalcodes ist der Aliasing-Bestimmer 212 in der Lage, die Genauigkeit der Aliasing-Bestimmung sogar zu verbessern, wenn ein Empfangssignalpegel niedrig ist.
Zum Beispiel berechnet der Aliasing-Bestimmer 212 DeMulUnCodeAll(fb _cfar, f_{s_cfar}, DR) in jedem Bereich DR = ceil[-Loc/2], ceil[-Loc/2] + 1, ... , 0, ... , ceil[Loc/2] - 1 und erkennt DR, dessen Empfangsleistung DeMulUnCodeAll(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR) ein Minimum ist (mit anderen Worten, DR_min). Wenn der Ausdruck 25 benutzt ist, ist eine Empfangsleistung, die in einem DR-Bereich ein Minimum ist, nachstehend durch „DR_min“ dargestellt, wie durch den folgenden Ausdruck 26 ausgedrückt. $D R min = {arg D R | min_{D R =} D e M u l U n C o d e A l l (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}, D R)}$
Der Aliasing-Bestimmer 212 kann beispielsweise ein Verfahren zum Bestimmen (mit anderen Worten, Messen) der Wahrscheinlichkeit der Aliasing-Bestimmung durch ein Vergleichen einer minimalen Empfangsleistung DeMulUnCode_nuc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR_min) nach der Code-Trennung unter Verwendung eines ungenutzten Orthogonalcodes UnCode_nuc mit einer Empfangsleistung durchführen. In diesem Fall kann der Aliasing-Bestimmer 212 beispielsweise die Wahrscheinlichkeit der Aliasing-Bestimmung gemäß den folgenden Ausdrücken 27 und 28 bestimmen. $D e M u l U n C o d e_{n u c} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}, D R min) < T h r e s h o l d_{D R} \times P o w e r F T (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r})$
$D e M u l U n C o d e_{n u c} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}, D R_{min}) \geq T h r e s h o l d_{D R} \times P o w e r F T (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r})$
Wenn beispielsweise die minimale Empfangsleistung DeMulUnCode_nuc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR_min) nach der Code-Trennung unter Verwendung eines ungenutzten Orthogonalcodes UnCode_nuc niedriger ist als ein Wert, erhalten durch ein Multiplizieren eines Empfangsleistungswerts PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) eines Abstandindex f_{b_cfar} und eines Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} mit einem vorgegebenen Wert Threshold_DR im CFAR-Teil 211 (beispielsweise dem Ausdruck 27), bestimmt der Aliasing-Bestimmer 212, dass eine Aliasing-Bestimmung ausreichend wahrscheinlich ist. In diesem Fall kann die Radarvorrichtung 10 beispielsweise die anschließenden Verarbeitungen durchführen (beispielsweise die Code-Trennverarbeitung).
Andererseits bestimmt, wenn beispielsweise die minimale Empfangsleistung DeMulUnCode_nuc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR_min) nach der Code-Trennung unter Verwendung eines ungenutzten Orthogonalcodes UnCode_nuc gleich oder höher ist als der durch ein Multiplizieren des Empfangsleistungswerts PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) mit dem Wert Threshold_DR (beispielsweise dem Ausdruck 28), bestimmt der Aliasing-Bestimmer 212, dass die Genauigkeit der Aliasing-Bestimmung nicht ausreichend ist (beispielsweise die Rauschanteile). In diesem Fall kann es die Radarvorrichtung 10 beispielsweise unterlassen, die anschließenden Verfahren durchzuführen (beispielsweise das Code-Trennverfahren).
Durch ein solches Verfahren ist der Aliasing-Bestimmer 212 in der Lage, Bestimmungsfehler bei der Aliasing-Bestimmung zu reduzieren und Rauschanteile zu entfernen. Der vorgegebene Wert Threshold_DR kann beispielsweise innerhalb des Bereichs größer als null und kleiner als eins festgelegt sein. Als Beispiel kann Threshold_DR unter Berücksichtigung der Tatsache, dass Rauschanteile enthalten sind, innerhalb des Bereichs von etwa 0,1 bis etwa 0,5 festgelegt sein.
Wenn die Anzahl ungenutzter Orthogonalcodes UnCode_nuc vielfach ist, kann der Aliasing-Bestimmer 212 ein Verfahren des Bestimmens (mit anderen Worten, Messens) der Wahrscheinlichkeit der Aliasing-Bestimmung durch ein Vergleichen von DeMulUnCodeAll(fb _cfar, f_{s_cfar}, DR) anstelle der Empfangsleistung DeMulUnCode_nuc(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR) mit einer Empfangsleistung durchführen. In diesem Fall kann der Aliasing-Bestimmer 212 beispielsweise die Wahrscheinlichkeit der Aliasing-Bestimmung durch ein Verwenden von DeMulUnCodeAll(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}, DR) anstelle von DeMulUnCode_nuc(f_b__cfar, f_{s_cfar}, DR) in den Ausdrücken 27 und 28 bestimmen. Durch ein Erhalten einer Empfangsleistung nach der Code-Trennung unter Verwendung aller ungenutzten Orthogonalcodes ist der Aliasing-Bestimmer 212 in der Lage, die Genauigkeit der Wahrscheinlichkeit der Aliasing-Bestimmung sogar zu verbessern, wenn ein Empfangssignalpegel niedrig ist.
Ein Berechnungsausdruck für eine Empfangsleistung DeMulUnCodenUc(fb _cfar, f_{s_cfar}, DR) nach der Code-Trennung unter Verwendung eines ungenutzten Orthogonalcodes UnCode_nuc kann beispielsweise der folgende Ausdruck 29 anstelle des Ausdrucks 12 sein. $\begin{array}{l} D e M u l U n C o d e_{n u c} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}, D R) \\ = \sum_{z = 1}^{N a} {| {(β (D R) \otimes U n C o d e_{n u c})}^{*} • {α (ƒ_{s_c f a r}) \otimes V F T A L L_{z} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r})}^{T} |}^{2} \end{array}$
Im Ausdruck 29 hängt der Term β(DR)⊗UnCode_nuc nicht vom Index der Doppler-Komponente (dem Dopplerfrequenzindex) f_s ab; somit ist es beispielsweise möglich, den Rechenaufwand im Aliasing-Bestimmer 212 durch ein Vorab-Vorsehen einer Tabelle zu reduzieren.
Ein Beispiel des Betriebs des Aliasing-Bestimmers 212 ist beschrieben.
Als Nächstes ist ein Beispiel des Betriebs des Demultiplexers 213 für gemultiplexten Code beschrieben.
Der Demultiplexer 213 für gemultiplexten Code führt ein Verfahren des Trennens eines Code-gemultiplexten Signals gemäß einem Aliasing-Bestimmungsergebnis im Aliasing-Bestimmer 212 und Codes für das Code-Multiplexsenden durch.
Zum Beispiel führt der Demultiplexer 213 für gemultiplexten Code ein Code-Trennverfahren an den Doppler-Komponenten VFTALLz(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}), die die Ausgänge von Doppler-Analysatoren 210 sind, die mit einem Abstandsindex f_{b_cfar} und einem Dopplerfrquenzindex f_{s_cfar}, extrahiert im CFAR-Teil 211, verknüpft sind, gemäß einem Aliasing-Phasenkorrekturvektor β(DR_min) unter Verwendung von DR_min durch, das ein Aliasing-Bestimmungsergebnis im Aliasing-Bestimmer 212 ist, wie durch den folgenden Ausdruck 30 ausgedrückt. Der Aliasing-Bestimmer 212 ist in der Lage, einen Index, der ein wahrer Doppler-Aliasingbereich ist, in einem Doppler-Bereich höher als oder gleich -1/(2Tr) und niedriger als 1/(2Tr) zu bestimmen (mit anderen Worten, zu bestimmen, dass DR_min = DR_true ist); der Demultiplexer 213 für gemultiplexten Code ist in der Lage, einen Korrelationswert zwischen Orthogonalcodes auf null zu bringen, die zum Code-Multiplexen in dem Doppler-Bereich höher als oder gleich -1/(2Tr) und niedriger als 1/(2Tr) benutzt sind. Daher ist der Demultiplexer 213 für gemultiplexten Code in der Lage, ein Trennverfahren mit unterdrückter Störung zwischen Code-gemultiplexten Signalen durchzuführen. $\begin{array}{l} D e M U L_{z}^{n c m} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}) \\ = {(C o d e_{n c m})}^{*} • {β (D R_{min}) \otimes α (ƒ_{s_c f a r}) \otimes V F T A L L_{z} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r})}^{T} \end{array}$
Hier ist DeMul_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) ein Ausgang (beispielsweise ein Code-Trennergebnis) nach der Code-Trennung von einem Code-gemultiplexten Signal unter Verwendung eines Orthogonalcodes Code_ncm für einen Ausgang vom Doppler-Analysator 210 für einen Abstandsindex f_{b_cfar} und einen Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} im z-ten Antennenkanalprozessor 201. z = 1, ... , Na, und ncm = 1, ... , N_CM (= N_Tx).
Durch das vorstehend beschriebene Code-Trennverfahren ist die Radarvorrichtung 10 in der Lage, ein Signal zu erhalten, das getrennt ist von einem Signal, das Code-multiplex gesendet ist unter Verwendung eines Orthogonalcodes Code_ncm, der der ncm-ten Sendeantenne Tx#ncm gemäß einem Aliasing-Bestimmungsergebnis zugewiesen ist, unter der Annahme im Aliasing-Bestimmer 212 bis zum Doppler-Bereich ±1/(2 × Tr), der Loc-mal so groß ist wie der Doppler-Bereich ±1/(2Loc × Tr), in dem im Doppler-Analysator 210 kein Aliasing auftritt.
Die Radarvorrichtung 10 führt beispielsweise eine Doppler-Phasenkorrektur, die ein Doppler-Aliasing enthält (beispielsweise ein Verfahren auf Grundlage eines Phasenkorrekturvektors β(DR_min)), am Ausgang des Doppler-Analysators 210 für jedes Codeelement während des Code-Trennverfahrens durch. Aus diesem Grund kann ein gegenseitiges Stören zwischen Code-gemultiplexten Signalen beispielsweise auf etwa Rauschpegel reduziert werden. Mit anderen Worten, die Radarvorrichtung 10 ist in der Lage, ein Stören unter Codes zu reduzieren, und unterdrückt Einflüsse auf die Verschlechterung der Erkennungsleistung in der Radarvorrichtung 10.
Ein Beispiel des Betriebs des Demultiplexers 213 für gemultiplexten Code ist beschrieben.
In 5 führt der Richtungsschätzer 214 ein Zielobjekt-Richtungsschätzverfahren gemäß einem Code-Trennergebnis DeMul_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}), eingegeben vom Demultiplexer 213 für gemultiplexten Code für den Ausgang des Doppler-Analysators 210, verknüpft mit einem Abstandsindex f_{b_cfar} und einem Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} durch.
Der Richtungsschätzer 214 kann beispielsweise eine Richtungsschätzung (DOA) unter Verwendung eines Signals DeMul_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) durchführen, erhalten durch ein Code-Trennverfahren aus einem von Sendeantennen 106 (beispielsweise ncm = 1, ..., N_Tx) gesendeten Code-gemultiplexten Signal.
[Beispiel einer Antennenanordnung]
Die Radarvorrichtung 10 verwendet beispielsweise eine Anordnung von Sendeantennen 106 und Empfangsantennen 202, die die Winkelauflösung verbessern und Gitterkeulen oder Nebenkeulen durch ein Erhöhen der Aperturlänge einer virtuellen Empfangsgruppe unterdrücken.
Nachstehend ist ein Beispiel einer Antennenanordnung von Sendeantennen 106 und Empfangsantennen 202 und ein Beispiel eines Richtungsschätzverfahrens im Richtungsschätzer 214 in dem Fall beschrieben, wo jedes Beispiel einer Anordnung angewendet ist.
In den folgenden Anordnungsbeispielen kann in der Radarvorrichtung 10 die Anordnung von Sendeantennen 106 durch die Anordnung von Empfangsantennen 202 ersetzt werden, und die Anordnung von Empfangsantennen 202 kann durch die Anordnung von Sendeantennen 106 ersetzt werden. In der Radarvorrichtung 10 werden, sogar wenn eine Antennenanordnung zwischen Sendeantennen 106 und Empfangsantennen 202 vertauscht ist, ähnliche Effekte erzielt wie diejenigen in den folgenden Anordnungsbeispielen.
Alternativ kann die Anordnung der Radarvorrichtung 10 so sein, dass eine horizontale Richtung (die beispielsweise einer ersten Richtung entspricht) und eine vertikale Richtung (die beispielsweise einer zweiten Richtung senkrecht zur ersten Richtung entspricht) in den folgenden Anordnungsbeispielen vertauscht sind. Wenn die horizontale Richtung und die vertikale Richtung in einer Antennenanordnung vertauscht sind, werden Effekte, die sich aus der Anordnung ergeben, in der die horizontale Richtung und die vertikale Richtung in den folgenden Anordnungsbeispielen vertauscht sind, mit der Radarvorrichtung 10 erzielt.
Eine MIMO-Antennenanordnung gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist beispielsweise eine Anordnung, die die folgende Bedingung (beispielsweise die Bedingung 1 oder die Bedingung 2) erfüllt. Nachstehend ist jede Bedingung aus Bedingung 1 und Bedingung 2 beschrieben.
<Bedingung 1>
(1) N_Tx Sendeantennen 106 sind in der horizontalen Richtung (die beispielsweise der ersten Richtung entspricht) und der vertikalen Richtung (die beispielsweise der zweiten Richtung senkrecht zur ersten Richtung entspricht) angeordnet. Von N_Tx Sendeantennen 106 ist eine Sendeantenne 106 so angeordnet, dass sie überlappend sowohl in den in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 als auch in der in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantenne 106 enthalten ist.
(2) Aus Na Empfangsantennen 202 sind (Na - Nz) Empfangsantennen 202 außer Nz (Nz ≥ 1) Empfangsantennen 202 in der horizontalen Richtung und der vertikalen Richtung angeordnet. Von (Na - Nz) Empfangsantennen 202 ist eine Empfangsantenne 202 so angeordnet, dass sie überlappend sowohl in den in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 als auch in den in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 enthalten ist.
(3) Die Antennenabstände von in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 sind so festgelegt, dass sie weiter sind als die Aperturlänge von Empfangsantennen 202 (die beispielsweise ersten Antennen entsprechen), die in der horizontalen Richtung angeordnet sind. Mindestens einer der Antennenabstände von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 ist auf einen horizontalen Grundabstand (oder einen vorgeschriebenen Abstand) D_H festgelegt. Die Antennenabstände von Sendeantennen 106 und die Antennenabstände von Empfangsantennen 202 können jeweils ein Abstand zwischen den Positionsmitten der Antennen sein, können ein Abstand zwischen den Einspeisepunkten der Antennen sein oder können ein Abstand auf Grundlage der Form jeder Antenne sein (beispielsweise der Abstand zwischen den Enden der Antennen oder der Abstand zwischen den rechten Enden der Antennen). Ein Abstand kann als Entfernung begriffen werden.
(4) Mindestens eine von Nz Empfangsantennen 202 (die beispielsweise dritten Antennen entsprechen) ist an einer vertikalen Position, die verschieden ist von einer vertikalen Position (einer Position auf einer vertikalen Achse), an der in der horizontalen Richtung angeordnete Empfangsantennen 202 angeordnet sind, und an einer horizontalen Position (einer Position auf einer horizontalen Achse), die im horizontalen Grundabstand D_H benachbart ist zu den in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 (beispielsweise zweiten Antennen), angeordnet.
Nachstehend ist ein Beispiel der Bedingung 1 beschrieben.
Bezüglich (1) der Bedingung 1 sind beispielsweise N_Tx Sendeantenne 106 in einer beliebigen aus einer L-Form (N_Tx ≥ 3), einer T-Form (N_Tx ≥ 4) und einer Kreuzform (N_Tx ≥ 5) angeordnet.
(a) von 8 zeigt ein Beispiel einer L-förmigen Anordnung in dem Fall, wo N_Tx = 6 ist. (a) von 8 zeigt eine Anordnung mit gleichem Abstand; jedoch ist die Anordnung nicht darauf beschränkt. Die Anordnung kann eine Anordnung mit ungleichem Abstand sein. Die Anordnung von N_Tx Sendeantennen 106 kann so sein, dass die Anordnung von (a) von 8 um einen ausgewählten Winkel (beispielsweise 90°, 180° oder 270°) gedreht ist. Alternativ kann die Anordnung von N_Tx Sendeantennen 106 so sein, dass die vorstehend beschriebene Anordnung spiegelverkehrt ist.
(a) von 8 zeigt einen Zustand, wo von den Sendeantennen 106 die Anzahl Nt_H von in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen vier beträgt und die Anzahl Ntv von in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen drei beträgt; jedoch ist eine Kombination von Nt_H und Ntv nicht darauf beschränkt. Zum Beispiel kann die Kombination eine Kombination sein, die die Beziehung erfüllt, dass Nt_H ≥ 2, Ntv ≥ 2 und Nt_H + Nt_V = N_Tx + 1. Zum Beispiel enthalten Kombinationen von Nt_H und Ntv in L-förmiger Anordnung in dem Fall, wo N_Tx = 6 ist, vier Kombinationen, z.B. (Nt_H, Ntv) = (2, 5), (3, 4), (4, 3) und (5, 2).
In dem Fall einer L-förmigen Anordnung kann die Anzahl von Sendeantennen N_Tx ≥ 3 sein. (b) von 8 zeigt ein Beispiel einer L-förmigen Anordnung in dem Fall, wo N_Tx = 3 ist.
Als Nächstes zeigen (a) und (b) von 9 Beispiele einer T-förmigen Anordnung in dem Fall, wo N_Tx = 6 ist. (a) und (b) von 9 zeigen eine Anordnung mit gleichem Abstand; jedoch ist die Anordnung nicht darauf beschränkt. Die Anordnung kann eine Anordnung mit ungleichem Abstand sein. Die Anordnung von N_Tx Sendeantennen 106 kann so sein, dass die Anordnung jeder von (a) und (b) von 9 um einen ausgewählten Winkel (beispielsweise 90°, 180° oder 270°) gedreht ist. Alternativ kann die Anordnung von N_Tx Sendeantennen 106 so sein, dass die vorstehend beschriebene Anordnung spiegelverkehrt ist.
(a) von 9 zeigt einen Fall, wo von den Sendeantennen 106 die Anzahl Nt_H von in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen vier beträgt und die Anzahl Nt_v von in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen drei beträgt, und (b) von 9 zeigt einen Fall, wo von den Sendeantennen 106 die Anzahl Nt_H von in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen drei beträgt und die Anzahl Ntv von in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen vier beträgt; jedoch ist eine Kombination von Nt_H und Ntv nicht darauf beschränkt. Zum Beispiel kann die Kombination nur eine Kombination sein, die die Beziehung erfüllt, dass Nt_H ≥ 2, Ntv ≥ 2 und Nt_H + Ntv = N_Tx + 1 sind. Zum Beispiel enthalten Kombinationen von Nt_H und Ntv in T-förmiger Anordnung in dem Fall, wo N_Tx = 6 ist, vier Kombinationen, z.B. (Nt_H, Ntv) = (2, 5), (3, 4), (4, 3) und (5, 2).
In dem Fall einer T-förmigen Anordnung kann die Anzahl von Sendeantennen N_Tx ≥ 4 sein. (c) von 9 zeigt ein Beispiel einer T-förmigen Anordnung in dem Fall, wo N_Tx = 4 ist.
Als Nächstes zeigt (a) von 10 ein Beispiel einer kreuzförmigen Anordnung in dem Fall, wo N_Tx = 6 ist. (a) von 10 zeigt eine Anordnung mit gleichem Abstand; jedoch ist die Anordnung nicht darauf beschränkt. Die Anordnung kann eine Anordnung mit ungleichem Abstand sein. Die Anordnung von N_Tx Sendeantennen 106 kann so sein, dass die Anordnung von (a) von 10 um einen ausgewählten Winkel (beispielsweise 90°, 180° oder 270°) gedreht ist. Alternativ kann die Anordnung von N_Tx Sendeantennen 106 so sein, dass die vorstehend beschriebene Anordnung spiegelverkehrt ist.
(a) von 10 zeigt einen Zustand, wo von den Sendeantennen 106 die Anzahl Nt_H von in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen vier beträgt und die Anzahl Ntv von in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen drei beträgt; jedoch ist eine Kombination von Nt_H und Ntv nicht darauf beschränkt. Zum Beispiel kann die Kombination eine Kombination sein, die die Beziehung erfüllt, dass Nt_H ≥ 3, Ntv ≥ 3 und Nt_H + Ntv = N_Tx + 1 sind. Zum Beispiel enthalten Kombinationen von Nt_H und Nt_V in kreuzförmiger Anordnung in dem Fall, wo N_Tx = 6 ist, zwei Kombinationen, z.B. (Nt_H, Ntv) = (3, 4) und (4, 3).
In dem Fall einer kreuzförmigen Anordnung kann die Anzahl von Sendeantennen N_Tx ≥ 5 sein. (b) von 10 zeigt ein Beispiel einer kreuzförmigen Anordnung in dem Fall, wo N_Tx = 5 ist.
Beispiele bezüglich (1) der Bedingung 1 sind beschrieben.
Bezüglich (2) der Bedingung 1 sind beispielsweise (Na - Nz) Empfangsantennen 202 in einer beliebigen aus einer L-Form (Na - Nz ≥ 3), einer T-Form (Na - Nz ≥ 4) und einer Kreuzform (Na - Nz ≥ 5) angeordnet.
Die Anordnung von (Na - Nz) Empfangsantennen 202 kann die Anordnung derselben Form wie die Anordnung der Sendeantennen 106 sein oder kann eine Anordnung anderer Form als der Anordnung der Sendeantennen 106 sein. Wenn beispielsweise die Sendeantennen 106 in einer L-Form angeordnet sind, können die Empfangsantennen 202 in einer L-Form angeordnet sein oder können in einer anderen Form angeordnet sein (beispielsweise einer T-Form oder einer Kreuzform). Eine Kombination der Anordnung von Sendeantennen 106 und der Anordnung von Empfangsantennen 202 ist nicht darauf beschränkt und kann eine Kombination von Anordnungen anderer Form sein.
Hier sind, wo von (Na - Nz) Empfangsantennen 202 die Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen Nr_H ist und die Anzahl von in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen Nr_V ist, Nr_H ≥ 2 und Nrv ≥ 2 in dem Fall der L-förmigen oder T-förmigen Anordnung, Nr_H ≥ 3 und Nr_V ≥ 3 in dem Fall der kreuzförmigen Anordnung und die Beziehung Nr_H + Nr_V = Na - Nz + 1 in dem Fall einer beliebigen Anordnung erfüllt.
Beispiele bezüglich (2) der Bedingung 1 sind beschrieben.
(3) der Bedingung 1 ist eine Bedingung, bei der in einer Empfangsantennenanordnung, erhalten aus Sendeantennen 106 und Empfangsantennen 202, die Antennen von Nt_H x Nr_H, das das Produkt der Anzahl Nt_H von in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 und der Anzahl Nr_H von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 ist, angeordnet sein können, und ist eine Bedingung, bei der eine maximale Anzahl von virtuellen Empfangsantennen ohne jede Überlappung in der horizontalen Richtung angeordnet sein können.
(4) der Bedingung 1 ist beispielsweise als „Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung“ bezeichnet. Nz Empfangsantennen 202 oder Nz Sendeantennen 106, die die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllen, sind als „Trennleistungsverbesserungsantennen“ bezeichnet. Nachstehend ist ein Beispiel der Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung beschrieben.
11 ist ein Diagramm, das ein Beispiel zeigt, in dem N_Tx (= 6) Sendeantennen 106 (beispielsweise Tx#1 bis Tx#6) in einer L-Form angeordnet sind und (Na - Nz) (= 6) Empfangsantennen 202 (beispielsweise Rx#1 bis Rx#6) in einer L-Form angeordnet sind. Zum Beispiel können, wie in 11 gezeigt, in der Bedingung 1 von Sende- und Empfangsantennen Trennleistungsverbesserungsantennen in den Empfangsantennen 202 mit relativ engen Antennenabständen in der vertikalen Richtung eingesetzt sein.
In 11 sind Kandidaten für die Anordnung von Trennleistungsverbesserungsantennen, die die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt, die durch die gestrichelten Rechteckrahmen bezeichneten Positionen A, B, C und D.
Wenn beispielsweise Nz = 1 ist, ist die Gesamtanzahl von Empfangsantennen 202 sieben, und eine (= Nz) nicht angeordnete Empfangsantenne 202 ist in der horizontalen Richtung benachbart im Grundabstand D_H angeordnet zu (mit anderen Worten, befindet sich um D_H getrennt von) einer beliebigen der in 11 gezeigten Empfangsantennen Rx#5, Rx#6. Mit anderen Worten, die nicht angeordnete Empfangsantenne 202 ist an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der in 11 gezeigten gestrichelten Rechteckrahmen angeordnet. Mit dieser Anordnung ist die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt.
Wenn Nz Empfangsantennen 202 an solchen Positionen angeordnet sind, ist die Radarvorrichtung 10 in der Lage, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen in dem Fall zu reduzieren, wo vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen, und ist in der Lage, die Trennleistung zu verbessern (beispielsweise die horizontale Trennleistung). Ein Beispiel des Verbesserungseffekts der Trennleistung in der Radarvorrichtung 10 ist unter Verwendung eines Computersimulationsergebnisses (weiter unten beschrieben) beschrieben.
Wenn Nz Empfangsantennen 202 (die beispielsweise dritten Antennen entsprechen) an einer vertikalen Position angeordnet sind, die verschieden ist von der vertikalen Position von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 (die beispielsweise ersten Antennen entsprechen), und an einer horizontalen Position benachbart zu in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 (die beispielsweise zweiten Antennen entsprechen), können Nz Empfangsantennen 202 benachbart zu in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 (A, C in 11) angeordnet sein oder auf der anderen Seite (B, D in 11) angeordnet sein.
Hier ist die Anordnung auf der anderen Seite (B, D in 11), verglichen mit der Anordnung benachbart zu in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 (A, C in 11), wirksam zum Erhöhen der horizontalen Antennenapertur in einer virtuellen Empfangsantennenanordnung, und es ist möglich, die horizontale Strahlbreite einzuengen; somit trägt die Anordnung weiter zur Auflösungsverbesserung in der Radarvorrichtung 10 bei. In diesem Fall ist es geeigneter, wenn Antennenelemente mit jeweils einer großen vertikalen Größe verwendet werden.
Andererseits ist die Anordnung benachbart zu den in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen (A, C in 11), verglichen mit der Anordnung auf der anderen Seite (B, D in 11), in der Lage, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen zu reduzieren, wenn vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen, und ist in der Lage, die Trennleistung nicht nur in der horizontalen Richtung, sondern auch in der vertikalen Richtung in der Radarvorrichtung 10 weiter zu verbessern.
Bei 11 sind die L-förmigen Sende- und Empfangsantennen beschrieben. Bei T-förmigen oder kreuzförmigen Sende- und Empfangsantennen können ebenfalls beispielsweise Nz Empfangsantennen 202 auf einer Seite in der horizontalen Richtung angeordnet sein, wo eine große Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 bezüglich der Position (horizontalen Position) angeordnet sind, an der Empfangsantennen 202 in der vertikalen Richtung angeordnet sind. Mit dieser Anordnung ist es möglich, wenn beispielsweise vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen weiter zu reduzieren. Ähnlich können beispielsweise Nz Empfangsantennen 202 auf einer Seite in der horizontalen Richtung angeordnet sein, wo eine kleinere Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 bezüglich der Position (horizontalen Position) angeordnet sind, an der Empfangsantennen 202 in der vertikalen Richtung angeordnet sind. Mit dieser Anordnung ist es beispielsweise wirksam, die horizontale Antennenapertur zu erhöhen, und es ist möglich, die horizontale Strahlbreite einzuengen; somit ist die Auflösung in der Radarvorrichtung 10 verbessert.
Wenn beispielsweise Nz = 2 ist, beträgt die Gesamtanzahl Na von Empfangsantennen 202 acht, ist mindestens eine von zwei (= Nz) nicht angeordneten Empfangsantennen 202 so angeordnet, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt (ist beispielsweise an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der gestrichelten Rechteckrahmen von 11 angeordnet). Wenn beide der zwei (= Nz) nicht angeordneten Empfangsantennen so angeordnet sind, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllen, kann beispielsweise eine der Empfangsantennen 202 benachbart im horizontalen Grundabstand D_H zu der in 11 gezeigten Rx#5 angeordnet sein (angeordnet bei einem beliebigen aus A und B in 11), und die andere der Empfangsantennen 202 kann benachbart im horizontalen Grundabstand D_H zu der in 11 gezeigten Rx#6 angeordnet sein (angeordnet bei einem beliebigen aus C und D in 11). Mit dieser Anordnung ist die Radarvorrichtung 10 in der Lage, die Trennleistung (beispielsweise in der horizontalen Richtung) in dem Fall weiter zu verbessern, wo mehrfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen.
Ebenso kann, wenn Nz ≥ 3 ist, mindestens eine von Nz nicht angeordneten Empfangsantennen 202 so angeordnet sein, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt (beispielsweise an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der gestrichelten Rechteckrahmen in 11 angeordnet sein). Wenn sich zum Beispiel die Anzahl von Empfangsantennen 202 unter Nz Empfangsantennen 202 erhöht, die so angeordnet sind, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllen, ist es möglich, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen weiter zu reduzieren, wenn vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen; somit wird die Trennleistung der Radarvorrichtung 10 weiter verbessert.
Beispiele der Bedingung 1 sind beschrieben.
Die Anordnung von Sendeantennen 106, die die vorstehend beschriebene Bedingung 1 erfüllt, kann auf die Anordnung von Empfangsantennen 202 angewendet werden, und die Anordnung von Empfangsantennen 202, die die Bedingung 1 erfüllt, kann auf die Anordnung von Sendeantennen 106 angewendet werden. Ebenso in diesem Fall werden ähnliche Effekte wie die vorstehend beschriebenen erzielt. Nachstehend ist eine Bedingung in diesem Fall als „Bedingung 1a“ bezeichnet. Somit lautet die Bedingung 1a wie folgt. Ein Beispiel der Bedingung 1a ist ähnlich Einzelheiten, in denen in dem Beispiel der vorstehend beschriebenen Bedingung 1 Sendeantennen und Empfangsantennen jeweils durch Empfangsantennen und Sendeantennen ersetzt sind; somit ist die Beschreibung weggelassen.
<Bedingung 1a>
(1) Na Empfangsantennen 202 sind in der horizontalen Richtung (die beispielsweise der ersten Richtung entspricht) und der vertikalen Richtung (die beispielsweise der zweiten Richtung senkrecht zur ersten Richtung entspricht) angeordnet. Von Na Empfangsantennen 202 ist eine Empfangsantenne 202 so angeordnet, dass sie überlappend sowohl in den in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 als auch in den in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 enthalten ist.
(2) Von N_Tx Sendeantennen 106 sind (N_Tx - Nz) Sendeantennen 106 außer Nz (Nz ≥ 1) Sendeantennen 106 in der horizontalen Richtung und der vertikalen Richtung angeordnet. Von (N_Tx - Nz) Sendeantennen 106 ist eine Sendeantenne 106 so angeordnet, dass sie überlappend sowohl in den in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 als auch in den in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 enthalten ist.
(3) Die Antennenabstände der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 sind so festgelegt, dass sie weiter sind als die Aperturlänge der in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 (die beispielsweise ersten Antennen entsprechen). Mindestens einer der Antennenabstände von in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 ist auf den horizontalen Grundabstand (oder den vorgeschriebenen Abstand) D_H festgelegt.
(4) Mindestens eine von Nz Sendeantennen 106 (die beispielsweise dritten Antennen entsprechen) ist an einer vertikalen Position, die verschieden ist von der vertikalen Position, an der in der horizontalen Richtung angeordnete Sendeantennen 106 (die beispielsweise ersten Antennen entsprechen) angeordnet sind, und an einer horizontalen Position, die im horizontalen Grundabstand D_H benachbart ist zu in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 (die beispielsweise zweiten Antennen entsprechen), angeordnet.
12 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Antennenanordnung zeigt, die die Bedingung 1a erfüllt. 12 zeigt ein Beispiel, bei dem Na (= 8) Empfangsantennen 202 (beispielsweise Rx#1 bis Rx#8) in einer T-Form angeordnet sind und (N_Tx - Nz) (= 5) Sendeantennen 106 (beispielsweise Tx#1 bis Tx#5) in einer T-Form angeordnet sind. Zum Beispiel können, wie in 12 gezeigt, in der Bedingung 1a aus Sende- und Empfangsantennen Trennleistungsverbesserungsantennen in den Sendeantennen 106 mit relativ engen Antennenabständen in der vertikalen Richtung eingesetzt werden.
In 12 sind Kandidaten für die Anordnung von Trennleistungsverbesserungsantennen, die die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt, die durch die gestrichelten Rechteckrahmen bezeichneten Positionen A, B, C und D.
Wenn beispielsweise Nz = 1 ist, beträgt die Gesamtanzahl N_Tx von Sendeantennen 106 sechs, und eine (= Nz) nicht angeordnete Sendeantenne 106 ist im horizontalen Grundabstand D_H benachbart angeordnet zu (mit anderen Worten, befindet sich um D_H getrennt von) einer beliebigen der in 12 gezeigten Sendeantennen Tx#1, Tx#3. Mit anderen Worten, die nicht angeordnete Sendeantenne 106 ist an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der in 12 gezeigten gestrichelten Rechteckrahmen angeordnet. Mit dieser Anordnung ist die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt.
Wenn Nz Sendeantennen 106 an solchen Positionen angeordnet sind, ist die Radarvorrichtung 10 in der Lage, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen in dem Fall zu reduzieren, wo vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen, und ist in der Lage, die Trennleistung zu verbessern (beispielsweise die horizontale Trennleistung). Ein Beispiel des Verbesserungseffekts der Trennleistung in der Radarvorrichtung 10 ist unter Verwendung eines Computersimulationsergebnisses (weiter unten beschrieben) beschrieben.
Wenn Nz Sendeantennen 106 in einer vertikalen Position, die verschieden ist von der vertikalen Position, an der Sendeantennen 106 in der horizontalen Richtung angeordnet sind, und an einer horizontalen Position benachbart zu in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 angeordnet sind, können Nz Sendeantennen 106 benachbart zu in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 (B, D in 12) angeordnet oder auf der anderen Seite (A, C in 12) angeordnet sein.
Hier ist die Anordnung auf der anderen Seite (A, C in 12), verglichen mit der Anordnung benachbart zu in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 (B, D in 12), wirksam zum Erhöhen der horizontalen Antennenapertur in einer virtuellen Empfangsantennenanordnung, und es ist möglich, die horizontale Strahlbreite einzuengen; somit trägt die Anordnung weiter zur Auflösungsverbesserung in der Radarvorrichtung 10 bei. In diesem Fall ist es geeigneter, wenn Antennenelemente mit jeweils einer großen vertikalen Größe verwendet werden.
Andererseits ist die Anordnung benachbart zu den in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen (B, D in 12), verglichen mit der Anordnung auf der anderen Seite (A, C in 12), in der Lage, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen zu reduzieren, wenn vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen, und es ist möglich, die Trennleistung nicht nur in der horizontalen Richtung, sondern auch in der vertikalen Richtung in der Radarvorrichtung 10 weiter zu verbessern.
Wenn beispielsweise Nz = 2 ist, beträgt die Gesamtanzahl N_Tx von Sendeantennen 106 7, ist mindestens eine von zwei (= Nz) nicht angeordneten Sendeantennen 106 so angeordnet, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt (ist beispielsweise an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der gestrichelten Rechteckrahmen von 12 angeordnet). Wenn beide der zwei (= Nz) nicht angeordneten Sendeantennen so angeordnet sind, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllen, kann beispielsweise eine der Sendeantennen 106 benachbart im horizontalen Grundabstand D_H zu der in 12 gezeigten Tx#1 angeordnet sein (angeordnet bei einem beliebigen aus A und B in 12), und die andere der Sendeantennen 106 kann benachbart im horizontalen Grundabstand D_H zu der in 12 gezeigten Tx#3 angeordnet sein (angeordnet bei einem beliebigen aus C und D in 12). Mit dieser Anordnung ist die Radarvorrichtung 10 in der Lage, die Trennleistung (beispielsweise in der horizontalen Richtung) in dem Fall weiter zu verbessern, dass mehrfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen.
Ebenso kann, wenn Nz ≥ 3 ist, mindestens eine von Nz nicht angeordneten Sendeantennen 106 so angeordnet sein, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt (beispielsweise an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der gestrichelten Rechteckrahmen in 12 angeordnet sein). Wenn sich zum Beispiel die Anzahl von Sendeantennen 106 unter Nz Sendeantennen erhöht, die so angeordnet sind, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllen, ist es möglich, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen weiter zu reduzieren, wenn vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen; somit wird die Trennleistung der Radarvorrichtung 10 weiter verbessert.
Ähnliche Effekte werden erzielt, wenn in Bedingung 1 und Bedingung 1a die horizontale Richtung durch die vertikale Richtung ersetzt wird und die vertikale Richtung durch die horizontale Richtung ersetzt wird.
<Bedingung 2>
Die Bedingung 2 ist beispielsweise ähnlich Einzelheiten, wobei in der Bedingung 1 die horizontale Richtung durch die vertikale Richtung ersetzt wird und die vertikale Richtung durch die horizontale Richtung ersetzt wird.
(1) N_Tx Sendeantennen 106 sind in der horizontalen Richtung (die beispielsweise der zweiten Richtung entspricht) und der vertikalen Richtung (die beispielsweise der ersten Richtung entspricht) angeordnet. Von N_Tx Sendeantennen 106 ist eine Sendeantenne 106 so angeordnet, dass sie überlappend sowohl in den in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 als auch in den in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 enthalten ist.
(2) Aus Na Empfangsantennen 202 sind (Na - Nz) Empfangsantennen 202 außer Nz (Nz ≥ 1) Empfangsantennen 202 in der horizontalen Richtung und der vertikalen Richtung angeordnet. Von (Na - Nz) Empfangsantennen 202 ist eine Empfangsantenne 202 so angeordnet, dass sie überlappend sowohl in den in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 als auch in den in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 enthalten ist.
(3) Die Antennenabstände von in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 sind so festgelegt, dass sie weiter sind als die Aperturlänge von Empfangsantennen 202 (die beispielsweise ersten Antennen entsprechen), die in der vertikalen Richtung angeordnet sind. Mindestens einer der Antennenabstände von in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 ist auf einen vertikalen Grundabstand Dv festgelegt.
(4) Mindestens eine von Nz Empfangsantennen 202 (die beispielsweise dritten Antennen entsprechen) ist an einer horizontalen Position, die verschieden ist von der horizontalen Position, an der in der vertikalen Richtung angeordnete Empfangsantennen 202 (die beispielsweise ersten Antennen entsprechen) angeordnet sind, und an einer vertikalen Position, die im vertikalen Grundabstand Dv benachbart ist zu den in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 (die beispielsweise zweiten Antennen entsprechen), angeordnet.
13 ist ein Diagramm, das ein Beispiel zeigt, in dem N_Tx (= 6) Sendeantennen 106 (beispielsweise Tx#1 bis Tx#6) in einer L-Form angeordnet sind und (Na - Nz) (= 6) Empfangsantennen 202 (beispielsweise Rx#1 bis Rx#6) in einer L-Form angeordnet sind. Zum Beispiel können, wie in 13 gezeigt, in der Bedingung 2 aus Sende- und Empfangsantennen Trennleistungsverbesserungsantennen in den Empfangsantennen 202 mit relativ engen Antennenabständen in der horizontalen Richtung eingesetzt werden.
In 13 sind Kandidaten für die Anordnung von Trennleistungsverbesserungsantennen, die die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt, die durch die gestrichelten Rechteckrahmen bezeichneten Positionen A, B, C und D.
Wenn beispielsweise Nz = 1 ist, beträgt die Gesamtanzahl Na von Empfangsantennen 202 sieben, und eine (= Nz) nicht angeordnete Empfangsantenne 202 ist in der vertikalen Richtung benachbart im Grundabstand Dv angeordnet zu (mit anderen Worten, befindet sich um Dv getrennt von) einer beliebigen der in 13 gezeigten Empfangsantennen Rx#1, Rx#2. Mit anderen Worten, die nicht angeordnete Empfangsantenne 202 ist an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der in 13 gezeigten gestrichelten Rechteckrahmen angeordnet. Mit dieser Anordnung ist die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt.
Wenn Nz Empfangsantennen 202 an solchen Positionen angeordnet sind, ist die Radarvorrichtung 10 in der Lage, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen in dem Fall zu reduzieren, wo vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen, und es ist möglich, die Trennleistung zu verbessern (beispielsweise die vertikale Trennleistung). Ein Beispiel des Verbesserungseffekts der Trennleistung in der Radarvorrichtung 10 ist unter Verwendung eines Computersimulationsergebnisses (weiter unten beschrieben) beschrieben.
Wenn Nz Empfangsantennen 202 (die beispielsweise dritten Antennen entsprechen) an einer horizontalen Position, die verschieden ist von der horizontalen Position, an der in der vertikalen Richtung angeordnete Empfangsantennen 202 (die beispielsweise ersten Antennen entsprechen) angeordnet sind, und an einer vertikalen Position benachbart zu in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 (die beispielsweise zweiten Antennen entsprechen) angeordnet sind, können Nz Empfangsantennen 202 benachbart zu in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 (A, C in 13) angeordnet sein oder auf der anderen Seite (B, D in 13) angeordnet sein.
Hier ist die Anordnung auf der anderen Seite (B, D in 13), verglichen mit der Anordnung benachbart zu in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 (A, C in 13), wirksam zum Erhöhen der vertikalen Antennenapertur in einer virtuellen Empfangsantennenanordnung, und es ist möglich, die vertikale Strahlbreite einzuengen; somit trägt die Anordnung weiter zur Auflösungsverbesserung in der Radarvorrichtung 10 bei. In diesem Fall ist es geeigneter, wenn Antennenelemente mit jeweils einer großen horizontalen Größe verwendet werden.
Andererseits ist die Anordnung benachbart zu den in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen (A, C in 13), verglichen mit der Anordnung auf der anderen Seite (B, D in 13), in der Lage, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen zu reduzieren, wenn vielfache von Ziel Objekten reflektierte Wellen vorliegen, und es ist möglich, die Trennleistung nicht nur in der vertikalen Richtung, sondern auch in der horizontalen Richtung in der Radarvorrichtung 10 weiter zu verbessern.
Bei 13 sind die L-förmigen Sende- und Empfangsantennen beschrieben. Bei T-förmigen oder kreuzförmigen Sende- und Empfangsantennen können ebenfalls beispielsweise Nz Empfangsantennen 202 auf einer Seite in der vertikalen Richtung angeordnet sein, wo eine große Anzahl von in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 bezüglich der Position (vertikalen Position) angeordnet sind, an der Empfangsantennen 202 in der horizontalen Richtung angeordnet sind. Mit dieser Anordnung ist es möglich, wenn beispielsweise vielfache von Ziel Objekten reflektierte Wellen vorliegen, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen weiter zu reduzieren. Ähnlich können beispielsweise Nz Empfangsantennen 202 auf einer Seite in der vertikalen Richtung angeordnet sein, wo eine kleinere Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 bezüglich der Position (vertikalen Position) angeordnet sind, an der Empfangsantennen 202 in der horizontalen Richtung angeordnet sind. Mit dieser Anordnung ist es beispielsweise wirksam, die horizontale Antennenapertur zu erhöhen, und es ist möglich, die horizontale Strahlbreite einzuengen; somit ist die Auflösung in der Radarvorrichtung 10 verbessert.
Wenn beispielsweise Nz = 2 ist, beträgt die Gesamtanzahl Na von Empfangsantennen 202 acht, ist mindestens eine von zwei (= Nz) nicht angeordneten Empfangsantennen 202 so angeordnet, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt (ist beispielsweise an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der gestrichelten Rechteckrahmen von 13 angeordnet). Wenn beide der zwei (= Nz) nicht angeordneten Empfangsantennen so angeordnet sind, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllen, kann beispielsweise eine der Empfangsantennen 202 benachbart im vertikalen Grundabstand Dv zu der in 13 gezeigten Rx#1 angeordnet sein (angeordnet bei einem beliebigen aus A und B in 13), und die andere der Empfangsantennen 202 kann benachbart im vertikalen Grundabstand Dv zu der in 13 gezeigten Rx#2 angeordnet sein (angeordnet bei einem beliebigen aus C und D in 13). Mit dieser Anordnung ist die Radarvorrichtung 10 in der Lage, die Trennleistung (beispielsweise in der vertikalen Richtung) in dem Fall weiter zu verbessern, wo mehrfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen.
Ebenso kann, wenn Nz ≥ 3 ist, mindestens eine von Nz nicht angeordneten Empfangsantennen 202 so angeordnet sein, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt (beispielsweise an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der gestrichelten Rechteckrahmen in 13 angeordnet sein). Wenn sich zum Beispiel die Anzahl von Empfangsantennen 202 unter Nz Empfangsantennen erhöht, die so angeordnet sind, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllen, ist es möglich, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen weiter zu reduzieren, wenn vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen; somit wird die Trennleistung der Radarvorrichtung 10 weiter verbessert.
Beispiele der Bedingung 2 sind beschrieben.
<Bedingung 2a>
Die Bedingung 2a ist beispielsweise ähnlich Einzelheiten, wobei in der vorstehend beschriebenen Bedingung 1a die horizontale Richtung durch die vertikale Richtung ersetzt wird und die vertikale Richtung durch die horizontale Richtung ersetzt wird.
(1) Na Empfangsantennen 202 sind in der horizontalen Richtung (die beispielsweise der zweiten Richtung entspricht) und der vertikalen Richtung (die beispielsweise der ersten Richtung entspricht) angeordnet. Von Na Empfangsantennen 202 ist eine Empfangsantenne 202 so angeordnet, dass sie überlappend sowohl in den in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 als auch in den in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 enthalten ist.
(2) Von N_Tx Sendeantennen 106 sind (N_Tx - Nz) Sendeantennen 106 außer Nz (Nz ≥ 1) Sendeantennen 106 in der horizontalen Richtung und der vertikalen Richtung angeordnet. Von (N_Tx - Nz) Sendeantennen 106 ist eine Sendeantenne 106 so angeordnet, dass sie überlappend sowohl in den in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 als auch in den in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 enthalten ist.
(3) Die Antennenabstände der in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 sind so festgelegt, dass sie weiter sind als die Aperturlänge der in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 (die beispielsweise ersten Antennen entsprechen). Mindestens einer der Antennenabstände von in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 ist auf den vertikalen Grundabstand (oder den vorgeschriebenen Abstand) Dv festgelegt.
(4) Mindestens eine von Nz Sendeantennen 106 (die beispielsweise dritten Antennen entsprechen) ist an einer horizontalen Position, die verschieden ist von der horizontalen Position, an der in der vertikalen Richtung angeordnete Sendeantennen 106 (die beispielsweise ersten Antennen entsprechen) angeordnet sind, und an einer vertikalen Position angeordnet, die benachbart im vertikalen Grundabstand D_H ist zu den in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 (die beispielsweise zweiten Antennen entsprechen).
14 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Antennenanordnung zeigt, die die Bedingung 2a erfüllt. 14 zeigt ein Beispiel, bei dem Na (= 8) Empfangsantennen 202 (beispielsweise Rx#1 bis Rx#8) in einer Kreuzform angeordnet sind und (N_Tx - Nz) (= 5) Sendeantennen 106 (beispielsweise Tx#1 bis Tx#5) in einer Kreuzform angeordnet sind. Zum Beispiel können, wie in 14 gezeigt, in der Bedingung 2a von Sende- und Empfangsantennen Trennleistungsverbesserungsantennen in den Sendeantennen 106 mit relativ engen Antennenabständen in der horizontalen Richtung eingesetzt werden.
In 14 sind Kandidaten für die Anordnung von Trennleistungsverbesserungsantennen, die die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt, die durch die gestrichelten Rechteckrahmen bezeichneten Positionen A, B, C und D.
Wenn beispielsweise Nz = 1 ist, beträgt die Gesamtanzahl N_Tx von Sendeantennen 106 sechs, und eine (= Nz) nicht angeordnete Sendeantenne 106 ist benachbart im vertikalen Grundabstand Dv von einer beliebigen der in 14 gezeigten Sendeantennen Tx#2, Tx#5 angeordnet. Mit anderen Worten, die nicht angeordnete Sendeantenne 106 ist an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der in 14 gezeigten gestrichelten Rechteckrahmen angeordnet. Mit dieser Anordnung ist die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt.
Wenn Nz Sendeantennen 106 an solchen Positionen angeordnet sind, ist die Radarvorrichtung 10 in der Lage, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen in dem Fall zu reduzieren, wo vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen, und es ist möglich, die Trennleistung zu verbessern (beispielsweise die vertikale Trennleistung). Ein Beispiel des Verbesserungseffekts der Trennleistung in der Radarvorrichtung 10 ist unter Verwendung eines Computersimulationsergebnisses (weiter unten beschrieben) beschrieben.
Wenn beispielsweise Nz = 2 ist, beträgt die Gesamtanzahl N_Tx von Sendeantennen 106 sieben, ist mindestens eine von zwei (= Nz) nicht angeordneten Sendeantennen 106 so angeordnet, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt (ist beispielsweise an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der gestrichelten Rechteckrahmen von 14 angeordnet). Wenn beide der zwei (= Nz) nicht angeordneten Sendeantennen so angeordnet sind, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllen, kann beispielsweise eine der Sendeantennen 106 benachbart im vertikalen Grundabstand Dv zu der in 14 gezeigten Tx#2 angeordnet sein (angeordnet bei einem beliebigen aus A und B in 14), und die andere der Sendeantennen 106 kann benachbart im vertikalen Grundabstand Dv zu der in 14 gezeigten Tx#5 angeordnet sein (angeordnet bei einem beliebigen aus C und D in 14). Mit dieser Anordnung ist die Radarvorrichtung 10 in der Lage, die Trennleistung (beispielsweise in der vertikalen Richtung) in dem Fall weiter zu verbessern, wo mehrfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen.
Ebenso kann, wenn Nz ≥ 3 ist, mindestens eine von Nz nicht angeordneten Sendeantennen 106 so angeordnet sein, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllt (beispielsweise an einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der gestrichelten Rechteckrahmen von 14 angeordnet sein). Wenn sich zum Beispiel die Anzahl von Sendeantennen 106 unter Nz Sendeantennen erhöht, die so angeordnet sind, dass sie die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung erfüllen, ist es möglich, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen weiter zu reduzieren, wenn vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen; somit wird die Trennleistung der Radarvorrichtung 10 weiter verbessert.
Beispiele der Bedingung 2 und der Bedingung 2a sind beschrieben.
Im Fall der in 14 gezeigten Antennenanordnung ist die Anordnung, die die Bedingung für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung der Bedingung 1 (oder der Bedingung 1a) erfüllt, auch eine Anordnung einer beliebigen der Positionen A, B, C und D der gestrichelten Rechteckrahmen, und ein Teil oder alle der Anordnungen, die jeweils die Bedingungen für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung der Bedingung 1 und der Bedingung 2 erfüllen, können miteinander übereinstimmen. Eine solche Anordnung, die die Bedingungen für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung sowohl der Bedingung 1 als auch der Bedingung 2 erfüllt, ist in der Lage, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen weiter zu reduzieren, wenn vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen, und es ist möglich, die Trennleistung der Radarvorrichtung 10 weiter zu verbessern. Aus diesem Grund kann beispielsweise die Anordnung, die die Bedingungen für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung sowohl der Bedingung 1 als auch der Bedingung 2 erfüllt, vorzugsweise als die Anordnung von Nz Antennen angewendet werden.
Ähnlich ist eine Anordnung, die die Bedingungen für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung sowohl der Bedingung 1a als auch der Bedingung 2a erfüllt, in der Lage, den Einfluss von Signalanteilen zwischen vielfachen Wellen weiter zu reduzieren, wenn vielfache von Zielobjekten reflektierte Wellen vorliegen, und es ist möglich, die Trennleistung der Radarvorrichtung 10 weiter zu verbessern. Aus diesem Grund kann beispielsweise die Anordnung, die die Bedingungen für eine Trennleistungsverbesserungsanordnung sowohl der Bedingung 1a als auch der Bedingung 2a erfüllt, vorzugsweise als die Anordnung von Nz Antennen angewendet werden.
Wie vorstehend beschrieben, ist mit der Anordnung, die die Bedingung 1 (oder die Bedingung 1a) erfüllt, die Radarvorrichtung 10 in der Lage, die Trennleistung in dem Fall zu verbessern, wo Wellen von Zielobjekten mit verschiedenen Einfallswinkeln von reflektierten Wellen empfangen werden. Die Bedingung 1 (oder die Bedingung 1a) ist beispielsweise eine Bedingung, bei der auch die vertikale Trennleistung verbessert ist, aber vorzugsweise ist die horizontale Trennleistung verbessert.
Mit der Anordnung, die die Bedingung 2 (oder die Bedingung 2a) erfüllt, ist die Radarvorrichtung 10 in der Lage, die Trennleistung in dem Fall zu verbessern, wo Wellen von Zielobjekten mit verschiedenen Einfallswinkeln von reflektierten Wellen empfangen werden. Die Bedingung 2 (oder die Bedingung 2a) ist beispielsweise eine Bedingung, bei der auch die horizontale Trennleistung verbessert ist, aber vorzugsweise ist die vertikale Trennleistung verbessert.
Wenn beispielsweise in der Antennenanordnung der Radarvorrichtung 10 die horizontale virtuelle Empfangsantennenapertur weiter ist als die vertikale virtuelle Empfangsantennenapertur, ist die Anzahl von in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Antennen klein; somit ist die Anwendung der Bedingung 1 (oder Bedingung 1a) geeigneter als die Anwendung der Bedingung 2 (oder Bedingung 2a), und ein weiter hoher Trennleistungsverbesserungseffekt wird erzielt, sogar wenn die Anzahl von Trennleistungsverbesserungsantennen Nz klein ist. Wenn andererseits beispielsweise in der Antennenanordnung der Radarvorrichtung 10 die vertikale virtuelle Empfangsantennenapertur weiter ist als die horizontale virtuelle Empfangsantennenapertur, ist die Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Antennen klein; somit ist die Anwendung der Bedingung 2 (oder Bedingung 2a) geeigneter als die Anwendung der Bedingung 1 (oder Bedingung 1a), und ein weiter hoher Trennleistungsverbesserungseffekt wird erzielt, sogar wenn die Anzahl von Trennleistungsverbesserungsantennen Nz klein ist.
Jede aus der Bedingung 1 und der Bedingung 2 ist beschrieben.
In der Bedingung 1 und der Bedingung 1a (oder Bedingung 2 und Bedingung 2a) können als Beispiel von Sende- und Empfangsantennen Trennleistungsverbesserungsantennen in Antennen mit relativ engen Antennenabständen in der vertikalen Richtung (oder horizontalen Richtung) eingesetzt werden. Sogar wenn Antennen an anderen Positionen angeordnet sind als die in der Zeichnung gezeigten Antennen, sieht die vorliegende Offenbarung die vorstehend beschriebenen Effekte vor.
Als Nächstes sind ein Beispiel einer Antennenanordnung (beispielsweise ein Beispiel einer MIMO-Antennenanordnung), die die Bedingung 1 erfüllt, und ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses durch eine Computersimulation beschrieben.
<Anordnungsbeispiel 1>
(a) von 15 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sendeantennen 106 (dargestellt beispielsweise durch Tx) und Empfangsantennen 202 (dargestellt beispielsweise durch Rx) (beispielsweise ein Beispiel einer MIMO-Antennenanordnung) gemäß dem Anordnungsbeispiel 1 zeigt.
In dem in (a) von 15 gezeigten Beispiel beträgt die Anzahl N_Tx von Sendeantennen vier (beispielsweise Tx#1, Tx#2, Tx#3 und Tx#4), und die Anzahl Na von Empfangsantennen beträgt vier (beispielsweise Rx#1, Rx#2, Rx#3 und Rx#4). Bei den Empfangsantennen ist die Antenne von Nz = 1 die Antenne Rx#4.
(b) von 15 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppe zeigt, erhalten aus der in (a) von 15 gezeigten Antennenanordnung.
Hier kann die Anordnung der virtuellen Empfangsgruppe beispielsweise als der folgende Ausdruck 31 ausgedrückt werden gemäß den Positionen (beispielsweise den Positionen von Einspeisepunkten) von Sendeantennen 106, die eine Sendegruppenantenne bilden, und den Positionen (beispielsweise den Positionen von Einspeisepunkten) von Empfangsantennen 202, die eine Empfangsgruppenantenne bilden. ${\begin{matrix} X_{V_# k} = (X_{T_# [c e i l (k / N a)]} - X_{T_# 1}) + (X_{R_# [mod (k - 1, N a) + 1]} - X_{R_# 1}) \\ Y_{V_# k} = (Y_{T_# [c e i l (k / N a)]} - Y_{T_# 1}) + (Y_{R_# [mod (k - 1, N a) + 1]} - Y_{R_# 1}) \end{matrix}$
Hier sind die Positionskoordinaten jeder der Sendeantennen 106 (beispielsweise Tx#n), die die Sendegruppenantenne bilden, durch (X_{T_#n}, Y_{T_#n}) dargestellt (wobei beispielsweise n = 1, ... , N_Tx), sind die Positionskoordinaten jeder der Empfangsantennen 202 (beispielsweise Rx#m), die die Empfangsgruppenantenne bilden, durch (X_{R_#m}, Y_{R_#m}) dargestellt (wobei beispielsweise m = 1, ... , Na) und sind die Positionskoordinaten jeder der virtuellen Antennen VA#k, die die virtuelle Empfangsgruppenantenne bilden, durch (X_{V_#k}, Y_{V_#k}) dargestellt (wobei beispielsweise k = 1, ..., N_Tx × Na).
In dem Ausdruck 31 ist VA#1 beispielsweise als der Positionsbezugspunkt (0, 0) der virtuellen Empfangsgruppe ausgedrückt.
In (a) von 15 ist die Anordnung der Sendeantennen Tx#1 bis Tx#4 eine L-förmige Anordnung. Zum Beispiel sind Tx#1 bis Tx#3 in der horizontalen Richtung angeordnet, und Tx#1 und Tx#4 sind in der vertikalen Richtung angeordnet (was beispielsweise (1) der Bedingung 1 entspricht). Zum Beispiel sind bezüglich der Positionskoordinaten (X_{T_#1}, Y_{T_#1}) von Tx#1 die Positionskoordinaten von Tx#2 bis Tx#4 (X_{T_#2}, Y_{T_#2}) = (X_{T_#1} + 2D_H, Y_{T_#1}), (X_{T_#3}, Y_{T_#3}) = (X_{T_#1} + 4D_H, Y_{T_#1}) und (X_{T_#4}, Y_{T_#4}) = (X_{T_#1}, Y_{T_#1} + 2D_V). Hier sind die Antennenabstände der in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen Tx#1 bis Tx#3 weiter als die Aperturlänge D_H der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 (was beispielsweise (3) der Bedingung 1 entspricht). In (a) von 15 sind die Antennenabstände der in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen Tx#1, Tx#4 weiter als die Aperturlänge Dv der in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202; jedoch ist die Anordnung nicht darauf beschränkt.
Andererseits sind in Na (= 4) in (a) von 15 gezeigten Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#4 drei (= Na - Nz) Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#3 außer einer Nz (= 1) Antenne Rx#4 in einer L-Form angeordnet (was beispielsweise (2) von Bedingung 1 entspricht), und der Antennenabstand zwischen den in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen Rx#1 und Rx#2 enthält den horizontalen Grundabstand D_H.
Zum Beispiel ist die Anordnung der in (a) von 15 gezeigten Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#3 eine Anordnung, bei der die L-Form horizontal umgekehrt ist, sind Rx#1 und Rx#2 in der horizontalen Richtung angeordnet, und sind Rx#2 und Rx#3 in der vertikalen Richtung angeordnet. Zum Beispiel sind bezüglich der Positionskoordinaten (X_{R_#1}, Y_{R_#1}) von Rx#1 die Positionskoordinaten von Rx#2 und Rx#3 (X_{R_#2}, Y_{R_#2}) = (X_{R_#1} + D_H, Y_{R_#1}) und (X_{R_#3}, Y_{R_#3}) = (X_{R_#1} + D_H, Y_{R_#1} + D_V).
In (a) von 15 ist die Empfangsantenne Rx#4, die Nz = 1 entspricht (beispielsweise die Trennleistungsverbesserungsantenne) an einer vertikalen Position (Y_{R_#1} + Dv) angeordnet, die verschieden ist von der vertikalen Position (Y_{R_#1}) jeder der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen Rx#1 und Rx#2, und an einer horizontalen Position benachbart im horizontalen Grundabstand D_H zu den in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen Rx#2 und Rx#3 (was beispielsweise (4) von Bedingung 1 entspricht). Mit anderen Worten, die Positionskoordinaten von Rx#4 sind (X_{R_#4}, Y_{R_#4}) = (X_{R_#1} + 2D_H, Y_{R_#1} + D_V).
Bei der in (a) von 15 gezeigten Antennenanordnung ist der Fall beschrieben, wo, wenn Rx#4, die die Nz Empfangsantenne ist, die der Trennleistungsverbesserungsantenne entspricht, an einer vertikalen Position (Y_{R_#1} + Dv), die verschieden ist von der vertikalen Position (Y_{R_#1}) jeder der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen Rx#1 und Rx#2, und an einer horizontalen Position benachbart zur Empfangsantenne Rx#3 angeordnet ist, Rx#4 auf der anderen Seite der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen angeordnet ist, z.B. sind die Positionskoordinaten (X_{R_#4}, Y_{R_#4}) von Rx#4 (X_{R_#1} + 2D_H, Y_{R_#1} + Dv); jedoch ist die Anordnung nicht darauf beschränkt. Die Empfangsantenne Rx#4 kann beispielsweise benachbart zu den in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen angeordnet sein, z.B. sind die Positionskoordinaten (X_{R_#4}, Y_{R_#4}) von Rx#4 (X_{R_#1}, Y_{R_#1} + D_V).
Auf diese Weise ist die in (a) von 15 gezeigte MIMO-Antennenanordnung eine Anordnung, die die vorstehend beschriebene (Bedingung 1) erfüllt.
Mit der Anordnung von Sendeantennen Tx#1 bis Tx#4 und der Anordnung von Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#4, die in (a) von 15 gezeigt sind, können die Positionskoordinaten von in (b) von 15 gezeigten virtuellen Antennen VA#1 bis VA#16, die die virtuelle Empfangsgruppenantenne bilden, durch den Ausdruck 31 berechnet werden. Zum Beispiel sind die Positionskoordinaten der virtuellen Antennen VA#1 bis VA#16 (X_{V_#1}, Y_{V_#1}) = (0, 0), (X_{V_#2}, Y_{V_#2}) = (D_H, 0), (X_{V_#3}, Y_{V_#3}) = (D_H, D_V), (X_{V_#4}, Y_{V_#4}) = (2D_H, D_V), (X_{V_#5}, Y_{V_#5}) = (2D_H, 0), (X_{V_#6}, Y_{V_#6}) = (3D_H, 0), (X_{V_#7}, Y_{V_#7}) = (3D_H, D_V), (X_{V_#8}, Y_{V_#8}) = (4D_H, D_V), (X_{V_#9}, Y_{V_#9}) = (4D_H, 0), (X_{V_#10}, Y_{V_#10}) = (5D_H, 0), (X_{V_#11}, Y_{V_#11}) = (5D_H, D_V), (X_{V_#12}, Y_{V_#12}) = (6D_H, D_V), (X_{V_#13}, Y_{V_#13}) = (0, 2D_V), (X_{V_#14}, Y_{V_#14}) = (D_H, 2D_V), (X_{V_#15}, Y_{V_#15}) = (D_H, 3D_V) und (X_{V_#16}, Y_{V_#16}) = (2D_H, 3D_V).
Hier sind, wenn N_Tx Sendeantennen 106 in einer beliebigen aus einer L-Form (N_Tx ≥ 3), einer T-Form (N_Tx ≥ 3) und einer Kreuzform (N_Tx ≥ 4) angeordnet sind und von Na Empfangsantennen 202 (Na - Nz) Empfangsantennen außer Nz (Nz ≥ 1) Empfangsantennen in einer beliebigen aus einer L-Form (Na - Nz ≥ 3), einer T-Form (Na - Nz ≥ 4) und einer Kreuzform (Na - Nz ≥ 5) angeordnet sind, wobei von den Sendeantennen 106 die Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen Nt_H ist und die Anzahl von in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen Ntv ist und von den Empfangsantennen 202 die Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen Nr_H ist und die Anzahl von in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen Nrv ist, Nt_H + Ntv = N_Tx + 1 und Nr_H + Nrv = Na - Nz + 1 erfüllt. Zum Beispiel sind in dem Fall von (a) von 15 Nt_H = 3, Ntv = 2, NrH = 2, Nrv = 2, Nt_H + Ntv = 5 und Nr_H + Nrv = 4; somit sind die obigen Ausdrücke erfüllt.
In (a) von 15 sind die Antennenabstände DTH der in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 so festgelegt, dass sie größer sind als das Produkt DRH × (Nr_H - 1) = D_H eines Werts (Nr_H - 1), der die Anzahl Nr_H (= 2) von Empfangsantennen 202, die in der horizontalen Richtung angeordnet sind, - 1 ist, und des Antennenabstands D_RH = D_H. Mit dieser Festlegung beträgt von den Antennen, die die in (b) von 15 gezeigte virtuelle Empfangsgruppe bilden, die Anzahl Nv_H von in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Antennen Nt_H × Nr_H Elemente (in (b) von 15 sechs Elemente VA#1, VA#2, VA#5, VA#6, VA#9, VA#10). Mit anderen Worten, mit der obigen Festlegung können die in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Antennen VA#1, VA#2, VA#5, VA#6, VA#9, VA#10 ohne jede Überlappung angeordnet sein.
Wenn beispielsweise der Antennenabstand DTH auf das Produkt D_RH × Nr_H (= 2D_H) der Anzahl Nr_H (= 2) von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 und dem Antennenabstand D_RH = D_H festgelegt ist, sind Nt_H × Nr_H (= 6) Elemente in der horizontalen Richtung angeordnete virtuelle Antennen aus den Antennen, die die virtuelle Empfangsgruppenantenne bilden, in einer geraden Reihe in gleichen Abständen D_RH = D_H angeordnet.
Ähnlich sind in (a) von 15 die Antennenabstände D_TV, in denen die Sendeantennen 106 in der vertikalen Richtung angeordnet sind, so festgelegt, dass sie größer sind als das Produkt D_RV × (Nr_V - 1) = D_V eines Werts, der die Anzahl Nr_V (= 2) von Empfangsantennen 202, die in der vertikalen Richtung angeordnet sind, - 1 ist, und des Antennenabstands D_RV = D_V. Mit dieser Festlegung beträgt von den Antennen, die die in (b) von 15 gezeigte virtuelle Empfangsgruppe bilden, die Anzahl Nvv von in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Antennen Nt_V × Nr_V Elemente (in (b) von 15 vier Elemente VA#2, VA#3, VA#14, VA#15). Mit anderen Worten, mit der obigen Festlegung können die in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Antennen VA#2, VA#3, VA#14, VA#15 ohne jede Überlappung angeordnet sein.
Zum Beispiel sind, wenn der Antennenabstand D_TV auf das Produkt D_RV × Nr_V (= 2Dv) der Anzahl Nrv (= 2) von in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 festgelegt ist und der Antennenabstand D_RV = Dv ist, sind Nt_V × Nr_V (= 4) Elemente virtueller Antennen in der vertikalen Richtung aus den Antennen angeordnet, die die virtuelle Empfangsgruppenantenne bilden, in einer geraden Reihe in gleichen Abständen D_RV = D_V angeordnet.
Hier sind D_H und D_V jeweils der horizontale Grundabstand und der vertikale Grundabstand und sind kürzer als die Wellenlänge (λ) eines Radarsendesignals. Zum Beispiel können D_H und Dv jeweils auf etwa 0,45λ bis etwa 0,8λ festgelegt sein (mit anderen Worten, auf einen beliebigen Wert innerhalb des Bereichs von 0,45λ bis 0,8λ). λ stellt die Wellenlänge der Trägerfrequenz eines Radarsendesignals dar. Wenn beispielsweise ein Chirp-Signal als ein Radarsendesignal verwendet wird, ist λ die Wellenlänge einer Mittenfrequenz in einem Frequenzsweepband des Chirp-Signals.
Auf diese Weise ist in einer virtuellen Empfangsgruppenanordnung, bestehend aus einer MIMO-Antennenanordnung, die die Bedingung 1 erfüllt (beispielsweise gilt dasselbe für den Fall von Bedingung 1a, Bedingung 2 und Bedingung 2a), das Produkt der Anzahl von Elementen von in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen und der Anzahl von Elementen von in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen Nv_H × Nv_V = Nt_H × Nr_H × Nt_V × Nr_V. In den Sende- und Empfangsantennen sind bei der Anordnung einer L-Form (einer T-Form oder einer Kreuzform) Nt_H > 1, Nt_V > 1, Nr_H > 1 und Nr_V > 1. Somit ist die Anzahl von Elementen der virtuellen Empfangsantenne größer als das Produkt N_Tx × Na der Anzahl von Sendeantennen und der Anzahl von Empfangsantennen (beispielsweise Nv_H × Nv_V > N_Tx × Na). Daher ist es möglich, den Effekt des Erhöhens der Anzahl von Elementen in der vertikalen Richtung und der Anzahl von Elementen in der horizontalen Richtung in der virtuellen Empfangsantenne zu verbessern.
Als Nächstes ist ein Beispiel eines Richtungsschätzverfahrens im Richtungsschätzer 214 in dem Fall beschrieben, wo die vorstehend beschriebene Antennenanordnung angewendet ist.
Zum Beispiel erzeugt der Richtungsschätzer 214 eine Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) einer virtuellen Empfangsgruppe von Sendeantennen 106, ausgedrückt in der Gleichung 32, unter Verwendung von Empfangssignalen DeMul_z ^ncm(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}), erhalten durch ein Codetrennverfahren aus von Sendeantennen 106 gesendeten Code-gemultiplexten Signalen, und führt ein Richtungsschätzverfahren durch.
Der Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) für die virtuelle Empfangsgruppe enthält Elemente der Anzahl N_Tx × Na, die das Produkt der Anzahl N_Tx von Sendeantennen und der Anzahl Na von Empfangsantennen ist. Der Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) für die virtuelle Empfangsgruppe wird verwendet zum Durchführen eines Verfahrens zum Durchführen einer Richtungsschätzung auf Grundlage von Phasendifferenzen zwischen Empfangsantennen 202 über ein Reflexionswellensignal von einem Zielobjekt. Hier ist z = 1, ..., Na. In der MIMO-Antennenanordnung des Anordnungsbeispiels 1 sind, wenn beispielsweise (a) von 15 verwendet wird, N_Tx = 4 und Na = 4; somit enthält der Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_s__cfar) für die virtuelle Empfangsgruppe 16 Elemente, die jeweils Empfangssignalen in VA#1 bis VA#16 in der in (b) von 15 gezeigten virtuellen Empfangsantennenanordnung entsprechen. $h (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}) = [\begin{matrix} D e M U L_{1}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}) \\ D e M U L_{2}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_{c f a r}}) \\ ⋮ \\ D e M U L_{N a}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_{c f a r}}) \\ D e M U L_{1}^{2} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_{c f a r}}) \\ ⋮ \\ D e M U L_{N a}^{2} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_{c f a r}}) \\ ⋮ \\ D e M U L_{1}^{N_{T x}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_{c f a r}}) \\ ⋮ \\ D e M U L_{N a}^{N_{T x}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_{c f a r}}) \end{matrix}]$
Anschließend führt der Richtungsschätzer 214 ein horizontales und vertikales Richtungsschätzverfahren durch unter Verwendung eines Korrelationsvektors h(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) für die virtuelle Empfangsgruppe, der Empfangssignale der virtuellen Empfangsgruppe enthält, die aus der vorstehend beschriebenen Sende-/Empfangsantennenanordnung besteht.
Zum Beispiel entsprechen die vorstehend beschriebenen Elementnummern (VA#-Nummern) der virtuellen Empfangsgruppe den Elementnummern der Spaltenvektoren des durch die Gleichung 32 ausgedrückten Korrelationsvektors h(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) für die virtuelle Empfangsgruppe. Zum Beispiel entspricht VA#1 dem ersten Element DeMuli₁ ¹(fb_{_cfar}, f_{s_cfar}) der Spaltenvektorelemente h(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}).
Der Richtungsschätzer 214 gibt beispielsweise einen Korrelationsvektor h_{_after_cal}(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) für die virtuelle Empfangsgruppe aus, für den eine Abweichung zwischen Antennen korrigiert ist durch ein Multiplizieren des Korrelationsvektors h(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) für die virtuelle Empfangsgruppe mit einem Gruppenkorrekturwert h_cal_[y] zum Korrigieren von Phasenabweichungen und Amplitudenabweichungen zwischen Sendegruppenantennen und zwischen Empfangsgruppenantennen, wie durch den Ausdruck 33 ausgedrückt, und führt ein horizontales und vertikales Richtungsschätzverfahren gemäß Phasendifferenzen einer eintreffenden reflektierten Welle zwischen Empfangsantennen durch. Hier ist y = 1, ... , (N_Tx × Na).
Im Ausdruck 33 ist CA eine (N_Tx × Na)-dimensionale quadratische Matrix, die Gruppenkorrekturkoeffizienten zum Korrigieren von Phasenabweichungen und Amplitudenabweichungen zwischen Sendeantennen und zwischen Empfangsantennen und Koeffizienten zum Verringern von Einflüssen einer Kopplung unter Elementen zwischen Empfangsantennen enthält, wie durch den Ausdruck 34 ausgedrückt. Wenn eine Kopplung zwischen Antennen der virtuellen Empfangsgruppe ignoriert werden kann, ist CA eine diagonale Matrix und enthält einen Gruppenkorrekturwert h _{_}cal_[y] zum Korrigieren von Phasenabweichungen und Amplitudenabweichungen zwischen Sendeantennen und zwischen Empfangsantennen in diagonalen Bestandteilen.
Der Korrelationsvektor h _{_after_cal}(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) für die virtuelle Empfangsgruppe, der durch ein Korrigieren der Abweichungen unter Antennen erhalten wird, ist ein Spaltenvektor, der aus N_Tx × Na Elementen besteht. Nachstehend sind die Elemente durch h₁(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}), ... , hNTx×Na(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) dargestellt und sind benutzt, um das Richtungsschätzverfahren zu beschreiben. $h_{_a f t e r_c a l} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}) = C A \times h (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}) = [\begin{matrix} h_{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}) \\ h_{2} (ƒ_{b_{c f a r}}, ƒ_{s_{c f a r}}) \\ ⋮ \\ h_{N_{T x}}_{\times N a} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}) \end{matrix}]$
$C A = [\begin{matrix} h_c d_{[1]} & 0 & \dots & 0 \\ 0 & h_c d_{[2]} & ⋱ & \dots \\ ⋮ & ⋱ & ⋱ & 0 \\ 0 & \dots & 0 & h_c d_{[N \times N a]} \end{matrix}]$
Der Richtungsschätzer 214 führt eine horizontale und vertikale Richtungsschatzung unter Verwendung des Korrelationsvektors h_{_after_cal}(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) für die virtuelle Empfangsgruppe durch, der durch ein Korrigieren der Abweichungen unter Antennen erhalten ist. Der Richtungsschätzer 214 kann beispielsweise ein räumliches Profil berechnen durch ein Variieren einer Azimutrichtung θ und einer Elevationsrichtung Φ in einem Ankunftsrichtungsschätz-Bewertungsfunktionswert P(θ, Φ, f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) innerhalb vorgeschriebener Winkelwerte bei der horizontalen und vertikalen Richtungsschätzung. Der Richtungsschätzer 214 extrahiert beispielsweise eine vorgegebene Anzahl lokaler maximaler Spitzen des berechneten Raumprofils in absteigender Reihenfolge und gibt die Azimutrichtung und die Elevationsrichtung jeder lokalen maximalen Spitze als eine Ankunftsrichtungsschätzung aus (zum Beispiel einen Positionsbestimmungsausgang).
Es gibt verschiedene Richtungsschätz-Bewertungsfunktionswerte P(θ, Φ, f_{b_cfar}, f_{s_cfar}), abhängig vom Ankunftsrichtungsschätzalgorithmus. Zum Beispiel kann ein in der Nichtpatentschrift 4 beschriebenes Schätzverfahren verwendet werden, das die Gruppenantenne nutzt.
Ein Strahlformerverfahren kann beispielsweise als der folgende Ausdruck 35 ausgedrückt werden. Andere Verfahren, wie etwa Capon und MUSIC, können in ähnlicher Weise angewendet werden. $P (θ_{u}, ϕ_{v}, ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}) = {| a^{H} (θ_{u}, ϕ_{v}) h_{_a f t e r_c a l} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{s_c f a r}) |}^{2}$
Hier ist ein hochgestelltes H ein Operator für eine hermitische Transponierung.
Die Richtung θ_u ist ein Wert, der in einem vorgegebenen Azimutabstand β₁ innerhalb eines Azimutbereichs für die Durchführung der Ankunftsrichtungsschätzung variiert wird. Zum Beispiel kann θ_u wie folgt festgelegt sein. $θ_{u} = θ_{min} + u \times β_{1} und u = 0, \dots, NU - 1.$
$NU = floor [(θ_{max} - θ_{min}) / β_{1}]$
Hier ist floor(x) eine Funktion, die einen maximalen Ganzzahlwert zurückgibt, der eine reelle Zahl x nicht überschreitet.
Die Richtung ϕ_v ist ein Wert, der in einem vorgegebenen Elevationsabstand β₂ innerhalb eines vorgegebenen Elevationsbereichs für die Durchführung der Ankunftsrichtungsschätzung variiert wird. Zum Beispiel kann Φ_V wie folgt festgelegt sein. $Φ_{u} = Φ_{min} + v \times β_{2} und v = 0, \dots, NV - 1.$
$NV = floor [(Φ_{max} - Φ_{min}) / β_{2}]$
In der vorliegenden Ausführungsform kann die Radarvorrichtung 10 einen Richtungsvektor a(θ_u, θ_v) vorab gemäß der virtuellen Empfangsgruppenanordnung VA#1, ... , VA#(N_Tx × Na) berechnen. Hier ist der Richtungsvektor a(θ_u, θ_v) ein (N_Tx × Na)-dimensionaler Spaltenvektor, der als Elemente komplexe Antworten der virtuellen Empfangsgruppenantenne in dem Fall enthält, wo eine reflektierte Radarwelle aus der Azimutrichtung θ und der Elevationsrichtung Φ kommt. Die komplexen Antworten a(θ_u, θ_v) der virtuellen Empfangsgruppenantenne stellen Phasendifferenzen geometrisch-optisch an Zwischenelementabständen der virtuellen Empfangsgruppenantenne in dem Fall dar, wo eine reflektierte Radarwelle aus der Azimutrichtung θ und der Elevationsrichtung Φ kommt.
Als Nächstes ist ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses (Computersimulationsergebnisses) in dem Fall beschrieben, wo die vorstehend beschriebene Antennenanordnung gemäß dem Anordnungsbeispiel 1 angewendet ist.
<Beispiel 1 des Richtungsschätzergebnisses des Anordnungsbeispiels 1>
Im Beispiel 1 ist ein Richtungsschätzergebnis in dem Fall beschrieben, wo die Radarvorrichtung 10 eine reflektierte Welle von einem einzelnen Zielobjekt empfangen hat.
(a) von 16 zeigt ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses (Computersimulationsergebnisses) in dem Fall, wo ein Strahlformerverfahren als Ankunftsrichtungsschätzalgorithmus in dem Richtungsschätzer 214 in dem Fall verwendet wird, wo die MIMO-Antennenanordnung (beispielsweise (a) von 15) des Anordnungsbeispiels 1 verwendet wird. (b) von 16 zeigt als Vergleichsbeispiel ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses in dem Fall, wo die in (a) von 1 gezeigte Antennenanordnung verwendet ist.
(a) und (b) von 16 zeigen ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses in dem Fall, wo beispielsweise D_H = 0,5λ und Dv = 0,5λ in der MIMO-Antennenanordnung sind.
(a) und (b) von 16 zeigen ein Beispiel, bei dem Ausgänge des Richtungsschätz-Bewertungsfunktionswerts in dem Bereich von +90 Grad in der horizontalen Richtung und in dem Bereich von ±90 Grad in der vertikalen Richtung in dem Fall aufgetragen sind, wo ein wahrer Wert eines Zielobjekts in einem horizontalen Winkel von null Grad und einem vertikalen Winkel von null Grad festgelegt ist.
Eine maximale Spitze ist beim wahren Wert des Zielobj ekts (hier horizontal null Grad und vertikal null Grad) aus dem in (a) von 16 gezeigten Richtungsschätzergebnis erhalten; somit ist bestätigt, dass der Richtungsschätzer 214 eine Zielobjektrichtung korrekt schätzt.
In dem in (a) von 16 gezeigten Anordnungsbeispiel 1 beträgt die 3-dB-Strahlbreite in der horizontalen Richtung etwa 16 Grad. In dem in (b) von 16 gezeigten Vergleichsbeispiel beträgt die 3-dB-Strahlbreite in der horizontalen Richtung etwa 26 Grad. In der Antennenanordnung des Anordnungsbeispiels 1 ((a) von 15) beträgt die Anzahl NVH von virtuellen Antennen, die in der horizontalen Richtung in den Abständen D_H = 0,5λ angeordnet sind, sechs, während in der Antennenanordnung des Vergleichsbeispiels 1 ((a) von 1) die Anzahl NV_H von virtuellen Antennen, die in der horizontalen Richtung in den Abständen D_H = 0,5λ angeordnet sind, vier beträgt. Bei dieser Anordnung ist die Aperturlänge der virtuellen Antennen in der horizontalen Richtung im Anordnungsbeispiel 1 1,7-mal länger als oder gleich der Aperturlänge der virtuellen Antennen in der horizontalen Richtung im Vergleichsbeispiel; somit ist, wie in (a) und (b) von 16 gezeigt, die horizontale Strahlbreite im Anordnungsbeispiel 1 schmaler als die horizontale Strahlbreite im Vergleichsbeispiel.
In dem in (a) von 16 gezeigten Anordnungsbeispiel 1 beträgt die 3-dB-Strahlbreite in der vertikalen Richtung etwa 29 Grad. In dem in (b) von 16 gezeigten Vergleichsbeispiel beträgt die 3-dB-Strahlbreite in der vertikalen Richtung etwa 26 Grad. Zum Beispiel beträgt in der Antennenanordnung des Anordnungsbeispiels 1 ((a) von 15) die Anzahl NVv von virtuellen Antennen, die in der vertikalen Richtung in den Abständen Dv = 0,5λ angeordnet sind, vier, während in der Antennenanordnung des Vergleichsbeispiels ((a) von 1) die Anzahl NVv von virtuellen Antennen, die in der vertikalen Richtung in den Abständen Dv = 0,5λ angeordnet sind, vier beträgt. Bei dieser Anordnung sind, da die Aperturlängen der virtuellen Antennen in der vertikalen Richtung sowohl des Anordnungsbeispiels 1 als auch des Vergleichsbeispiels dieselben sind, die vertikalen Strahlbreiten ähnlich.
<Beispiel 2 des Richtungsschätzergebnisses des Anordnungsbeispiels 1>
Im Beispiel 1 ist ein Richtungsschätzergebnis in dem Fall beschrieben, wo die Radarvorrichtung 10 reflektierte Wellen von zwei Zielobjekten empfangen hat.
(a) von 17 zeigt ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses (Computersimulationsergebnisses) in dem Fall, wo ein Strahlformerverfahren als Ankunftsrichtungsschätzalgorithmus in dem Richtungsschätzer 214 in dem Fall verwendet wird, wo die MIMO-Antennenanordnung (beispielsweise (a) von 15) des Anordnungsbeispiels 1 verwendet wird.
(b) von 17 zeigt als Vergleichsbeispiel ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses in dem Fall, wo die in (a) von 18 gezeigte Antennenanordnung verwendet ist. Die in (a) von 18 gezeigte Antennenanordnung ist beispielsweise eine Anordnung, bei der Rx#4 (mit anderen Worten, die Trennleistungsverbesserungsantenne) aus der Antennenanordnung von (a) von 15 entfernt ist. (b) von 18 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppenantenne zeigt, erhalten durch die in (a) von 18 gezeigte Antennenanordnung.
(a) und (b) von 17 zeigen ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses in dem Fall, wo beispielsweise D_H = 0,5λ und Dv = 0,5λ in der MIMO-Antennenanordnung sind.
(a) und (b) von 17 zeigen ein Beispiel, bei dem Ausgänge des Richtungsschätz-Bewertungsfunktionswerts in dem Bereich von ±90 Grad in der horizontalen Richtung und in dem Bereich von ±90 Grad in der vertikalen Richtung in dem Fall aufgetragen sind, wo ein wahrer Wert des Zielobjekts #1 in einem horizontalen Winkel von 25 Grad und einem vertikalen Winkel von 25 Grad festgelegt ist und ein wahrer Wert des Zielobjekts #2 in einem horizontalen Winkel von -25 Grad und einem vertikalen Winkel von -25 Grad festgelegt ist.
Maximale Spitzen sind bei den Richtungen von zwei wahren Zielobjektwerten aus dem in (a) von 17 gezeigten Richtungsschätzergebnis erhalten; somit ist bestätigt, dass der Richtungsschätzer 214 die Zielobjektrichtungen korrekt schätzt.
Andererseits sind Spitzen in die Richtungen von zwei Zielobjektwerten aus dem in (b) von 17 gezeigten Richtungsschätzergebnis gerichtet, und treten Nebenkeulen hohen Pegels in Richtungen auf, die verschieden sind von den Zielobjektrichtungen. Aus diesem Grund besteht im Vergleichsbeispiel, wenn eine Empfangsleistungsdifferenz zwischen reflektierten Wellen von den beiden Zielobjekten vorliegt, eine Möglichkeit, dass eine Empfangsleistung in der Nebenkeulenrichtung des Zielobjekt mit einer höheren Empfangsleistung höher wird als der Spitzenpegel des Zielobjekts mit einer niedrigeren Empfangsleistung; somit besteht eine Möglichkeit, dass eine Radarvorrichtung die Richtung des Zielobjekts mit einer niedrigeren Empfangsleistung falsch schätzt. Auf diese Weise kann in der in (a) von 18 gezeigten Antennenanordnung (L-förmige Sende- und L-förmige Empfangsanordnung) ein Nebenkeulenpegel höher sein in dem Fall, wo vielfache Zielobjekte vorhanden sind. Die folgenden Thematiken sind als Faktoren aufgeführt.
<Anordnung in der vertikalen Richtung>
Wenn in einer virtuellen Empfangsantenne eine einzelne virtuelle Antenne an einer vertikalen Position angeordnet ist, mit anderen Worten, an einer Position auf einer vertikalen Achse, an der eine virtuelle Antenne in der horizontalen Richtung angeordnet ist, ist es schwierig, vielfache Wellen in der horizontalen Richtung zu trennen (beispielsweise die in (b) von 18 gezeigte VA#12).
Wenn in einer virtuellen Empfangsantenne eine Vielzahl von virtuellen Antennen an einer vertikalen Position angeordnet ist, ist es möglich, vielfache Wellen in der horizontalen Richtung zu trennen; wenn jedoch die horizontalen Abstände der virtuellen Antennen größer als oder gleich einer Wellenlänge sind (beispielsweise die in (b) von 18 gezeigten VA#3, VA#6 und VA#9), ist es schwierig, vielfache Wellen an bestimmten horizontalen Abständen (Azimutabständen, wo Gitterkeulen auftreten) zu trennen. Mit anderen Worten, an einer Position auf einer vertikalen Achse, an der eine Vielzahl von virtuellen Antennen in der horizontalen Richtung vorhanden ist, ist es möglich, vielfache Wellen in der horizontalen Richtung zu trennen; wenn jedoch die horizontalen Abstände der virtuellen Antennen größer als oder gleich einer Wellenlänge sind, ist es schwierig, vielfache Wellen an bestimmten horizontalen Abständen zu trennen.
<Anordnung in der horizontalen Richtung>
Wenn in einer virtuellen Empfangsantenne eine einzelne virtuelle Antenne an einer horizontalen Position angeordnet ist, mit anderen Worten, an einer Position auf einer horizontalen Achse, bei der eine einzelne virtuelle Antenne in der vertikalen Richtung angeordnet ist, ist es schwierig, vielfache Wellen in der vertikalen Richtung zu trennen (beispielsweise die in (b) von 18 gezeigten VA#4 und VA#7).
Wenn in einer virtuellen Empfangsantenne eine Vielzahl von virtuellen Antennen an einer horizontalen Position angeordnet ist, ist es möglich, vielfache Wellen in der vertikalen Richtung zu trennen; wenn jedoch die vertikalen Abstände größer als oder gleich einer Wellenlänge sind (beispielsweise die in (b) von 18 gezeigten VA#1 und VA#10), ist es schwierig, vielfache Wellen an bestimmten vertikalen Abständen (Elevationsabständen, wo Gitterkeulen auftreten) zu trennen. Mit anderen Worten, an einer Position auf einer horizontalen Achse, an der eine Vielzahl von virtuellen Antennen in der vertikalen Richtung angeordnet ist, ist es möglich, vielfache Wellen in der vertikalen Richtung zu trennen; wenn jedoch die vertikalen Abstände der virtuellen Antennen größer als oder gleich einer Wellenlänge sind, ist es schwierig, vielfache Wellen an bestimmten vertikalen Abständen zu trennen.
Wenn dagegen im Anordnungsbeispiel 1, wie vorstehend beschrieben, eine Antenne zu der L-förmigen Sende- und der L-förmigen Empfangsanordnung (beispielsweise der in (a) von 18 gezeigten Antennenanordnung) gemäß der Bedingung 1 oder der Bedingung 2 in mindestens einer aus der vertikalen Richtung und der horizontalen Richtung hinzugefügt ist,
ist in einer virtuellen Empfangsantenne die Anordnung, in der die Anzahl von virtuellen Antennen eins beträgt, an einer vertikalen (oder horizontalen) Position nicht vorhanden, ist eine Vielzahl von virtuellen Antennen an einer vertikalen (oder horizontalen) Position angeordnet und ist es möglich, vielfache Wellen in der horizontalen (oder vertikalen) Richtung zu trennen, und
ist in einer virtuellen Empfangsantenne, wenn eine Vielzahl von virtuellen Antennen an einer vertikalen (oder horizontalen) Position vorhanden ist, die Anordnung verringert, in der die Abstände von horizontalen Positionen (oder vertikalen Positionen) größer als oder gleich einer Wellenlänge sind, und ist es möglich, vielfache Wellen an bestimmten horizontalen (oder vertikalen) Abständen zu trennen.
Auf diese Weise kann im Anordnungsbeispiel 1 ((a) von 15) durch ein Hinzufügen der Antenne Rx#4 zum Vergleichsbeispiel ((a) von 18) gemäß der Bedingung 1 beispielsweise die vertikale Position, an der eine einzelne virtuelle Antenne angeordnet ist (die vertikale Position von VA#12 von (a) von 18), zu den vertikalen Positionen geändert werden, an denen eine Vielzahl von virtuellen Antennen angeordnet ist (beispielsweise VA#15 und VA#16 von (b) von 15) mit der in (b) von 15 gezeigten VA#16 (der virtuellen Antenne, die Rx#4 von (a) von 15 entspricht), und es ist möglich, vielfache Wellen in der horizontalen Richtung zu trennen.
Zum Beispiel sind mit den in (b) von 15 gezeigten VA#4, VA#8 und VA#12 (den Rx#4 entsprechenden virtuellen Antennen) die virtuellen Antennen (beispielsweise VA#3, VA#4, VA#7, VA#8, VA#11 und VA#12) so angeordnet, dass die horizontalen Antennenabstände an einer vertikalen Position, die diese virtuellen Antennen enthält, zu den Grundabständen D_H werden. Somit ist im Anordnungsbeispiel 1 der Pegel jeder Nebenkeule verringert, verglichen mit dem Vergleichsbeispiel.
Zum Beispiel sind mit den in (b) von 15 gezeigten VA#4 und VA#8 (den virtuellen Antennen, die Rx#4 entsprechen) die virtuellen Antennen (beispielsweise VA#4 und VA#5 sowie VA#8 und VA#9) so angeordnet, dass die vertikalen Antennenabstände an horizontalen Positionen, die diese virtuellen Antennen enthalten, zu den Grundabständen Dv werden. Somit ist im Anordnungsbeispiel 1 der Pegel jeder Nebenkeule verringert, verglichen mit dem Vergleichsbeispiel.
Zum Beispiel kann die horizontale Position, an der eine einzelne virtuelle Antenne angeordnet ist (die horizontale Position von VA#4 von (a) von 18) zu einer horizontalen Position geändert werden, an der eine Vielzahl von virtuellen Antennen in der vertikalen Richtung angeordnet ist (beispielsweise VA#4 und VA#5 von (ab) von 15 mit der in (b) von 15 gezeigten VA#4 [den virtuellen Antennen, die Rx#4 von (a) von 15 entsprechen]), und es ist möglich, vielfache Wellen in der vertikalen Richtung zu trennen.
Zum Beispiel kann die horizontale Position, an der eine einzelne virtuelle Antenne angeordnet ist (die horizontale Position von VA#7 von (a) von 18) zu einer horizontalen Position geändert werden, an der eine Vielzahl von virtuellen Antennen in der vertikalen Richtung angeordnet ist (beispielsweise VA#8 und VA#9 von (b) von 15 mit der in (b) von 15 gezeigten VA#8 [den virtuellen Antennen, die Rx#4 von (a) von 15 entsprechen]), und es ist möglich, vielfache Wellen in der vertikalen Richtung zu trennen.
Ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses (Computersimulationsergebnisses) gemäß dem Anordnungsbeispiel 1 ist beschrieben.
Der Richtungsschätzer 214 kann beispielsweise ein Richtungsschätzergebnis ausgeben und weiter Abstandsinformationen auf Grundlage eines Abstandsindex f_{b_cfar} (beispielsweise unter Verwendung des Ausdrucks 8 umgewandelte Informationen), einen Dopplerfrequenzindex f_{b_cfar} eines Zielobj ekts und Doppler-Geschwindigkeitsinformationen des Zielobjekts auf Grundlage eines bestimmten Ergebnisses DR_min im Aliasing-Bestimmer 212 als Positionsbestimmungsergebnis ausgeben. Der Richtungsschätzer 214 kann das Positionsbestimmungsergebnis beispielsweise an eine Steuervorrichtung eines Fahrzeugs in einem Fahrzeug-bordeigenen Radar oder an eine Infrastruktur-Steuervorrichtung in einem Infrastruktur-Radar (nicht gezeigt) ausgeben.
Der Richtungsschätzer 214 kann beispielsweise einen Dopplerfrequenzindex f_{es_cfar} unter Verwendung des Ausdrucks 36 gemäß dem Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} und DR_min berechnen, das das bestimmte Ergebnis im Aliasing-Bestimmer 212 ist. Der Dopplerfrequenzindex f_{es_cfar} entspricht beispielsweise einem Doppler-Index in dem Fall, wo die FFT-Größe des Doppler-Analysators 210 auf Loc × Ncode erweitert ist. Nachstehend ist f_{es_cfar} als „erweiterter Dopplerfrequenzindex“ bezeichnet. $ƒ_{e s_c f a r} = ƒ_{s_c f a r} + D R_{min} \times N c o d e$
Es ist vorausgesetzt bis zu einem Doppler-Bereich ±1/(2 × Tr), und der Bereich des erweiterten Dopplerfrequenzindex f_{es_cfar}, der dem Doppler-Bereich entspricht, ist -Loc × Ncode/2 ≤ f_{es_cfar} < Loc × Ncode/2; somit ist in dem Ausdruck 36 als Berechnungsergebnis, wenn fes _cfar < -Loc × Ncode/2 ist, f_{es_cfar} + Loc × Ncode für f_{es_cfar} gesetzt. Wenn f_{es_cfar} ≥ Loc × Ncode/2 ist, ist f_{es_cfar} - Loc × Ncode für f_{es_cfar} gesetzt.
Die Dopplerfrequenzinformation kann in eine Relativgeschwindigkeitskomponente umgewandelt und ausgegeben werden. Um den Dopplerfrequenzindex f_{es_cfar} in eine Relativgeschwindigkeitskomponente v_d(f_{es_cfar}) umzuwandeln, kann der Dopplerfrequenzindex f_{es_cfar} unter Verwendung des Ausdrucks 37 umgewandelt werden. Hier ist λ die Wellenlänge der Trägerfrequenz eines von dem Sendefunkteil (nicht gezeigt) ausgegebenen HF-Signals. Wenn ein Chirp-Signal als ein Radarsendesignal verwendet wird, ist λ die Wellenlänge einer Mittenfrequenz in einem Frequenzsweepband des Chirp-Signals. Δ_f ist ein Dopplerfrequenzintervall in einer FFT-Verarbeitung im Doppler-Analysator 210. Zum Beispiel beträgt in der vorliegenden Ausführungsform Δ_f = 1/{Loc × N_code × T_r}. $v_{d} (ƒ_{e s_c f a r}) = \frac{λ}{2} ƒ_{e s_c f a r} Δ_{ƒ}$
Ein Beispiel des Betriebs der Radarvorrichtung 10 ist beschrieben.
Wie vorstehend beschrieben, kann im Anordnungsbeispiel 1 in der Radarvorrichtung 10 in der Anordnung von Sendeantennen 106 und Empfangsantennen 202 beispielsweise die Aperturlänge der virtuellen Antennen mit einer kleineren Anzahl von Antennen mit der Antennenanordnung der Bedingung 1, der Bedingung 1a, der Bedingung 2 oder der Bedingung 2a erweitert werden, die vorstehend beschrieben sind, mit dem Ergebnis, dass die Trennleistung zum Trennen vielfacher Wellen verbessert ist, während die Winkelmessgenauigkeit in mindestens einer aus der vertikalen Richtung und der horizontalen Richtung beibehalten ist.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist die Zielobjekterfassungsgenauigkeit der Radarvorrichtung 10 verbessert.
Wenn im Anordnungsbeispiel 1 mindestens eine aus der Anzahl von Sendeantennen und der Anzahl von Empfangsantennen erhöht wird, werden weiter virtuelle Empfangsantennen in der durch den Ausdruck 31 ausgedrückten Anordnung dem im Anordnungsbeispiel 1 (beispielsweise (a) von 15) beschriebenen Aufbau hinzugefügt. Mit anderen Worten, es werden weiter andere virtuelle Empfangsantennen der in (b) von 15 gezeigten virtuellen Empfangsantennenanordnung hinzugefügt. Daher werden die bei der vorliegenden Ausführungsform beschriebenen Effekte beibehalten; somit werden ähnliche Effekte sogar in der Antennenanordnung, die das Anordnungsbeispiel 1 enthält. Dasselbe gilt für die folgenden Anordnungsbeispiele.
<Anordnungsbeispiel 2>
19 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sendeantennen 106 (dargestellt beispielsweise durch Tx) und Empfangsantennen 202 (dargestellt beispielsweise durch Rx) (beispielsweise ein Beispiel einer MIMO-Antennenanordnung) gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 zeigt.
In dem in 19 gezeigten Beispiel beträgt die Anzahl N_Tx von Sendeantennen sechs (beispielsweise Tx#1, Tx#2,... und Tx#6), und die Anzahl Na von Empfangsantennen beträgt acht (beispielsweise Rx#1, Rx#2, ... und Rx#8).
20 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppenantenne zeigt, erhalten aus der in 19 gezeigten Antennenanordnung.
Zum Beispiel ist die Antennenanordnung von 19 eine Anordnung, bei der sowohl bei den Sende- als auch den Empfangsantennen die Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen größer ist als die Anzahl von in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen (beispielsweise Nt_H > Nt_V und Nr_H > Nr_V). Bei einer solchen Anordnung ist in der in 20 gezeigten virtuellen Empfangsantennenanordnung die Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen größer als die Anzahl von in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen, und die horizontale Aperturlänge ist erweitert, verglichen mit der vertikalen Aperturlänge; somit ist es möglich, in der Radarvorrichtung 10 die horizontale Winkelauflösung zu verbessern, verglichen mit der vertikalen Winkelauflösung.
Hier kann die Anordnung der virtuellen Empfangsgruppenantenne beispielsweise als der Ausdruck 31 ausgedrückt werden gemäß den Positionen (beispielsweise den Positionen von Einspeisepunkten) von Sendeantennen 106, die eine Sendegruppenantenne bilden, und den Positionen (beispielsweise den Positionen von Einspeisepunkten) von Empfangsantennen 202, die eine Empfangsgruppenantenne bilden.
Die Positionskoordinaten jeder der Sendeantennen 106 (beispielsweise Tx#n), die die Sendegruppenantenne bilden, sind durch (X_{T_#n}, Y_{T_#n}) dargestellt (wobei beispielsweise n = 1,... ,N_Tx), die Positionskoordinaten jeder der Empfangsantennen 202 (beispielsweise Rx#m), die die Empfangsgruppenantenne bilden, sind durch (X_{R_#m}, Y_{R_#m}) dargestellt (wobei beispielsweise m = 1, ... , Na), und die Positionskoordinaten jeder der virtuellen Antennen VA#k, die die virtuelle Empfangsgruppenantenne bilden, sind durch (X_{V_#k}, Y_{V_#k}) dargestellt (wobei beispielsweise k = 1, ..., N_Tx × Na).
In dem Ausdruck 31 ist VA#1 beispielsweise als der Positionsbezugspunkt (0, 0) der virtuellen Empfangsgruppe ausgedrückt.
In 19 ist die Anordnung der Sendeantennen Tx#1 bis Tx#6 eine L-förmige Anordnung. Zum Beispiel sind Tx#1 bis Tx#4 in der horizontalen Richtung angeordnet, und Tx#1, Tx#5 und Tx#6 sind in der vertikalen Richtung angeordnet (was beispielsweise (1) der Bedingung 1 entspricht). Zum Beispiel sind bezüglich der Positionskoordinaten von Tx#1 (X_{T_#1}, Y_{T_#1}) die Positionskoordinaten von Tx#2 bis Tx#6 (X_{T_#2}, Y_{T_#2}) = (X_{T_#1} + 5D_H, Y_{T_#1}), (X_{T_#3}, Y_{T_#3}) = (X_{T_#1} + 10D_H, Y_{T_#1}), (X_{T_#4}, Y_{T_#4}) = (X_{T_#1} + 15D_H, Y_{T_#1}), (X_{T_#5}, Y_{T_#5}) = (X_{T_#1}, Y_{T_#1} + 3D_V) und (X_{T_#6}, Y_{T_#6}) = (X_{T_#1}, Y_{T_#1} + 6D_V). Hier sind die Antennenabstände der in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen Tx#1 bis Tx#4 weiter als die Aperturlänge 4D_H der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 (was beispielsweise (3) der Bedingung 1 entspricht). In 19 sind die Antennenabstände der in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen Tx#1, Tx#5 und Tx#6 weiter als die Aperturlänge 2Dv der in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen; jedoch ist die Anordnung nicht darauf beschränkt.
Andererseits sind in Na (= 8) Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#8, die in 19 gezeigt sind, sieben (= Na - Nz) Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#7 außer Nz (= 1) Antenne Rx#8, die die Trennleistungsverbesserungsantenne ist, in einer L-Form angeordnet (was beispielsweise (2) der Bedingung 1 entspricht), und die Antennenabstände der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#5 sind die horizontalen Grundabstände D_H.
Zum Beispiel ist die Anordnung der in 19 gezeigten Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#7 eine Anordnung, bei der eine L-Form um 90° im Gegenuhrzeigersinn gedreht ist, sind Rx#1 bis Rx#5 in der horizontalen Richtung angeordnet, und sind Rx#5 bis Rx#7 in der vertikalen Richtung angeordnet. Bezüglich der Positionskoordinaten von Rx#1 (X_{R_#1}, Y_{R_#1}) sind die Positionskoordinaten von Rx#2 bis Rx#7 zum Beispiel (X_{R_#2}, Y_{R_#2}) = (X_{R_#1} + D_H, Y_{R_#1}), (X_{R_#3}, Y_{R_#3}) = (X_{R_#1} + 2D_H, Y_{R_#1}), (X_{R_#4}, Y_{R_#4}) = (X_{R_#1} + 3D_H, Y_{R_#1}), (X_{R_#5}, Y_{R_#5}) = (X_{R_#1} + 4D_H, Y_{R_#1}), (X_{R_#6}, Y_{R_#6}) = (X_{R_#1} + 4D_H, Y_{R_#1} + D_V) und (X_{R_#7}, Y_{R_#7}) = (X_{R_#1} + 4D_H, Y_{R_#1} + 2D_V).
In 19 ist die Empfangsantenne Rx#8, die Nz = 1 entspricht (beispielsweise die Trennleistungsverbesserungsantenne) an einer Position auf der vertikalen Achse (Y_{R_#1} + Dv) angeordnet, die verschieden ist von einer Position auf der vertikalen Achse (Y_{R_#1}) der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen Rx#1 bis Rx#5, und an einer Position im horizontalen Grundabstand D_H weg von den in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen Rx#5 bis Rx#7 (was beispielsweise (4) der Bedingung 1 entspricht). Mit anderen Worten, die Positionskoordinaten von Rx#8 sind (X_{R_#8}, Y_{R_#8}) = (X_{R_#1} + 5D_H, Y_{R_#1} + D_V).
Bei der in 19 gezeigten Antennenanordnung ist der Fall beschrieben, wo, wenn Rx#8, die Nz Empfangsantenne ist, die der Trennleistungsverbesserungsantenne entspricht, an einer Position auf der vertikalen Achse (Y_{R_#1} + D_V) angeordnet ist, die verschieden ist von einer Position auf der vertikalen Achse (Y_{R_#1}) der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202, und an einer horizontalen Position benachbart zur Empfangsantenne Rx#6, Rx#8 auf der anderen Seite der in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen angeordnet ist, z.B. den Positionskoordinaten von Rx#8 (X_{R_#8}, Y_{R_#8}) = (X_{R_#1} + 5D_H, Y_{R_#1} + D_V), jedoch ist der Aufbau nicht darauf beschränkt. Die Empfangsantenne Rx#8 kann angeordnet sein bei (X_{R_#8}, Y_{R_#8}) = (X_{R_#1} + 3D_H, Y_{R_#1} + D_V), (X_{R_#8}, Y_{R_#8}) = (X_{R_#1} + 3D_H, Y_{R_#1} + 2D_V) oder (X_{R_#8}, Y_{R_#8})= (X_{R_#1} + 5D_H, Y_{R_#1} + 2Dv).
Auf diese Weise ist die in 19 gezeigte MIMO-Antennenanordnung eine Anordnung, die die vorstehend beschriebene (Bedingung 1) erfüllt.
In 19 sind die Antennenabstände DTH der in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen 106 so festgelegt, dass sie größer sind als das Produkt DRH × (Nr_H - 1) = 4D_H eines Werts, der die Anzahl Nr_H (= 5) von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen - 1 ist, und des Antennenabstands D_RH = D_H ist. Mit dieser Festlegung beträgt von den Antennen, die die in 20 gezeigte virtuelle Empfangsgruppe bilden, die Anzahl Nv_H von in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Antennen Nt_H × Nr_H (in 20 sind dies 20 Elemente VA#1 bis VA#5, VA#9 bis VA#13, VA#17 bis VA#21 und VA#25 bis VA#29). Mit anderen Worten, mit der obigen Festlegung können die in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Antennen VA#1 bis VA#5, VA#9 bis VA#13, VA#17 bis VA#21 und VA#25 bis VA#29 ohne jede Überlappung angeordnet sein.
Wenn beispielsweise die Antennenabstände DTH auf das Produkt D_RH × Nr_H (= 5D_H) der Anzahl Nr_H (= 5) von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 und des Antennenabstands D_RH = D_H festgelegt sind, sind Nt_H × Nr_H (= 20) Elemente in der horizontalen Richtung angeordnete virtuelle Antennen aus den Antennen, die die virtuelle Empfangsgruppenantenne bilden, in einer geraden Reihe in gleichen Abständen D_RH = D_H angeordnet.
Ähnlich sind in 19 die Antennenabstände D_TV, in denen die Sendeantennen 106 in der vertikalen Richtung angeordnet sind, so festgelegt, dass sie größer sind als das Produkt D_RV × (Nrv - 1) = 2Dv eines Werts, der die Anzahl Nrv (= 3) von in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 - 1 ist, und des Antennenabstands D_RV = D_V Mit dieser Festlegung beträgt von den Antennen, die die in 20 gezeigte virtuelle Empfangsgruppe bilden, die Anzahl Nvv von in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Antennen Ntv × Nr_V Elemente (in 20 neun Elemente VA#5 bis VA#7, VA#37 bis VA#39 und VA#45 bis VA#47). Mit anderen Worten, mit der obigen Festlegung können die in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Antennen VA#5 bis VA#7, VA#37 bis VA#39 und VA#45 bis VA#47 ohne jede Überlappung angeordnet sein.
Zum Beispiel sind, wenn die Antennenabstände D_TV auf das Produkt D_RV × Nr_V (= 3Dv) der Anzahl Nrv (= 3) von in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen 202 festgelegt sind und der Antennenabstand D_RV = D_V ist, Nt_V × Nr_V (= 9) Elemente in der vertikalen Richtung angeordneter virtueller Antennen aus den Antennen, die die virtuelle Empfangsgruppenantenne bilden, in einer geraden Reihe in gleichen Abständen D_RV = D_V angeordnet.
Hier sind D_H und D_V jeweils der horizontale Grundabstand und der vertikale Grundabstand und sind vorgeschriebene Abstände, die kürzer sind als die Wellenlänge (λ) eines Radarsendesignals. Zum Beispiel können D_H und Dv jeweils auf etwa 0,45λ bis etwa 0,8λ festgelegt sein. λ stellt die Wellenlänge der Trägerfrequenz eines Radarsendesignals dar. Wenn beispielsweise ein Chirp-Signal als ein Radarsendesignal verwendet wird, ist λ die Wellenlänge einer Mittenfrequenz in einem Frequenzsweepband des Chirp-Signals.
Auf diese Weise ist in einer virtuellen Empfangsgruppenanordnung, bestehend aus einer MIMO-Antennenanordnung, die die Bedingung 1 (beispielsweise gilt dasselbe für den Fall von Bedingung 1a, Bedingung 2 und Bedingung 2a) erfüllt, das Produkt der Anzahl von Elementen von in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen und der Anzahl von Elementen von in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen Nv_H × Nv_V = Nt_H × Nr_H × Nt_V × Nr_V. In den Sende- und Empfangsantennen sind mit der Anordnung einer L-Form (einer T-Form oder einer Kreuzform) Nt_H > 1, Nt_V > 1, Nr_H > 1 und Nr_V > 1. Somit ist die Anzahl von Elementen der virtuellen Empfangsantenne größer als das Produkt N_Tx × Na der Anzahl von Sendeantennen und der Anzahl von Empfangsantennen (beispielsweise Nv_H × Nv_V > N_Tx × Na). Daher ist es möglich, den Effekt des Erhöhens der Anzahl von Elementen in der vertikalen Richtung und der Anzahl von Elementen in der horizontalen Richtung in der virtuellen Empfangsantenne zu verbessern.
Zum Beispiel verbessert sich, da sich die Anzahl Nz von Trennleistungsverbesserungsantennen verringert, der Effekt des Erhöhens der Anzahl von Elementen in der vertikalen Richtung und der Anzahl von Elementen in der horizontalen Richtung in der virtuellen Empfangsantenne. Andererseits wird, sogar wenn sich die Anzahl Nz von Trennleistungsverbesserungsantennen erhöht, der Effekt des Erhöhens der Anzahl von Elementen erhalten. Zum Beispiel betragen, wie im Fall von 19, wo N_Tx = 6 und Na = 8 sind, sogar wenn die Anzahl Nz von Trennleistungsverbesserungsantennen vier beträgt, Nr_H = 3 und Nrv = 3; daher beträgt Nt_H × Nr_H × Ntv × Nrv = 4 × 3 × 3 × 3 = 108, und die Anzahl von Elementen der virtuellen Empfangsantenne ist so festgelegt, dass sie größer ist als das Produkt N_Tx × Na (= 48) der Anzahl von Sendeantennen und der Anzahl von Empfangsantennen.
Als Nächstes ist ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses (Computersimulationsergebnisses) in dem Fall beschrieben, wo die vorstehend beschriebene Antennenanordnung gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 angewendet ist.
(a) und (b) von 21 zeigen ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses (Computersimulationsergebnisses) in dem Fall, wo ein Strahlformerverfahren als Ankunftsrichtungsschätzalgorithmus in dem Richtungsschätzer 214 in dem Fall verwendet wird, wo die MIMO-Antennenanordnung (beispielsweise 19) des Anordnungsbeispiels 2 verwendet wird.
(a) und (b) von 21 zeigen ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses in dem Fall, wo beispielsweise D_H = 0,5λ und Dv = 0,5λ in der MIMO-Antennenanordnung sind.
(a) von 21 zeigt ein Beispiel, bei dem Ausgänge des Richtungsschätz-Bewertungsfunktionswerts in dem Bereich von ±90 Grad in der horizontalen Richtung und in dem Bereich von ±90 Grad in der vertikalen Richtung in dem Fall aufgetragen sind, wo ein wahrer Wert eines Zielobjekts in einem horizontalen Winkel von null Grad und einem vertikalen Winkel von null Grad festgelegt ist. (b) von 21 zeigt ein Beispiel, bei dem Ausgänge des Richtungsschätz-Bewertungsfunktionswerts in dem Bereich von ±90 Grad in der horizontalen Richtung und in dem Bereich von ±90 Grad in der vertikalen Richtung in dem Fall aufgetragen sind, wo zwei von Zielobjekten reflektierte Wellen mit gleichen Empfangsleistungen empfangen sind (beispielsweise wahre Werte von Zielobjekten (horizontal, vertikal) (25°, 25°) und (-25°, -25°) sind).
Eine maximale Spitze ist beim wahren Wert des Zielobj ekts (hier horizontal null Grad und vertikal null Grad) aus dem in (a) von 21 gezeigten Richtungsschätzergebnis erhalten; somit ist bestätigt, dass der Richtungsschätzer 214 eine Zielobjektrichtung korrekt schätzt. In (a) von 21 beträgt die 3-dB-Strahlbreite in der horizontalen Richtung in der frontalen Richtung etwa 4,5 Grad, beträgt die 3-dB-Strahlbreite in der vertikalen Richtung etwa 11 Grad und verbessert sich die horizontale Winkelauflösung, verglichen mit der vertikalen Winkelauflösung.
Spitzen sind bei den Richtungen der wahren Zielobjektwerte (25°, 25°) und (-25°, - 25°) aus dem in (b) von 21 gezeigten Richtungsschätzergebnis erhalten; somit ist bestätigt, dass der Richtungsschätzer 214 die Zielobjektrichtungen korrekt schätzt. In (b) von 21 ist bestätigt, dass Spitzenpegel (Nebenkeulenpegel) in anderen Richtungen als den Richtungen des wahren Werts auf etwa -10 dB unterdrückt sind.
Ein Beispiel eines Richtungsschätzergebnisses (Computersimulationsergebnisses) gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 ist beschrieben.
Wie vorstehend beschrieben, ist die MIMO-Gruppenanordnung gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 eine Anordnung, bei der sowohl bei den Sende- als auch den Empfangsantennen die Anzahl der in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen größer ist als die Anzahl der in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen (beispielsweise Nt_H > Nt_V und Nr_H > Nr_V).Bei einer solchen Anordnung ist in der virtuellen Empfangsantennenanordnung die Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen größer festgelegt als die Anzahl von in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen, und die horizontale Aperturlänge ist erweitert, verglichen mit der vertikalen Aperturlänge. Proportional zur horizontalen oder vertikalen Aperturlänge verbessert sich die Winkelauflösung in jeder Richtung, somit ist die horizontale Winkelauflösung verbessert, verglichen mit der vertikalen Winkelauflösung.
Die MIMO-Gruppenanordnung gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 erweitert die Apertur der virtuellen Antenne in der horizontalen Richtung stärker als diejenige in der vertikalen Richtung; somit ist sie geeigneter, wenn ein horizontaler Blickwinkel breiter ist als ein vertikaler Blickwinkel, wie in dem Fall der Verwendungen eines Fahrzeug-bordeigenen Radars. Zum Beispiel besteht bei den Verwendungen eines Fahrzeug-bordeigenen Radars, wenn ein horizontaler Blickwinkel breiter ist als ein vertikaler Blickwinkel, eine hohe Wahrscheinlichkeit, dass vielfache Wellen in verschiedenen Blickwinkeln ankommen; somit ist die Zielobjekterfassungsleistung verbessert (beispielsweise die Nichterfassung verringert) mit der Antennenanordnung mit höherer horizontaler Auflösung als in dem Fall des Anordnungsbeispiels 2.
Wenn beispielsweise die Auflösung eines horizontalen Blickwinkels größer ist als die Auflösung eines vertikalen Blickwinkels, wie in dem Fall der Verwendungen eines Fahrzeug-bordeigenen Radars, kann die vertikale Aperturlänge im Ausmaß dieser Schätzgenauigkeit sichergestellt sein.
Da sich die horizontale Winkelauflösung erhöht, ist es beispielsweise möglich, die Wahrscheinlichkeit zu verringern, dass vielfache Wellen, die in derselben horizontalen Richtung ankommen, in der horizontalen Richtung schwer zu trennen sind, und dass ein Nichterfassen eines Zielobjekts aufgrund einer Verringerung der vertikalen Auflösung auftritt.
Wenn beispielsweise eine MIMO-Gruppenanordnung gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 verwendet ist, kann der Richtungsschätzer 214 die Einfallsrichtung in der horizontalen einen Dimension mit den in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen (mit anderen Worten, ohne ein Verwenden der in der vertikalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen) schätzen und ein vertikales eindimensionales Einfallsrichtungsschätzverfahren an der erfassten horizontalen Richtung anwenden. In diesem Fall wird, da die Anzahl von in der horizontalen Richtung angeordneten virtuellen Empfangsantennen groß ist, der Effekt des Verringerns des Rechenaufwands des Richtungsschätzverfahrens erhalten, während die Verschlechterung der Empfangsqualität (beispielsweise des Signal-Rauschverhältnisses [SRV]) bei der eindimensionalen Einfallsrichtungsschätzung unterdrückt ist.
(Abwandlung 1 des Anordnungsbeispiels 2)
Bei der MIMO-Gruppenanordnung (beispielsweise 19) gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 ist der Fall beschrieben, wo die Abstände der in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen (Rx#5, Rx#6, Rx#7) in den Empfangsantennen 202 auf die vertikalen Grundabstände Dv festgelegt sind; jedoch sind die Abstände der in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen nicht darauf beschränkt.
22 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sendeantennen 106 (dargestellt beispielsweise durch Tx) und Empfangsantennen 202 (dargestellt beispielsweise durch Rx) (beispielsweise ein Beispiel einer MIMO-Antennenanordnung) gemäß der Abwandlung 1 des Anordnungsbeispiels 2 zeigt. In dem in 22 gezeigten Beispiel beträgt, wie in dem Fall von 19, die Anzahl N_Tx von Sendeantennen sechs (beispielsweise Tx#1, Tx#2, ... und Tx#6), und die Anzahl Na von Empfangsantennen beträgt acht (beispielsweise Rx#1, Rx#2, ... und Rx#8). 23 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppenantenne zeigt, erhalten aus der in 22 gezeigten Antennenanordnung.
Zum Beispiel kann, wie in 22 gezeigt, die Anordnung so sein, dass die Differenz zwischen den Abständen 3Dv der in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen (Tx#1, Tx#5 und Tx#6) in den Sendeantennen 106 und den Abständen 2Dv der in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen (Rx#5, Rx#6 und Rx#7) in den Empfangsantennen 202 auf die vertikalen Grundabstände Dv (= |13Dv - 2Dv|) festgelegt ist. In diesem Fall sind bei den in 23 gezeigten virtuellen Empfangsantennen die Abstände der in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen (VA#5 bis VA#7, VA#37 bis VA#39 und VA#45 bis VA#47) ungleiche Abstände, enthalten aber die vertikalen Grundabstände Dv, somit sind Gitterkeulen in der vertikalen Richtung unterdrückt. Bei der in 23 gezeigten virtuellen Empfangsantenne kann beispielsweise, verglichen mit 20, die Antennenelementgröße in der vertikalen Richtung erhöht sein, und die vertikale Aperturlänge erweitert sich; somit ist die vertikale Winkelauflösung verbessert.
Bei der Antennenanordnung von 22 ist der Fall beschrieben, wo die Abstände (3Dv) der in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen (Tx#1, Tx#5 und Tx#6) und die Abstände (2Dv) der in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen (Rx#5, Rx#6 und Rx#7) beide auf gleiche Abstände festgelegt sind; jedoch ist der Aufbau nicht darauf beschränkt. Die Abstände können auf ungleiche Abstände festgelegt sein. In diesem Fall kann die Anordnung beispielsweise eine solche Anordnung enthalten, dass die Differenz zwischen mindestens einem der Abstände der in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen und den Abständen von in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen auf den vertikalen Grundabstand Dv festgelegt ist.
Bei 22 ist der Fall beschrieben, wo die Bedingung 1 angewendet ist. Alternativ können die Bedingung 1a, die Bedingung 2 oder die Bedingung 2a angewendet werden. Zum Beispiel kann in der Anordnung, bei der die Bedingung 1a angewendet wird, die Anordnung so sein, dass die Differenz zwischen den Abständen der in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen und den Abständen von in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen auf den vertikalen Grundabstand Dv festgelegt ist. Ähnlich kann in der Anordnung, bei der die Bedingung 2 oder die Bedingung 2a angewendet wird, die Anordnung so sein, dass die Differenz zwischen den Abständen der in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen und den Abständen von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen auf den horizontalen Grundabstand D_H festgelegt ist.
(Abwandlung 2 des Anordnungsbeispiels 2)
Bei der MIMO-Gruppenanordnung (beispielsweise 19) gemäß dem Anordnungsbeispiel 2 ist der Fall beschrieben, wo die Abstände der in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen (beispielsweise Tx#1 bis Tx#4) in den Sendeantennen 106 auf Abstände festgelegt sind (beispielsweise 5D_H im Fall von 19), die erhalten sind durch ein Addieren von D_H zu der Aperturlänge der in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen (beispielsweise Rx#1 bis Rx#5) in den Empfangsantennen 202; jedoch sind die Abstände von in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen nicht darauf beschränkt. Ferner können die Abstände weitere Abstände sein.
Mit anderen Worten ist, wie in 20 gezeigt, der Fall beschrieben, wo bei den virtuellen Empfangsantennen in der horizontalen Richtung angeordnete Antennen in den gleichen horizontalen Grundabständen D_H angeordnet sind; jedoch ist der Aufbau nicht darauf beschränkt.
24 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung von Sendeantennen 106 (dargestellt beispielsweise durch Tx) und Empfangsantennen 202 (dargestellt beispielsweise durch Rx) (beispielsweise ein Beispiel einer MIMO-Antennenanordnung) gemäß der Abwandlung 2 des Anordnungsbeispiels 2 zeigt. In dem in 24 gezeigten Beispiel beträgt, wie in dem Fall von 19, die Anzahl N_Tx von Sendeantennen sechs (beispielsweise Tx#1, Tx#2, ... und Tx#6), und die Anzahl Na von Empfangsantennen beträgt acht (beispielsweise Rx#1, Rx#2, ... und Rx#8). 25 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppenantenne zeigt, erhalten aus der in 24 gezeigten Antennenanordnung.
Zum Beispiel können, wie in 24 gezeigt, die Abstände der in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen (Tx#1 bis Tx#4) in den Sendeantennen 106 auf Abstände (6D_H) festgelegt sein, erhalten durch ein Addieren von 2D_H zur Aperturlänge 4D_H der in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen (Rx#1 bis Rx#5) in den Empfangsantennen 202. In diesem Fall sind bei der in 25 gezeigten virtuellen Empfangsantenne die in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen (beispielsweise VA#1 bis VA#5, VA#9 bis VA#13, VA#17 bis VA#21 und VA#25 bis VA#29) in ungleichen Abstände angeordnet; jedoch erweitert sich die horizontale Aperturlänge der virtuellen Empfangsantenne; somit ist die horizontale Auflösung weiter verbessert.
26 ist ein Diagramm, das ein weiteres Beispiel einer Anordnung von Sendeantennen 106 (dargestellt beispielsweise durch Tx) und Empfangsantennen 202 (dargestellt beispielsweise durch Rx) (beispielsweise ein Beispiel einer MIMO-Antennenanordnung) gemäß der Abwandlung 2 des Anordnungsbeispiels 2 zeigt. In dem in 26 gezeigten Beispiel beträgt, wie in dem Fall von 19, die Anzahl N_Tx von Sendeantennen sechs (beispielsweise Tx#1, Tx#2, ... und Tx#6), und die Anzahl Na von Empfangsantennen beträgt acht (beispielsweise Rx#1, Rx#2, ... und Rx#8). 27 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppenantenne zeigt, erhalten aus der in 26 gezeigten Antennenanordnung.
Wie in 26 gezeigt, können die Abstände der in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen (Tx#1 bis Tx#4) in den Sendeantennen 106 auf Abstände festgelegt sein, erhalten durch ein ungleichmäßiges Hinzufügen eines Abstands größer als D_H zur Aperturlänge 4D_H der in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen (Rx#1 bis Rx#5) in den Empfangsantennen 202. In dem Beispiel von 26 ist der Abstand zwischen Tx#1 und Tx#2 auf 6D_H festgelegt, ist der Abstand zwischen Tx#2 und Tx#3 auf 7D_H festgelegt, und ist der Abstand zwischen Tx#3 und Tx#4 auf 6D_H festgelegt.
Auf diese Weise weisen durch ein ungleichmäßiges Festlegen der Abstände der in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen (Tx#1 bis Tx#4) in 26 die in der horizontalen Richtung angeordneten Antennen (beispielsweise VA#1 bis VA#5, VA#9 bis VA#13, VA#17 bis VA#21 und VA#25 bis VA#29) weiter eine erhöhte Ungleichmäßigkeit in der in 27 gezeigten virtuellen Empfangsantenne auf. Aus diesem Grund sind Nebenkeulen bei der Einfallsrichtungsschätzung weiter verringert. Da sich die horizontale Aperturlänge der virtuellen Empfangsantenne weiter ausweitet, ist die horizontale Auflösung weiter verbessert.
Bei 24 und 26 ist der Fall beschrieben, wo die Bedingung 1 angewendet ist. Alternativ können die Bedingung 1a, die Bedingung 2 oder die Bedingung 2a angewendet werden. Zum Beispiel können bei der Anordnung, bei der die Bedingung 1a angewendet ist, die Abstände von in der horizontalen Richtung angeordneten Empfangsantennen auf ungleichmäßige Abstände festgelegt sein, die weiter sind als ein Abstand, der erhalten ist durch ein Hinzufügen des horizontalen Grundabstands D_H zur Aperturlänge von in der horizontalen Richtung angeordneten Sendeantennen. Ähnlich können bei der Anordnung, bei der die Bedingung 2 angewendet ist, die Abstände von in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen auf ungleichmäßige Abstände festgelegt sein, die weiter sind als ein Abstand, der erhalten ist durch ein Hinzufügen des vertikalen Grundabstands Dv zur Aperturlänge von in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen. Ähnlich können bei der Anordnung, bei der die Bedingung 2a angewendet ist, die Abstände von in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen auf ungleichmäßige Abstände festgelegt sein, die weiter sind als ein Abstand, der erhalten ist durch ein Hinzufügen des vertikalen Grundabstands Dv zur Aperturlänge von in der vertikalen Richtung angeordneten Sendeantennen.
Die Abwandlung 2 des Anordnungsbeispiels 2 ist beschrieben.
Vorstehend ist eine Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung beschrieben.
Anordnungen, in denen ferner die folgenden Modifikationen an der Anordnung angewendet sind, die die vorstehend beschriebene Bedingung 1 erfüllt, können angewendet werden (nachstehend als modifizierte Anordnungen der Bedingung 1 bezeichnet).
(Modifizierte Anordnung der Bedingung 1)
Zum Beispiel ist in der Bedingung 1 von (Na - Nz) Empfangsantennen 202 eine Vielzahl von an verschiedenen Positionen in der vertikalen Richtung angeordneten Antennen (was beispielsweise zweiten Antennen entspricht) nicht auf Antennen beschränkt, die in einer geraden Reihe in der vertikalen Richtung angeordnet sind.
Zum Beispiel können von den so angeordneten Empfangsantennen 202, dass sie die Bedingung 1 erfüllen, eine Trennleistungsverbesserungsantenne und eine Antenne, die der Trennleistungsverbesserungsantenne im horizontalen Grundabstand D_H benachbart ist, an einer horizontalen Position angeordnet sein, die verschieden ist von der horizontalen Position der anderen Empfangsantennen. Mit anderen Worten, eine Trennleistungsverbesserungsantenne und aus einer Vielzahl von Empfangsantennen, die in der vertikalen Richtung angeordnet sind, eine Antenne an derselben Position in der vertikalen Richtung wie die Trennleistungsverbesserungsantenne können an horizontalen Positionen angeordnet sein, die verschieden sind von der horizontalen Position der anderen in der vertikalen Richtung angeordneten Empfangsantennen.
Zum Beispiel können eine Trennleistungsverbesserungsantenne und eine der Trennleistungsverbesserungsantenne im Grundabstand D_H in der horizontalen Richtung benachbarte Empfangsantenne so angeordnet sein, dass sie in der horizontalen Richtung um ein ganzzahliges Vielfaches des horizontalen Grundabstands D_H zu der Anordnung verschoben sind, die die Bedingung 1 erfüllt.
28 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer modifizierten Anordnung der Bedingung 1 zu der in 22 gezeigten Antennenanordnung, die die Bedingung 1 erfüllt. 29 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Anordnung einer virtuellen Empfangsgruppenantenne zeigt, erhalten aus der in 22 gezeigten Antennenanordnung.
Wie in 28 gezeigt, sind die Trennleistungsverbesserungsantenne Rx#8 und die der Trennleistungsverbesserungsantenne Rx#8 im horizontalen Grundabstand D_H benachbarte Antenne Rx#6 an horizontalen Positionen angeordnet, die verschieden sind von der horizontalen Position der anderen Empfangsantennen (Rx#1 bis Rx#5 und Rx#7). Mit anderen Worten, in 28 können die horizontalen Positionen von Rx#6 und Rx#8 so festgelegt sein, dass sie in der horizontalen Richtung (zur rechten Seite in 28) um den Grundabstand D_H von der in 22 gezeigten Anordnung verschoben sind.
Mit der modifizierten Anordnung der Bedingung 1 ist beispielsweise eine Antennenanordnung mit einer größeren Größe in der vertikalen Richtung möglich. Zum Beispiel kann eine Untergruppe als ein Antennenelement angewendet werden, in der eine Vielzahl von ebenen Patch-Antennen in vielfachen Reihen in der vertikalen Richtung angeordnet ist. Wenn eine Antenne mit einem Untergruppenaufbau verwendet wird, ist der Richtgewinn der Antenne in der vertikalen Richtung verbessert, und die Abstandsmessleistung der Radarvorrichtung 10 ist verbessert.
Wenn beispielsweise die horizontalen Positionen einer Trennleistungsverbesserungsantenne und einer der Trennleistungsverbesserungsantenne im Grundabstand D_H in der horizontalen Richtung benachbarten Empfangsantenne geändert werden, wird die horizontale Trennleistung nicht beeinflusst; daher ist eine solche modifizierte Anordnung geeignet.
Die modifizierte Anordnung der Bedingung 1 ist beschrieben.
Ähnlich kann eine Anordnung, in der weiter die folgenden Modifikationen an der Anordnung angewendet sind, die die vorstehend beschriebene Bedingung 1a erfüllt, angewendet werden (nachstehend als modifizierte Anordnung der Bedingung 1a bezeichnet).
(Modifizierte Anordnung der Bedingung 1a)
Zum Beispiel können von den so angeordneten Sendeantennen 106, dass sie die Bedingung 1a erfüllen, eine Trennleistungsverbesserungsantenne und eine Antenne, die der Trennleistungsverbesserungsantenne im horizontalen Grundabstand D_H benachbart ist, an horizontalen Positionen angeordnet sein, die verschieden sind von den horizontalen Positionen der anderen Empfangsantennen.
Zum Beispiel können eine Trennleistungsverbesserungsantenne und eine der Trennleistungsverbesserungsantenne im Grundabstand D_H in der horizontalen Richtung benachbarte Sendeantenne so angeordnet sein, dass sie in der horizontalen Richtung um ein ganzzahliges Vielfaches des horizontalen Grundabstands D_H zu der Anordnung verschoben sind, die die Bedingung 1a erfüllt.
Mit der modifizierten Anordnung der Bedingung 1a ist beispielsweise eine Antennenanordnung mit einer größeren Größe in der vertikalen Richtung möglich. Zum Beispiel kann eine Untergruppe als ein Antennenelement angewendet werden, in der eine Vielzahl von ebenen Patch-Antennen in vielfachen Reihen in der vertikalen Richtung angeordnet ist. Wenn eine Antenne mit einem Untergruppenaufbau verwendet ist, ist der Richtgewinn der Antenne in der vertikalen Richtung verbessert, und die Abstandsmessleistung der Radarvorrichtung 10 ist verbessert.
Wenn beispielsweise die horizontalen Positionen einer Trennleistungsverbesserungsantenne und einer der Trennleistungsverbesserungsantenne im Grundabstand D_H in der horizontalen Richtung benachbarten Empfangsantenne geändert werden, wird die horizontale Trennleistung nicht beeinflusst; daher ist eine solche modifizierte Anordnung geeignet.
Die modifizierte Anordnung der Bedingung 1a ist beschrieben.
Wie im Fall der modifizierten Anordnung der Bedingung 1 und der modifizierten Anordnung der Bedingung 1a werden modifizierte Anordnungen auch auf die Bedingung 2 und die Bedingung 2a angewendet.
In der MIMO-Gruppenanordnung gemäß einem allgemeinen Beispiel der vorliegenden Offenbarung kann eine Anordnung verwendet werden, in der die horizontale Richtung und die vertikale Richtung miteinander vertauscht sind, und es wird eine virtuelle Empfangsgruppenanordnung erzielt, in der die horizontale Richtung und die vertikale Richtung miteinander vertauscht sind. Mit diesem Aufbau wird eine Winkeltrennleistung erhalten, bei der die horizontale Richtung und die vertikale Richtung vertauscht sind.
Bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform ist der Fall beschrieben, wo die Radarvorrichtung 10 beispielsweise eine Bestimmung hinsichtlich des Doppler-Aliasings an einem Empfangssignal (beispielsweise einem Ausgang des Doppler-Analysators 210 für jedes Codeelement eines Code-gemultiplexten Signals) unter Verwendung ungenutzter Orthogonalcodes für das Code-Multiplexsenden durchführt. Durch das Bestimmen hinsichtlich des Doppler-Aliasings ist die Radarvorrichtung 10 beispielsweise in der Lage, ein Aliasing in einem Doppler-Bereich zu bestimmen, der so weit ist wie das Produkt der Codelänge der Orthogonalcodesequenz und eines Doppler-Analysebereichs im Doppler-Analysator 210. Somit ist gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Radarvorrichtung 10 in der Lage, einen ohne Mehrdeutigkeit erfassbaren Doppler-Bereich auf einen Doppler-Bereich zu erweitern, der demjenigen während einer einzigen Antennensendung gleichwertig ist.
Die Radarvorrichtung 10 ist beispielsweise in der Lage, eine gegenseitige Störung zwischen Code-gemultiplexten Signalen etwa auf einen Rauschpegel durch ein Durchführen einer Doppler-Phasenkorrektur einschließlich des Aliasings bei der Code-Trennung auf Grundlage eines bestimmten Ergebnisses des Doppler-Aliasings zu unterdrücken; somit ist die Verschlechterung der Radar-Erfassungsleistung unterdrückt, und ein Code-Multiplexsenden eines MIMO-Radars ist ermöglicht.
Anstelle des vorstehend beschriebenen Code-Multiplexverfahrens kann ein anderes Multiplexverfahren bei der Radarvorrichtung 10 angewendet werden. Die Radarvorrichtung 10 kann es unterlassen, ein Doppler-Aliasing zu bestimmen, wie vorstehend beschrieben. Zum Beispiel kann der Codegenerator 104 die Anzahl N_CM von gemultiplexten Codes der Anzahl N_allcode von Orthogonalcodes aus N_allcode Orthogonalcodes gleichsetzen, die in einer Codesequenz mit der Codelänge Loc enthalten sind. Der Phasendreher 105 kann ein Code-Multiplexen durchführen durch ein Verwenden aller N_allcode Orthogonalcodes, die in einer Codesequenz mit der Codelänge Loc enthalten sind. In diesem Fall wird der Aliasing-Bestimmer 212 der Radarvorrichtung 10 nicht angewendet; somit beträgt der Dopplerfrequenzbereich ±1/(2Loc x Tr).
Die Anzahl von MIMO-Antennen (beispielsweise die Anzahl von Sendeantennen und die Anzahl von Empfangsantennen) ist nicht auf die Anzahlen von Antennen beschränkt, die in dem Beispielen der vorstehend beschriebenen Antennenanordnungen gezeigt sind. Zum Beispiel kann eine MIMO-Antenne eine Antennenanordnung in mindestens einem der vorstehend beschriebenen Antennenanordnungsbeispiele aufweisen. Eine MIMO-Antenne kann beispielsweise eine Antennenanordnung aufweisen, die mindestens eine der vorstehend beschriebenen Bedingung 1, Bedingung 1a, Bedingung 2 und Bedingung 2a erfüllt. Mit anderen Worten, die Radarvorrichtung 10 kann beispielsweise Antennen (nicht gezeigt) zusätzlich zu den in den dargestellten Antennenanordnungsbeispielen gezeigten Antennen enthalten.
In einer Radarvorrichtung gemäß einem allgemeinen Beispiel der vorliegenden Offenbarung können ein Radarsender und ein Radarempfänger einzeln an physisch entfernten Stellen angeordnet sein. In einem Radarempfänger gemäß einem allgemeinen Beispiel der vorliegenden Offenbarung können ein Richtungsschätzer und andere Bestandteile einzeln an physisch entfernten Stellen angeordnet sein.
Die Radarvorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält beispielsweise eine Zentraleinheit (CPU), ein Speichermedium, wie etwa einen Nur-Lese-Speicher (ein ROM), das ein Steuerprogramm speichert, und einen Arbeitsspeicher, wie etwa einen Direktzugriffsspeicher (ein RAM), die nicht dargestellt sind. In diesem Fall werden die Funktionen der oben beschriebenen Teile durch die CPU umgesetzt, die das Steuerprogramm ausführt. Jedoch ist die Hardwaregestaltung der Radarvorrichtung nicht auf diejenige in diesem Beispiel beschränkt. Zum Beispiel können die funktionellen Teile der Radarvorrichtung als eine integrierte Schaltung (ein IC) umgesetzt sein. Jeder funktionelle Teil kann als ein einzelner Chip ausgebildet sein, oder alle oder einige davon können in einem einzigen Chip ausgebildet sein.
Im Vorstehenden sind verschiedene Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben. Offensichtlich ist die vorliegende Offenbarung nicht auf diese Beispiele beschränkt. Offensichtlich würde eine Fachperson auf Abwandlungs- und Modifikationsbeispiele innerhalb eines in Ansprüchen beschriebenen Geltungsbereichs kommen, und es versteht sich, dass diese Abwandlungen und Modifikationen innerhalb des technischen Geltungsbereichs der vorliegenden Offenbarung liegen. Jeder Bestandteil der oben beschriebenen Ausführungsformen kann wahlweise kombiniert werden, ohne vom Geist der Offenbarung abzuweichen.
Der bei den oben beschriebenen Ausführungsformen verwendete Ausdruck „Teil“ kann durch einen anderen Ausdruck ersetzt werden, wie etwa „Schaltung (Schaltkreis)“, „Vorrichtung“, „Einheit“ oder „Modul“.
Die vorstehenden Ausführungsformen sind anhand eines Beispiels eines Aufbaus mit Hardware beschrieben ist, aber die vorliegende Offenbarung kann durch Software im Zusammenwirken mit Hardware verwirklicht sein.
Jeder in der Beschreibung jeder oben beschriebenen Ausführungsform verwendete Funktionsblock ist typischerweise durch einen LSI-Baustein verwirklicht, der eine integrierte Schaltung ist. Die integrierte Schaltung steuert jeden in der Beschreibung der obigen Ausführungsformen verwendeten Funktionsblock und kann einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss enthalten. Der LSI-Schaltkreis kann einzeln aus Chips ausgebildet sein, oder ein Chip kann so ausgebildet sein, dass er einen Teil oder alle der Funktionsblöcke enthält. Der LSI-Schaltkreis hierin kann als IC, als System-LSI, als Super-LSI oder als Ultra-LSI bezeichnet sein, je nach unterschiedlichem Integrationsgrad.
Jedoch ist die Technik der Umsetzung einer integrierten Schaltung nicht auf den LSI-Schaltkreis beschränkt und kann durch einen zweckbestimmten Schaltkreis, einen Allzweckprozessor oder einen Spezialprozessor verwirklicht sein. Ferner kann ein Field Programmable Gate Array (FPGA), das nach der Herstellung des LSI-Schaltkreises programmiert werden kann, oder ein umkonfigurierbarer Prozessor verwendet sein, bei dem die Verbindungen und Einstellungen von im LSI-Schaltkreis angeordneten Schaltkreiszellen umkonfiguriert werden können.
Wenn künftige Technik integrierter Schaltungen als Ergebnis des Fortschritts der Halbleitertechnik oder anderer abgeleiteter Technik LSI-Schaltkreise ersetzt, könnten die Funktionsblöcke unter Verwendung der künftigen Technik integrierter Schaltungen integriert werden. Biotechnologie kann auch angewendet werden.
< Zusammenfassung der vorliegenden Offenbarung>
Eine Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung enthält: eine Sendeschaltung, die im Betrieb ein Sendesignal unter Verwendung einer Vielzahl von Sendeantennen sendet; und eine Empfangsschaltung, die im Betrieb ein Reflexionswellensignal, das das von einem Objekt reflektierte Sendesignal ist, unter Verwendung einer Vielzahl von Empfangsantennen empfängt, wobei entweder die Vielzahl von Sendeantennen oder die Vielzahl von Empfangsantennen eine Vielzahl von ersten Antennen, die an verschiedenen Positionen in einer ersten Richtung angeordnet sind, eine Vielzahl von zweiten Antennen, die an verschiedenen Positionen in einer zweiten Richtung, senkrecht zur ersten Richtung, angeordnet sind, und eine dritte Antenne enthält, die verschieden ist von der ersten Antenne oder der zweiten Antenne, die ersten Antennen und die zweiten Antennen eine einzelne überlappende Antenne enthalten, die dritte Antenne an einer Position angeordnet ist, die in der zweiten Richtung verschieden ist von einer Position, an der die Vielzahl von ersten Antennen angeordnet ist, und an einer Position angeordnet ist, die um einen vorgeschriebenen Abstand in der ersten Richtung getrennt von einer Position ist, an der die Vielzahl von zweiten Antennen angeordnet ist, mindestens ein Abstand der Vielzahl von ersten Antennen der vorgeschriebene Abstand ist, die andere aus der Vielzahl von Sendeantennen oder der Vielzahl von Empfangsantennen eine Vielzahl von in der ersten Richtung angeordneten vierten Antennen und eine Vielzahl von in der zweiten Richtung angeordneten fünften Antennen enthält, die Vielzahl von vierten Antennen und die Vielzahl von fünften Antennen eine einzelne überlappende Antenne enthalten, und ein Abstand der Vielzahl von vierten Antennen in der ersten Richtung weiter ist als eine Aperturlänge der Vielzahl von ersten Antennen.
In der Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung ist eine Aperturlänge einer aus der Vielzahl von Sendeantennen und der Vielzahl von Empfangsantennen bestehenden virtuellen Empfangsantenne in der ersten Richtung weiter als in der zweiten Richtung.
In der Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung ist die dritte Antenne in der ersten Richtung auf einer Seite angeordnet, wo eine größere Anzahl der ersten Antennen bezüglich der Position angeordnet ist, an der die Vielzahl von zweiten Antennen angeordnet ist.
In der Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung ist die dritte Antenne in der ersten Richtung auf einer Seite angeordnet, wo eine kleinere Anzahl der ersten Antennen bezüglich der Position angeordnet ist, an der die Vielzahl von zweiten Antennen angeordnet ist.
In der Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung ist die Anzahl von Antennen in der ersten Richtung größer als die Anzahl von Antennen in der zweiten Richtung in der Vielzahl von Sendeantennen und in der Vielzahl von Empfangsantennen.
In der Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung ist in mindestens einer aus der ersten Richtung und der zweiten Richtung eine Differenz zwischen einem Abstand der Vielzahl von Sendeantennen und einem Abstand der Vielzahl von Empfangsantennen ein Wert des vorgeschriebenen Abstands.
In der Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung ist in mindestens einer aus der ersten Richtung und der zweiten Richtung ein Antennenabstand entweder der Vielzahl von Sendeantennen oder der Vielzahl von Empfangsantennen länger als eine Antennenaperturlänge der anderen aus der Vielzahl von Sendeantennen oder der Vielzahl von Empfangsantennen.
In der Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung ist die erste Richtung eine horizontale Richtung.
In der Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung sind die dritte Antenne und mindestens eine aus der Vielzahl von zweiten Antennen, die an derselben Position in der zweiten Richtung angeordnet ist wie die dritte Antenne, an Positionen angeordnet, die in der ersten Richtung verschieden sind von einer Position einer weiteren aus der Vielzahl von zweiten Antennen.
In der Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung sind Antennenabstände in der ersten Richtung von mindestens einer oder beiden aus der Vielzahl von Sendeantennen und/oder der Vielzahl von Empfangsabständen ungleichmäßige Abstände.
In der Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung sind die Vielzahl von Sendeantennen und die Vielzahl von Empfangsantennen in einer L-Form, einer T-Form oder einer Kreuzform angeordnet.
In der Radarvorrichtung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Offenbarung ist ein Wert des vorgeschriebenen Abstands ein beliebiger Wert innerhalb eines Bereichs von 0,45-mal bis 0,8-mal so lang wie eine Wellenlänge.
Während vorstehend verschiedene Ausführungsformen beschrieben sind, ist einzusehen, dass verschiedene Änderungen in Form und Einzelheit vorgenommen werden können, ohne von dem gegenwärtig oder im Folgenden beanspruchten Erfindungsgedanken und Schutzumfang der Erfindung(en) abzuweichen.
Diese Anmeldung ist berechtigt zum und beansprucht den Nutzen der japanischen Patentanmeldung Nr. 2020-174017 , eingereicht am 15. Oktober 2020, deren Offenbarung einschließlich der Beschreibung, der Zeichnung und der Zusammenfassung hierin durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit aufgenommen ist.
Gewerbliche Anwendbarkeit
Die vorliegende Offenbarung ist geeignet als eine Radarvorrichtung, die einen breiten Winkelbereich erfasst.
Bezugszeichenliste

10: Radarvorrichtung
100: Radarsender
101: Radar-Sendesignalgenerator
102: Modulationssignalsender
103: VCO
104: Codegenerator
105: Phasendreher
106-1: Erste Sendeantenne
106-2: Zweite Sendeantenne
200: Radarempfänger
201: Antennenkanalprozessor
202: Empfangsantenne
203: Empfangsfunkteil
204: Mischer
205: TPF
206: Signalprozessor
207: A/D-Wandler
208: Schwebungsfrequenzanalysator
209: Ausgangsschalter
210: Doppler-Analysator
211: CFAR-Teil
212: Aliasing-Bestimmer
213: Demultiplexer für gemultiplexten Code
214: Richtungsschätzer
215: Phasenkorrigierer
300: Positionsbestimmungsausgang

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

WO 2018/142396 [0006]
JP 2020174017 [0444]

Claims

Radar-Vorrichtung, umfassend: eine Sendeschaltung, die im Betrieb ein Sendesignal unter Verwendung einer Vielzahl von Sendeantennen sendet; und eine Empfangsschaltung, die im Betrieb ein Reflexionswellensignal, das das von einem Objekt reflektierte Sendesignal ist, unter Verwendung einer Vielzahl von Empfangsantennen empfängt, wobei entweder die Vielzahl von Sendeantennen oder die Vielzahl von Empfangsantennen eine Vielzahl von ersten Antennen, die an verschiedenen Positionen in einer ersten Richtung angeordnet sind, eine Vielzahl von zweiten Antennen, die an verschiedenen Positionen in einer zweiten Richtung, senkrecht zur ersten Richtung, angeordnet sind, und eine dritte Antenne enthält, die verschieden ist von der ersten Antenne oder der zweiten Antenne, die ersten Antennen und die zweiten Antennen eine einzelne überlappende Antenne enthalten, die dritte Antenne an einer Position angeordnet ist, die in der zweiten Richtung verschieden ist von einer Position, an der die Vielzahl von ersten Antennen angeordnet ist, und an einer Position angeordnet ist, die um einen vorgeschriebenen Abstand in der ersten Richtung getrennt von einer Position ist, an der die Vielzahl von zweiten Antennen angeordnet ist, mindestens ein Abstand der Vielzahl von ersten Antennen der vorgeschriebene Abstand ist, die andere aus der Vielzahl von Sendeantennen oder der Vielzahl von Empfangsantennen eine Vielzahl von in der ersten Richtung angeordneten vierten Antennen und eine Vielzahl von in der zweiten Richtung angeordneten fünften Antennen enthält, die Vielzahl von vierten Antennen und die Vielzahl von fünften Antennen eine einzelne überlappende Antenne enthalten, und ein Abstand der Vielzahl von vierten Antennen in der ersten Richtung weiter ist als eine Aperturlänge der Vielzahl von ersten Antennen.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei eine Aperturlänge einer virtuellen Empfangsantenne, die aus der Vielzahl von Sendeantennen und der Vielzahl von Empfangsantennen besteht, in der ersten Richtung weiter ist als in der zweiten Richtung.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die dritte Antenne in der ersten Richtung auf einer Seite angeordnet ist, wo eine größere Anzahl der ersten Antennen bezüglich der Position angeordnet ist, an der die Vielzahl von zweiten Antennen angeordnet ist.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die dritte Antenne in der ersten Richtung auf einer Seite angeordnet ist, wo eine kleinere Anzahl der ersten Antennen bezüglich der Position angeordnet ist, an der die Vielzahl von zweiten Antennen angeordnet ist.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Anzahl von Antennen in der ersten Richtung größer ist als die Anzahl von Antennen in der zweiten Richtung in der Vielzahl von Sendeantennen und in der Vielzahl von Empfangsantennen.
Radarvorrichtung nach Anspruch 5, wobei in mindestens einer aus der ersten Richtung und der zweiten Richtung eine Differenz zwischen einem Abstand der Vielzahl von Sendeantennen und einem Abstand der Vielzahl von Empfangsantennen ein Wert des vorgeschriebenen Abstands ist.
Radarvorrichtung nach Anspruch 5, wobei in mindestens einer aus der ersten Richtung und der zweiten Richtung ein Antennenabstand entweder der Vielzahl von Sendeantennen oder der Vielzahl von Empfangsantennen länger ist als eine Antennenaperturlänge der anderen aus der Vielzahl von Sendeantennen oder der Vielzahl von Empfangsantennen.
Radarvorrichtung nach Anspruch 5, wobei die erste Richtung eine horizontale Richtung ist.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die dritte Antenne und mindestens eine aus der Vielzahl von zweiten Antennen, die an derselben Position in der zweiten Richtung angeordnet ist wie ist die dritte Antenne, an Positionen angeordnet sind, die in der ersten Richtung verschieden sind von einer Position einer weiteren aus der Vielzahl von zweiten Antennen.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei Antennenabstände in der ersten Richtung von mindestens einer oder beiden aus der Vielzahl von Sendeantennen und/oder der Vielzahl von Empfangsantennen ungleichmäßige Abstände sind.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Vielzahl von Sendeantennen und die Vielzahl von Empfangsantennen in einer L-Form, einer T-Form oder einer Kreuzform angeordnet sind.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei ein Wert des vorgeschriebenen Abstands ein beliebiger Wert innerhalb eines Bereichs von 0,45-mal bis 0,8-mal so lang wie eine Wellenlänge ist.