DE102019218826A1

DE102019218826A1 - Optimierung des einschwingverhaltens for einen ladungspumpenbasierten zweistufigen leistungsumsetzer

Info

Publication number: DE102019218826A1
Application number: DE102019218826.5A
Authority: DE
Inventors: Mark Mercer; Karthik Jayaraman; Chanchal Gupta; Kevin Dowdy; Doru Cioaca; Hassan Sharghi
Original assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Current assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Priority date: 2019-04-17
Filing date: 2019-12-04
Publication date: 2020-10-22
Also published as: US10594210B1

Abstract

Ein zweistufiger Leistungsumsetzer enthält eine Dualpegeltreiber, um einen Strom zu steuern, der durch einen Schalttransistor in eine Ladungspumpe geleitet wird, um das Laden eines fliegenden Kondensators in der Ladungspumpe zu steuern.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Anmeldung bezieht sich auf Leistungsumsetzer und insbesondere auf einen zweistufigen Umsetzer, in dem eine Stufe eine Ladungspumpe und eine verbleibende Stufe ein Gleichstromschaltleistungsumsetzer ist.
HINTERGRUND
Für das Laden tragbarer Einrichtungen, in denen die tragbare Einrichtung eine Spule zum drahtlosen Empfangen oder Senden von Leistung zu einer Spule in einer externen Einrichtung enthält, wurden drahtlose Lademodi entwickelt. Aufgrund der nicht idealen Kopplung zwischen derartigen Spulen benötigt die tragbare Einrichtung eine Versorgungsspannung mit einer relativ leistungsstarken Spannung wie z. B. 15 V, um ihre Spule zu erregen, wenn Leistung zu einer weiteren Einrichtung übertragen wird. Jedoch ist die Batteriespannung eines mobilen Endgeräts typischerweise eine wesentlich niedrigere Spannung wie z. B. 4 V. Ein mobiles Endgerät benötigt deshalb einen Leistungsumsetzer, um die Batteriespannung zur angehobenen Leistungsversorgungsspannung, die zur drahtlosen Leistungsübertragung erforderlich ist, zu verstärken.
Eine Wahlmöglichkeit für eine derartige Leistungsumsetzung ist ein zweistufiger Leistungsumsetzer, in dem ein Aufwärtsumsetzer die Batteriespannung zu einer Zwischenspannung verstärkt, die dann durch eine Ladungspumpe auf der Grundlage eines fliegenden Kondensators verdoppelt wird. Der resultierende zweistufige Leistungsumsetzer besitzt einen vorteilhaften Wirkungsgrad und eine vorteilhafte Regulierung. Jedoch wird während bestimmter Betriebsmodi wie z. B. der Inbetriebnahme und der Abschaltung die Ladungspumpe nicht geschaltet, sondern ihr Eingang wird zum Ausgang kurzgeschlossen, derart, dass die Ladungspumpe umgangen wird. Dieser Betriebsmodus wird hier als Umgehungsbetriebsmodus bezeichnet. Während des Umgehungsbetriebsmodus steuert lediglich der Aufwärtsumsetzer die Ausgangsspannung für den zweistufigen Umsetzer an. Somit wird ein erster Übergang vom Umgehungsbetriebsmodus zu einem Normalbetriebsmodus, in dem die Ladungspumpe aktiv ist, auftreten. Ähnlich liegt ein zweiter Übergang vom Normalbetriebsmodus zum Umgehungsbetriebsmodus vor. In beiden Übergängen kann die Ausgangsspannung den gewünschten regulierten Wert wesentlich überschreiten und unterschreiten.
Entsprechend besteht im Stand der Technik ein Bedarf an ladungspumpenbasierten zweistufigen Umsetzern, die verbesserte Umgehungsmodusübergänge aufweisen.
ZUSAMMENFASSUNG
Es wird ein zweistufiger Leistungsumsetzer offenbart, der eine Gleichstromschaltleistungsumsetzer-Eingangsstufe (z. B. ein Aufwärtsumsetzer) und eine Ladungspumpe auf der Grundlage eines fliegenden Kondensators als Ausgangsstufe enthält. In alternativen Ausführungsformen kann die Anordnung derart umgekehrt werden, dass die Ladungspumpe auf der Grundlage eines fliegenden Kondensators als die Eingangsstufe arbeitet und der Gleichstromschaltleistungsumsetzer als die Ausgangsstufe arbeitet.
Die Schaltleistungsumsetzerstufe enthält einen Controller zum Modulieren des Schaltens des Schaltleistungsumsetzers, um eine Ausgangsspannung für den zweistufigen Leistungsumsetzer zu regulieren. Dagegen ist das Schalten der Ladungspumpenstufe ein offener Regelkreis in Bezug auf die Ausgangsspannung. Während des Normalbetriebs zyklisieren beide Stufen ihre Schalttransistoren, um die Leistungsumsetzung zu unterstützen. In einem Umgehungsbetriebsmodus ist die Ladungspumpe jedoch statisch, derart, dass lediglich der Schaltleistungsumsetzer seine Schalttransistoren zyklisiert, um die Ausgangsspannung zu stützen. Um bei der Regulierung der Ausgangsspannung während eines Übergangs vom Umgehungsmodus zum Normalbetrieb zu unterstützen wird ein Schalttransistor in der Ladungspumpe derart gesteuert, dass er eine kontrollierte Menge Strom leitet, um das Laden der Spannung des fliegenden Kondensators zu begrenzen. Zum Beispiel leitet in einer Feldeffekttransistorausführungsform (FET-Ausführungsform) der Schalttransistor die kontrollierte Menge Strom im Sättigungsmodus. Während des Normalbetriebs leiten die Schalttransistoren in der Ladungspumpe im Triodenmodus. Die resultierende Steuerung der Spannung des fliegenden Kondensators verbessert die Regulierung der Ausgangsspannung während der Übergänge zwischen dem Umgehungsmodus und dem regulären Betrieb.
Diese vorteilhaften Merkmale können unter Berücksichtigung der genauen Beschreibung unten besser verstanden werden.
Figurenliste

1 ist ein Schaltplan eines zweistufigen Leistungsumsetzers in Übereinstimmung mit einem Aspekt der Offenbarung.
2 veranschaulicht einige Betriebswellenformen für den zweistufigen Leistungsumsetzer von 1.
3 veranschaulicht den Leitungsweg im zweistufigen Leistungsumsetzer von 1 während eines Umgehungsbetriebsmodus, in dem der fliegende Kondensator neukonfiguriert wird, um als ein Ausgangskondensator für den Aufwärtsumsetzer zu dienen.
4 veranschaulicht den Leitungsweg im zweistufigen Leistungsumsetzer von 1 während eines Umgehungsbetriebsmodus, in dem der fliegende Kondensator entladen wird.
5 veranschaulicht einen Dualpegeltreiber für die Ladungspumpe im zweitstufigen Leistungsumsetzer von 1 gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
6A ist ein Schaltplan der Stromsteuerschaltung im Dualpegeltreiber von 5 gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
6B ist ein Schaltplan für einen verbleibenden Abschnitt des Dualpegeltreibers von 5, der eine Ausgangsspannung von der Stromsteuerschaltung von 6A gemäß einem Aspekt der Offenbarung empfängt.
7 ist ein Schaltplan einer Ausführungsform mit geschlossenem Regelkreis des Dualpegeltreibers von 5 gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
8 veranschaulicht einen Leitungsweg im zweistufigen Leistungsumsetzer von 1 während eines Übergangs in den Umgehungsbetriebsmodus, in dem der fliegende Kondensator sanft geladen wird.
9 ist ein Schaltplan einer Ausführungsform für den Controller des Aufwärtsumsetzers von 1, wobei der Controller konfiguriert ist, ein Einschwingverhalten zu Unterspannungsbedingungen für die Ausgangsspannung zu implementieren.

Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung und ihre Vorteile sind unter Bezugnahme auf die genaue Beschreibung, die folgt, am besten verständlich. Es ist zu bedenken, dass ähnliche Bezugszeichen verwendet werden, um ähnliche Elemente, die in einer oder mehreren Figuren dargestellt sind, zu identifizieren.
GENAUE BESCHREIBUNG
Es wird ein zweistufiger ladungspumpenbasierter Leistungsumsetzer offenbart, der eine verbesserte Ausgangsspannungsregulierung während Umgehungsmodusübergängen aufweist. Die folgende Diskussion ist auf eine Ausführungsform gerichtet, in der der Gleichstromschaltleistungsumsetzer ein Aufwärtsumsetzer ist. Allerdings wird begrüßt werden, dass der Aufwärtsumsetzer durch weitere Typen von Gleichstromschaltleistungsumsetzern wie z. B. ein Abwärtsumsetzer leicht ersetzt werden kann. Die Ladungspumpenstufe enthält einen fliegenden Kondensator. Die folgende Diskussion erfolgt unter der Annahme, dass der fliegende Kondensator durch vier Feldeffektschalttransistoren angesteuert wird, jedoch wird begrüßt werden, dass zusätzliche Transistorschalter verwendet werden können. Wie im Gebiet der Ladungspumpentechnik bekannt ist, werden die Schalttransistoren zyklisiert, so dass der fliegende Kondensator abwechseln geladen und entladen wird. Während des Normalbetriebs werden die Schalttransistoren derart angesteuert, dass sie in einem Triodenleitmodus vollständig an sind. Jedoch wird während eins Übergangs vom Umgehungsmodus zum Regulierbetrieb einer der Schalttransistoren derart gesteuert, dass er in einem Sättigungsmodus statt dem Triodenmodus leitet. Der Strom durch den Sättigungsmodusschalttransistor wird somit derart gesteuert, dass das Überschreiten und das Unterschreiten der Ausgangsspannung während des Umgehungsmodusübergangs beschränkt wird. Dieselbe Stromsteuerung kann während eines Übergangs von einem Normalbetrieb zum Umgehungsmodus angewendet werden.
Die folgende Diskussion ist auf Ausführungsformen gerichtet, in denen eine Eingangsspannung durch die Aufwärtsumsetzerstufe in eine Zwischenspannung, die als eine Eingangsspannung für eine Ladungspumpe dient, verstärkt wird. Ein Controller steuert das Schalten der Aufwärtsumsetzerstufe, um eine Ausgangsspannung der Ladungspumpe zu regulieren. Im Gegensatz zum Aufwärtsumsetzer erfolgt das Zyklisieren des Schalttransistors in der Ladungspumpe während des Normalbetriebs mit offenem Regelkreis. Mit anderen Worten wird die Ein-Zeit oder die Periode des Zyklisierens für die Ladungspumpenschalttransistoren durch die Ausgangsspannung nicht beeinflusst. Diese Zeitplanung mit offenem Regelkreis für das Zyklisieren der Schalttransistoren dauert während des Übergangs an, jedoch wird der Strom für den Sättigungsmodusbetrieb eines der Schalttransistoren gesteuert, um das Überschreiten und das Unterschreiten der Ausgangsspannung zu beschränken. Obwohl die folgende Diskussion auf Ausführungsformen gerichtet ist, in denen der Aufwärtsumsetzer eine Eingangsspannung empfängt, kann die innovative Steuerung, die hier diskutiert wird, leicht auf Ausführungsformen angewendet werden, in denen die Ladungspumpe die Eingangsspannung empfängt und sie zu einer Zwischenspannung, die dann durch einen Abwärtsumsetzer weiter verringert wird, reduziert.
Ein Beispiel eines zweistufigen Leistungsumsetzers 100 ist in 1 gezeigt. Ein Aufwärtsumsetzer 105 setzt eine Eingangsspannung V1 unter Verwendung einer Spule L, eines hochseitigen NMOS-Schalttransistors N5 und eines niederseitigen NMOS-Schalttransistors N6 in eine Zwischenspannung V2 um. Ein Controller 115 reguliert abhängig von einer Ausgangsspannung V3 das Schalten der Schalttransistoren N5 und N6 über einen hochseitigen Treiber (HS-Treiber) und einen niederseitigen Treiber (LS-Treiber). Der Aufwärtsumsetzer 105 enthält außerdem einen Ausgangskondensator C2 zum Unterstützen der Zwischenspannung V2. Der Controller 115 kann abhängig von der Ausgangsspannung V3 eine Pulsbreitenmodulation (PWM) oder eine Pulsfrequenzmodulation (PFM) der Schalttransistoren N5 und N6 anpassen, wie im Gebiet der Technik von Gleichstromschaltleistungsumsetzern bekannt ist.
Eine Ladungspumpe 110 setzt die Zwischenspannung V2 in die Ausgangsspannung V3 um. Die Ladungspumpe 110 enthält einen ersten NMOS-Schalttransistor N1, einen zweiten NMOS-Schalttransistor N2, einen dritten NMOS-Schalttransistor N3 und einen vierten NMOS-Schalttransistor N4, die alle in Reihe angeordnet sind. Ein fliegender Kondensator CF stellt eine Verbindung zwischen einem Drain des Schalttransistors N4 und einem Drain des Schalttransistors N2 her. Die Zwischenspannung V2 wird beim Drain des Schalttransistors N3 (sowie bei der Source des Schalttransistors N2) empfangen. Während des Normalbetriebs werden die Schalttransistoren in einem 50 %-Arbeitszyklus angesteuert. In einer ersten Schaltphase φ1 sind die Schalttransistoren N1 und N3 geschlossen, wohingegen die Schalttransistoren N4 und N2 geöffnet sind. Während dieser Phase φ1 entlädt sich der fliegende Kondensator CF, um die Ausgangsspannung V3 anzusteuern. Eine zweite Schaltphase φ2 ist die Ergänzung von Phase φ1 derart, dass die Schalttransistoren N1 und N3 geöffnet sind, wohingegen die Schalttransistoren N2 und N4 geschlossen sind. Während dieser Phase φ2 wird der fliegende Kondensator CF durch die Zwischenspannung V2 geladen. Im Normalbetrieb steuert das 50:50-Abwechseln zwischen den Schaltphasen die Ausgangsspannung V3 derart, dass sie das Doppelte der Zwischenspannung V2 ist.
Im Normalbetrieb wird die Gate-Spannung der eingeschalteten Schalttransistoren derart angesteuert, dass das Durchleiten im Triodenbetriebsbereich auftritt. Zum Beispiel steuert während der Schaltphase φ1 ein Treiber 120 die Gate-Spannung des Schalttransistors N1 derart an, dass der Schalttransistor N1 im Triodenmodus (seinem leitenden Zustand mit dem geringsten ohmschen Widerstand) vollständig eingeschaltet ist. Ähnlich steuert während der Schaltphase φ2 ein Treiber 125 die Gate-Spannung des Schalttransistors N2 derart an, dass der Schalttransistor N2 im Triodenmodus vollständig eingeschaltet ist. Während des Normalbetriebs tritt dasselbe Ansteuern für den Schalttransistor N4, der durch einen Treiber 130 gesteuert wird, auf. Jedoch steuert während des Umgehungsübergangsmodus für die Schaltphase φ2 der Treiber 130 den Schalttransistor N4 nicht vollständig im Triodenmodus an, sondern zwingt den Schalttransistor N4, im Sättigungsmodus zu leiten, derart, dass sein Strom gesteuert wird. Der Treiber 130 kann deshalb als ein Dualpegeltreiber bezeichnet werden, da er die Gate-Spannung des Schalttransistors N4 abhängig davon, ob der Triodenmodus- oder der Sättigungsmodusbetrieb gewünscht ist, verschieden lädt. Während der Schaltphase φ2 wird der fliegende Kondensator CF durch den Dualpegeltreiber 130 sanft geladen. Im Gegensatz erzeugt ein herkömmlicher Übergang vom Umgehungsmodus zum Normalbetrieb ein schnelles ungesteuertes Laden des fliegenden Kondensators, das eine wesentliche Störung der Ausgangsspannung V3 bewirkt. Im Gegensatz hemmt die sanfte Ladesteuerung des Schalttransistors N4 diese Störung derart, dass die Ausgangsspannung V3 während eines Übergangs vom Umgehungsmodus zum Normalbetrieb strenger reguliert wird.
Es wird begrüßt werden, dass die Technik oder die Steuerung zum sanften Laden, die hier offenbart wird, alternativ an den Schalttransistor N2 angewendet werden könnte. Während des Übergangs vom Umgehungsmodus zum Normalbetrieb kann die Steuerung des sanften Ladens des fliegenden Kondensators in einer Weise mit offenem Regelkreis durchgeführt werden. Zum Beispiel kann der Treiber 130 den Schalttransistor N4 derart ansteuern, dass er den Strom, der durch eine Stromquelle geleitet wird, spiegelt. Wenn der Stromquellenstrom erhöht wird, gilt das auch für den entsprechenden Strom, der während der Schaltphase φ2 durch den Schalttransistor N4 geleitet wird, derart, dass der fliegende Kondensator CF1 in einer kontrollierten Weise geladen wird. Alternativ kann durch den Treiber 130 eine Steuerung mit quasi geschlossenem Regelkreis implementiert werden, derart, dass der Schalttransistor N4 einen Strom proportional entweder zum Laststrom (oder dem Induktivitätsstrom) und/oder zur Ausgangsspannung V3 leitet. Auf diese Weise wird dann, wenn die Ausgangsspannung und/oder der Laststrom ansteigen, das Laden des fliegenden Kondensators entsprechend erhöht. Alternativ kann durch den Treiber 130 eine Steuerung mit geschlossenem Regelkreis derart implementiert werden, dass eine Rückkopplungsschleife den Strom durch den Schalttransistor N4 ansprechend auf die Spannung des fliegenden Kondensators steuert. Auf diese Weise wird die Spannung des fliegenden Kondensators direkt reguliert und kann gesteuert werden, in einer gewünschten Weise anzusteigen.
Die folgende Diskussion betrifft den Übergang vom Umgehungsmodus zum Normalbetrieb. Während des Übergangs vom Normalbetrieb zum Umgehungsmodus kann eine analoge Stromsteuerung implementiert werden. Zusätzlich ist die folgende Diskussion auf Ausführungsformen gerichtet, in denen der fliegende Kondensator während des Umgehungsmodus zu einem neuen Zweck genutzt wird, derart, dass er zu den Kondensatoren C2 und C3 parallelgeschaltet ist. Eine derartige Anordnung erhöht vorteilhaft die Ausgangskapazität für den Aufwärtsumsetzer 105 während des Umgehungsmodus. Allerdings wird begrüßt werden, dass der fliegende Kondensator während des Umgehungsmodus stattdessen einfach schweben kann.
2 veranschaulicht einige Wellenformen für die Eingangsspannung V1, die Zwischenspannung V2, die Ausgangsspannung V3 und die Spannung des fliegenden Kondensators während des Betriebs des zweistufigen Umsetzers 100. Während einer Anfangsphase des Betriebs, die als Bereich 3 bezeichnet wird, beginnt der Aufwärtsumsetzer 105 die Ausgangsspannung V3 von ihrem Startzustand, in dem sie gleich der Eingangsspannung V1 ist, zu verstärken. Der Betrieb beginnt im Umgehungsmodus derart, dass die Ladungspumpe 110 die Ausgangsspannung V3 in Bezug auf die Zwischenspannung V2 nicht verstärkt. In dieser Ausführungsform ist die Eingangsspannung etwa 4 V. Abhängig von der Steuerung der niederseitigen und hochseitigen Schalttransistoren N5 und N6 kann die Ausgangsspannung V3 lediglich durch den Aufwärtsumsetzer 105 zu den Regulierungsgrenzwerten für den Aufwärtsumsetzer 105 verstärkt werden. Zum Beispiel wird während einer nachfolgenden Phase des Betriebs, die als Bereich 4 bezeichnet wird, die Ausgangsspannung V3 bei 5 V konstant gehalten. Die Ausgangsspannung V3 wird dann während einer weiteren Phase des Betriebs, die als Bereich 5 bezeichnet wird, linear erhöht, bis sie 10 V erreicht. Die Ausgangsspannung V3 wird dann während einer Phase des Betriebs, die als Bereich 6 festgelegt ist, bei 10V konstant gehalten.
Der Betrieb in den Bereichen 3 bis 6 erfolgt vollständig im Umgehungsmodus. Während des Umgehungsmodus liegt die in 3 gezeigte Schaltkonfiguration vor. Die Schalttransistoren N1 und N2 werden durch ihre jeweiligen Treiber 120 und 125 vollständig eingeschaltet gehalten. Der Schalttransistor N3 ist aus Gründen der Klarheit der Darstellung nicht gezeigt, da er ausgeschaltet gehalten wird. Der Dualpegeltreiber 130 hält den Schalttransistor N4 vollständig eingeschaltet. Der fliegende Kondensator CF1 ist somit zu den Kondensatoren C2 und C3 in Bezug auf Masse und einen Ausgangsknoten für die Ausgangsspannung V3 parallelgeschaltet. Der Controller 115 ist aus Gründen der Klarheit der Darstellung nicht gezeigt, würde jedoch die hochseitigen (HS) und die niederseitigen Treiber derart steuern, dass ein Aufwärtsumsetzerbetrieb die Ausgangsspannung zum gewünschten Pegel ansteuern würde (unter der Annahme, dass dieser gewünschte Pegel im Leistungsumfang des Aufwärtsumsetzers 105 liegt).
Jedoch kann der Aufwärtsumsetzer 105 allein in diesem Beispiel die Ausgangsspannung V3 lediglich zu 10V ansteuern. Um größere Ausgangsspannungspegel zu erhalten, ist der Normalbetrieb erforderlich, in dem die Ladungspumpe 110 die Zwischenspannung V2 um einen Faktor 2 erhöht. Unter erneuter Bezugnahme auf 2 beginnt der Übergang zum Normalbetrieb in einer Phase des Betriebs, die als Bereich 7 bezeichnet wird. Während dieser Phase fällt die Spannung des fliegenden Kondensators von 10 V zu einem entladenen Zustand derart ab, dass die Ladungspumpe 105 den Betrieb beginnen kann, ohne die Ausgangsspannung V3 wesentlich zu stören. Die resultierenden Zustände für die Transistoren sind in 4 gezeigt. Der Schalttransistor N4 wird ausgeschaltet, um den fliegenden Kondensator CF1 zu entladen (aus Gründen der Klarheit der Darstellung ist der Transistor N4 deshalb in 4 nicht gezeigt). Der Schalttransistor N3 wird ausgeschaltet gehalten. Die Schalttransistoren N1 und N2 werden eingeschaltet gehalten, wie auch in 3 gezeigt ist, so dass der Aufwärtsumsetzer 105 die Ausgangsspannung V3 im Umgehungsmodus ansteuern kann. Um die Spannung des fliegenden Kondensators zu entladen, wird ein Transistor wie z. B. ein PMOS-Transistor P1, der zum fliegenden Kondensator CF1 parallelgeschaltet ist, eingeschaltet. Abhängig von der Dauer des Betriebs im Bereich 7 wird die Spannung des fliegenden Kondensators zu Masse entladen. Allerdings kann sie in weiteren Ausführungsformen zu einer relativ niedrigen Spannung wie z. B. 0,5 V entladen werden.
Bei der entladenen Spannung des fliegenden Kondensators kann die Ladungspumpe 110 den Betrieb aufnehmen, während dessen die Spannung des fliegenden Kondensators durch den Dualpegeltreiber 130 gesteuert sanft geladen wird. Unter erneuter Bezugnahme auf 2 wird die Phase des sanften Ladens als Bereich 8 bezeichnet. Während dieser Phase steigt die Spannung des fliegenden Kondensators von ihrem entladenen Zustand zur Hälfte der Ausgangsspannung V3, die in dieser Ausführungsform für den Betrieb im Bereich 8 10 V ist. Die Spannung des fliegenden Kondensators wird somit zu 5 V ansteigen. Es wird allerdings begrüßt werden, dass diese Spannungspegel beliebig sind und in alternativen Ausführungsformen wie gewünscht geändert werden können. Die Ladungspumpe 110 ist während der Phase des sanften Ladens aktiv, derart, dass die Schalttransistoren N1 und N3 während der Schaltphase φ1 eingeschaltet sind, wohingegen die Schalttransistoren N2 und N4 während der Schaltphase φ2 eingeschaltet sind. Allerdings steuert wie bereits erwähnt der Dualtreiber 130 während der Phase des sanften Ladens den Schalttransistor N4 nicht vollständig eingeschaltet in den Triodenbetriebsmodus an. Stattdessen steuert der Dualtreiber 130 den Schalttransistor N4 während der Phase φ2 derart, dass er im Sättigungsmodus lediglich eine kontrollierte Strommenge leitet.
Wie bereits erwähnt kann diese Steuerung des Stroms, der durch den Schalttransistor N4 geleitet wird, in einer Weise mit offenem Regelkreis oder in einer Weise mit geschlossenen Regelkreis durchgeführt werden. Eine Ausführungsform mit offenem Regelkreis für den Dualtreiber 130 ist in 5 gezeigt. Eine Stromsteuerschaltung 500 steuert einen Strom Icontrol in den Drain und das Gate eines NMOS-Transistors M1 in Diodenschaltung, dessen Source auf Masse gelegt ist. Abhängig vom Strom Icontrol baut der Transistor M1 eine bestimmte Gate/Source-Spannung Vgs auf. In einer klassischen Stromspiegelkonfiguration könnte das Gate des Transistors M1 einfach mit dem Gate des Schalttransistors N4 verbunden sein, derart, dass die Stromsteuerschaltung 500 den Strom, der während der Phase des sanften Ladens geleitet wird, steuern könnte. Jedoch muss der Schalttransistor N4 während des Normalbetriebs auch durch einen herkömmlichen Treiber 505 angesteuert werden, weshalb die Stromsteuerschaltung 500 die Gate-Spannung des Transistors M1 auf einen Ausgangsknoten A, der an das Gate des Schalttransistors N4 gekoppelt ist, repliziert. Da der Transistor M1 und der Schalttransistor N4 dann dieselbe (oder etwa dieselbe) Gate/Source-Spannung aufweisen, wird der Schalttransistor N4 den Strom Icontrol abhängig von den relativen Größen des Transistors M1 und des Schalttransistors N4 spiegeln. Wenn diese Transistoren angepasst sind, ist die Stromskalierung 1: 1, wohingegen sie variieren würde, wenn das Größenverhältnis variiert wird.
Wie bereits erwähnt wurde, kann die Steuerung mit offenem Regelkreis des Stroms, der durch den Schalttransistor M4 während der Phase des sanften Ladens zum Ausgangsstrom lout proportional sein (es ist festzuhalten, dass diese Proportionalität in einigen Ausführungsformen über eine Proportionalität zum durchschnittlichen Strom durch die Induktivität L implementiert werden kann). Die Stromsteuerschaltung 500 kann somit den Strom Icontrol ansprechend auf den Ausgangsstrom lout erzeugen. Die Beziehung zwischen Icontrol und dem Ausgangsstrom lout kann linear sein oder kann nichtlinear sein. Ebenso kann die Stromsteuerung 500 den Ausgangsstrom ansprechend auf die Ausgangsspannung Vout entweder in einer linearen oder einer nichtlinearen Weise erzeugen. Um eine zusätzliche Sicherheit zu liefern, dass die Spannung des fliegenden Kondensators bei einer ausreichend schnellen, jedoch kontrollierten Rate geladen wird, kann die Stromsteuerschaltung 500 den Strom Icontrol auch ansprechend auf einen Strom I1 von einer Stromquelle 510 erzeugen. Die Steuerung durch die Stromsteuerschaltung 500 kann ein, zwei oder alle drei Faktoren dieser Faktoren lout, V3 und I1 sein.
Eine Ausführungsform, in der die Stromsteuerschaltung 500 auf alle drei Faktoren reagiert, ist in 6A gezeigt. Ein NMOS-Transistor M2 leitet einen Strom ansprechend auf eine Spannung, die eine Funktion des Ausgangsstroms lout ist, in einen Widerstand R1. Der Strom, der durch den Transistor M2 geleitet wird, ist somit eine Funktion des Ausgangsstroms lout. Der Transistor M2 ist mit einem PMOS-Transistor P2 in Diodenschaltung derart in Reihe geschaltet, dass der Transistor P2 denselben Strom leitet. Der Transistor P2 liegt in einer Stromspiegelkonfiguration mit einem PMOS-Transistor P4 in Diodenschaltung vor. Eine Gate-Spannung des Transistors P4 wird über die Wirkung eines PMOS-Transistors P3 gesteuert durch ein Auslasssignal hoch zur Energieversorgungsspannung VDD aufgeladen gewählt. Der Transistors P4 wird somit abgeschaltet, wenn das Auslasssignal geltend gemacht wird. Jedoch ist während des Normalbetriebs und des Umgehungsbetriebsmodus das Auslasssignal auf Masse gelegt, so dass der Transistor P3 ausgeschaltet ist. Der Transistor P4 leitet somit während des Normalbetriebs einen Strom, der eine Funktion des Ausgangsstroms lout ist.
Die Ausgangsspannung V3 ist über einen Spannungsteiler, der durch ein Paar Widerstände R2 und R3 gebildet ist, an einen nichtinvertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 600, der ein Gate eines NMOS-Transistors M3, dessen Source über einen Widerstand R4 auf Masse gelegt ist, ansteuert, gekoppelt. Die Source des Transistors M3 ist mit dem negativen Eingang des Differenzverstärkers 600 verbunden. Eine Rückkopplung über den Differenzverstärker 600 wird somit die Source-Spannung für den Transistor M3 gleich der geteilten Version der Ausgangsspannung V3, die über den Spannungsteiler geteilt wird, halten. Der Transistor M3 wird somit einen mit der Ausgangsspannung in Beziehung stehenden Strom, der eine Funktion der Ausgangsspannung V3 ist, leiten. Der Drain des Transistors M3 ist mit einem Drain und einem Gate eines PMOS-Transistors P5 in Diodenschaltung, der sich in einer Stromspiegelkonfiguration mit einem PMOS-Transistor P6 befindet, verbunden. Der Transistor P6 wird somit eine gespiegelte Version des mit der Ausgangsspannung in Beziehung stehenden Stroms, der durch die Transistoren M3 und P5 geleitet wird, leiten.
Die Drains der Transistoren P4 und P6 sind mit dem Gate und dem Drain eines NMOS-Transistors M5 in Diodenschaltung verbunden. Der Transistor M5 wird somit einen kombinierten Strom, der eine Summe des mit dem Ausgangsstrom in Beziehung stehenden Stroms, der durch den Transistor P4 geleitet wird, und des mit der Ausgangsspannung in Beziehung stehenden Stroms, der durch den Transistor P6 geleitet wird, ist, leiten. Der Drain des Transistors M5 ist über einen Kondensator Cramp auf Masse gelegt. Da ein Transistor während der Phase des sanften Ladens leitet, wird somit eine Source-Spannung für den Transistor M5 ansteigen, während der Kondensator Cramp geladen wird. Vor der Phase des sanften Ladens wird der Kondensator Cramp über die Wirkung eines NMOS-Transistors M4 gesteuert durch ein Signal SS-Start entladen.
Das Gate des Transistors M5 ist mit dem Gate eines NMOS-Transistors M6, dessen Source auf Masse gelegt ist, verbunden. Falls die Source des Transistors M5 auf Masse gelegt wäre, würden die Transistoren M5 und M6 einen herkömmlichen Stromspiegel bilden. Jedoch steigt aufgrund des Kondensators Cramp die Gate-Spannung für den Transistor M5 während der Phase des sanften Ladens an, während der Kondensator Cramp geladen wird. Dieser Anstieg der Gate-Spannung für den Transistor M5 wird durch einen Anstieg der Gate-Spannung für den Transistor M6 repliziert. Der Strom durch den Transistor M6 ist somit gleich einer nichtlinearen Funktion (z. B. ungefähr einem Quadrat) des kombinierten Stroms durch den Transistor M5. Diese Nichtlinearität ist zum Erhöhen der Rate des Ladens der Spannung des fliegenden Kondensators auf eine kontrollierte Weise nützlich. Allerdings wird begrüßt werden, dass in alternativen Ausführungsformen eine lineare Stromspiegelbeziehung verwendet werden kann.
Der Transistor M6 ist mit einem PMOS-Transistors P7 in Diodenschaltung, der sich in einer Stromspiegelkonfiguration mit einem PMOS-Transistor P8 befindet, in Reihe geschaltet. Der Transistor P8 wird somit eine gespiegelte Version des nichtlinear erhöhten kombinierten Stroms, der durch den Transistor M6 geleitet wird, leiten. Der Transistor P8 ist über einen NMOS-Transistor M7 in Diodenschaltung und einen M1 in Diodenschaltung auf Masse gelegt. Die Stromquelle 510 steuert auch das Gate und den Drain des Transistors M7 an. Der Transistor M1 wird somit eine Gate/Source-Spannung Vgs erzeugen, die eine Funktion einer Summe des nichtlinear erhöhten kombinierten Stroms, der durch den Transistor M6 geleitet wird, und des Stroms 11, der durch die Stromquelle 510 geleitet wird, ist. Die Gate/Source-Spannung für den Transistor M1 ist somit eine Funktion aller drei Faktoren, die bereits diskutiert wurden: die Ausgangsspannung V3, der Ausgangsstrom lout und ein zusätzlicher Strom I1. Einschlägige Fachleute werden gerne schätzen, dass die Stromsteuerschaltung 500 derart variiert werden kann, dass sie lediglich zwei dieser Faktoren in alternativen Ausführungsformen verwendet.
Die Gate-Spannung für den Transistor M7 wird eine Schwellenwertspannung über der Gate/Source-Spannung Vgs für den Transistor M1 sein. Das Gate des Transistors M7 ist mit einem NMOS-Transistor M8, dessen Drain mit dem Energieversorgungsknoten für die Energieversorgungsspannung VDD verbunden ist, verbunden. Der Transistor M8 befindet sich somit in einer Source-Folger-Konfiguration derart, dass seine Source-Spannung seiner Gate-Spannung abzüglich des Schwellenwertspannungsabfalls für den Transistor M8 folgen wird. Die Nettowirkung der Transistoren M7 und M8 ist daher, die Gate-Spannung (die in diesem Fall die Gate/Source-Spannung Vgs ist) des Transistors M1 bei einem Knoten A bei der Source des Transistors M8 zu replizieren.
Der Rest des Dualtreibers 130 ist in 6B gezeigt. Der Knoten A ist mit der Source eines PMOS-Transistors P9, dessen Drain mit einer Source eines PMOS-Transistors P10 verbunden ist, verbunden. Die Kette 505 herkömmlicher Treiber steuert das Gate des Transistors P10 an. Während der Schaltphase φ2 eine Gate-Ein-Anweisung zur Treiberkette 500. Der Transistor P10 ist somit während der Schaltphase φ2 eingeschaltet. Der Drain des Transistors P10 ist über einen NMOS-Transistor M9, dessen Gate auch durch die Treiberkette 505 angesteuert wird, auf Masse gelegt. Der Transistor M9 wird somit während der Schaltphase φ2 ausgeschaltet sein. Die Drains der Transistoren M9 und P10 stellen eine Verbindung zum Gate des Schalttransistors N4 her.
Die Treiberkette 505 steuert auch das Gate eines PMOS-Transistors P12, dessen Drain mit dem Gate des Schalttransistors N4 verbunden ist, an. Der Transistor P12 wird somit während der Phase φ2 eingeschaltet. Die Source des Transistors P12 ist über einen PMOS-Transistor P11, der durch eine invertierte Version des Signals SS-Abgeschlossen, das durch einen Wechselrichter 605 invertiert wurde, gesteuert wird, mit dem Energieversorgungsknoten verbunden. Das Signal SS-Abgeschlossen ist während der Phase des sanften Ladens niedrig und am Ende dieser Phase hoch sichergestellt. Der Transistor P11 wird somit während der Schaltphase φ2 ausgeschaltet sein. Da während der Schaltphase φ2 die Transistoren P9 und P10 eingeschaltet sind und der Transistor M9 ausgeschaltet ist, ist die replizierte Gate/Source-Spannung Vgs für den Transistor M1 über den Knoten A gekoppelt, um das Gate des Schalttransistors N4 anzusteuern. Der fliegende Kondensator CF wird somit während des sanften Lademodus ansprechend auf einen Strom, der durch die Stromsteuerschaltung 500 gesteuert wird, geladen.
Wenn das Signal SS-Abgeschlossen am Ende der Phase des sanften Ladens sichergestellt ist, wird der Transistor P9 ausgeschaltet, um den Knoten A vom Beeinflussen der Gate-Spannung für den Schalttransistor N4 zu isolieren. Der Transistor P11 wird derart eingeschaltet, dass die Transistoren P12 und M9 einen abschließenden Wechselrichter für die Treiberkette 505 während des Normalbetriebs bilden. Der Schalttransistor N4 kann somit entweder in einer herkömmlichen Weise während des Normalbetriebs oder, wie hier diskutiert wird, für den sanften Lademodus nahtlos gesteuert werden.
In einer alternativen Ausführungsform kann der Dualtreiber 130 eine Rückkopplung in einer Weise mit geschlossenem Regelkreis implementieren, um die Spannung des fliegenden Kondensators zu steuern. Eine Beispielstromsteuerschaltung 500 mit geschlossenem Regelkreis ist in 7 gezeigt. Ein Differenzverstärker 705 gibt ansprechend auf die Differenz zwischen einer positiven Klemmenspannung CP1 für den fliegenden Kondensator CF1 und seiner negativen Klemmenspannung CM1 eine geteilte Version der Spannung des fliegenden Kondensators (VCF_div5) aus. Ein Transkonduktanzverstärker 710 dient ansprechend auf eine Differenz zwischen der geteilten Kondensatorspannung und einer Bezugsspannung wie z. B. eine analoge Spannung VDAC von einem Digital/Analog-Umsetzer (DAC) 715 als Quelle für einen Ausgangsstrom oder bezieht ihn. Der DAC 715 setzt ein digitales Steuersignal (das nicht dargestellt ist), das variiert wird, derart, dass die analoge Spannung VDAC über die Phase des sanften Ladens ansteigt. Der Ausgangsstrom des Transkonduktanzverstärkers 710 steuert das Gate und den Drain des Transistors M1 in Diodenschaltung an. Analog zur Diskussion in Bezug auf 6A steuert die Stromquelle 510 auch einen Mindeststrom Imin in das Gate und den Drain des Transistors M1. Im Transistor M1 wird deshalb eine Gate/Source-Spannung Vgs entstehen, die ein Funktion der Differenz zwischen der gewünschten Spannung des fliegenden Kondensators, die durch die analoge Spannung VDAC repräsentiert wird, und der geteilten Spannung des fliegenden Kondensators ist. Ein Transkonduktanzverstärker 720 steuert einen Strom in ein Gate eines PMOS-Transistors P13 ansprechend auf eine Differenz zwischen der Gate/Source-Spannung Vgs für den Transistor M1 und einer Drain-Spannung für den Transistors P13 an. Der Drain des Transistors P13 ist mit dem Knoten A, der den Rest des Dualtreibers 130 ansteuert, wie im Hinblick auf 6B diskutiert wird, verbunden. Aufgrund der Rückkopplung über den Transkonduktanzverstärker 720 wird die Drain-Spannung für den Transistor P13 (die Spannung des Knotens A) gleich der Drain/Source-Spannung Vgs für den Transistor M1 sein. Ein Kondensator C1 kann verwendet werden, um die Spannung des Knotens A zu unterstützen.
Unter erneuter Bezugnahme auf 2 endet die Phase des sanften Ladens in Bereich 8 mit der Spannung des fliegenden Kondensators bei der Hälfte der Ausgangsspannung V3, die in diesem Beispiel 10 V ist, so dass die Spannung des fliegenden Kondensators zu 5 V ansteigt. Mit der abgeschlossenen Phase sanften Ladens kann die Steuerung des Schaltens im Aufwärtsumsetzer 105 die Ausgangsspannung zu einem gewünschten Wert ansteuern. In 2 verbleibt die Ausgangsspannung über einen Bereich 9 bei 10 V und sie steigt in einem Bereich 10linear an, um ein Maximum von 15 V zu erreichen. Die Ausgangsspannung verbleibt in einem Bereich 11 bei 15 V. Es ist festzuhalten, dass das Schalten in der Ladungspumpe 110 vom Bereich 8 bis zum Bereich 11 nicht variiert. Lediglich die Pulsbreitenmodulation (oder Pulsfrequenzmodulation) des Schaltens im Aufwärtsumsetzer 105 wird variiert, um die gewünschte Ausgangsspannung V3 zu erzeugen. Die Zwischenspannung V2 ist die halbe Ausgangsspannung V3 während des Normalbetriebs, da die Ladungspumpe 110 derart wirkt, dass sie die Zwischenspannung V2 während ihres Normalbetriebs verdoppelt.
Die Steuerung des Schaltens im Aufwärtsumsetzer 105 kann außerdem verwendet werden, um die Ausgangsspannung abfallen zu lassen, wie in einem Bereich 12 beginnt. In diesem Beispiel wird die Ausgangsspannung V3 auf 10V gesenkt. Mit der ausreichend abgesenkten Ausgangsspannung kann die Spannung des fliegenden Kondensators entladen werden, wie in einem Bereich 13 gezeigt ist. Es wird begrüßt werden, dass die Ladungspumpe 110 in einer verschachtelten Weise vervielfältigt werden kann, derart, dass ein fliegender Kondensator die Ausgangsspannung in der Schaltphase φ1 ansteuert, während der verbleibende fliegende Kondensator in der Schaltphase φ2 geladen wird. Um der Spannung des fliegenden Kondensators zu ermöglichen, wirksam entladen zu werden, wird die Schaltphase φ2 während des Betriebs im Bereich 13 geändert, derart, dass der fliegende Kondensator in der Schaltphase φ2 schwebt, anstatt geladen zu werden. Die Energie im fliegenden Kondensator wird somit nicht wiederhergestellt, derart, dass sie mit jeder nachfolgenden Schaltphase φ1 weiter abfällt, bis die Energie ausreichend abgebaut ist. Wie bereits diskutiert wurde, kann dieses Entladen zu Masse oder zu einer relativ kleinen Spannung wie z. B. 0,5 V erfolgen.
Der Betrieb im Bereich 13 endet, wenn die Spannung des fliegenden Kondensators ausreichend abgebaut ist. Der Übergang zum Umgehungsmodus kann dann in einem Bereich 14 beginnend erfolgen. In einer Ausführungsform kann der fliegende Kondensator einfach schweben, nachdem der Umgehungsmodus nach dem Entladen der Spannung des fliegenden Kondensators beginnt. Wie jedoch bereits diskutiert wurde, ist es vorteilhaft, den fliegenden Kondensator zu einem neuen Zweck zu nutzen, um die Ausgangskapazität für den Aufwärtsumsetzer 105 zu stärken. Der fliegende Kondensator kann nicht einfach mit den Kondensatoren C2 und C3 parallelgeschaltet werden, wenn der Umgehungsbetrieb beginnt, weil eine derartige Neukonfiguration des fliegenden Kondensators die Ausgangsspannung V3 unerwünscht stört. Die Spannung des fliegenden Kondensator kann somit während des Betriebs im Bereich 14 sanft geladen werden, bis die Spannung des fliegenden Kondensators zur Ausgangsspannung V3 geladen ist. Dieses sanfte Laden kann unter Verwendung des Dualtreibers 130, wie oben diskutiert wurde, entweder in einer Ausführungsform mit offenen Regelkreis oder mit geschlossenem Regelkreis erfolgen. Alternativ kann ein Transistorschalter mit relativ hohem ohmschen Widerstand verwendet werden, um das sanfte Laden des fliegenden Kondensators zu steuern. Eine Beispielschaltkonfiguration, die einen derartigen Schalter mit relativ hohem ohmschen Widerstand besitzt, ist in 8 gezeigt. Die Schalttransistoren N1 und N2 sind eingeschaltet, wohingegen die Schalttransistoren N3 und N4 ausgeschaltet sind. Ein relativ kleiner NMOS-Transistor M10, der zwischen Masse und dem negativen Anschluss für den fliegenden Kondensator CF1 gekoppelt ist, wird vollständig eingeschaltet, derart, dass das Laden der Spannung des fliegenden Kondensators durch die Ausgangsspannung V3 beginnen kann. Jedoch wird aufgrund der relativ kleinen Größe des Transistors M10 das Laden der Spannung des fliegenden Kondensators derart ausreichend gesteuert, dass keine unerwünschte Störung der Ausgangsspannung V3 erzeugt wird.
Wenn die Spannung des fliegenden Kondensators zur Ausgangsspannung V3 geladen ist, kann der Betrieb in einem Bereich 15 beginnen. Dieser Umgehungsbetrieb wird im Hinblick auf Bereich 3 bis Bereich 6 diskutiert. Die Steuerung des Schaltens im Aufwärtsumsetzer 105 kann dann derart angepasst werden, dass es die Ausgangsspannung weiter senkt, wie in Bereich 16 gezeigt ist.
Obwohl das sanfte Laden, das hier diskutiert wird, die Störung der Ausgangsspannung V3 vorteilhaft hemmt, können einige untergeordnete Störungen verbleiben. Der Controller 115 kann somit derart konfiguriert sein, dass er eine transiente Reaktion implementiert, um Spannungsunterschreitungen und Spannungsüberschreitungen zu adressieren. Die folgende Diskussion wird sich auf die Reaktion auf Spannungsunterschreitungen konzentrieren, es wird jedoch begrüßt werden, dass ein ähnliche Technik verwendet werden kann, um Spannungsüberschreitungen zu adressieren. Ein Beispielcontroller 115, der konfiguriert ist, eine transiente Reaktion auf Spannungsunterschreitungen zu implementieren, ist in 9 gezeigt. Um eine Rückmeldung über die Ausgangsspannung V3 zu erhalten, teilt ein Spannungsteiler, der durch ein Paar Widerstände R1 und R2 gebildet ist, die Zwischenspannung V2. Alternativ kann die Ausgangsspannung V3 selbst geteilt werden, jedoch ist es gleichwertig, die Zwischenspannung V2 zu teilen, da die Ausgangsspannung V3 entweder gleich ist (während des Umgehungsmodus) oder eine 1: 2-Beziehung aufweist (während des Normalbetriebs). Ein Unterspannungskomparator 905 vergleicht einen Unterspannungsbezugswert (UV Vref) mit der geteilten Spannung. Sollte die geteilte Spannung unter den Unterspannungsbezugswert fallen, löst der Komparator 905 eine monostabile Kippstufe 910 aus.
Wie im Gebiet der Technik monostabiler Kippstufen bekannt ist, pulsiert die monostabile Kippstufe 910 ein Ausgangssignal für eine relativ kurze Dauer in Reaktion auf das Auslösen durch den Komparator 905. Die Periodendauer der monostabilen Kippstufe kann verwendet werden, um die Pulsbreitenmodulation der hochseitigen and niederseitigen Schalttransistoren N5 und N6 im Aufwärtsumsetzer 105 zu ändern. Nachdem die Periodendauer der monostabilen Kippstufe beendet ist, kehrt der Controller 115 zu seiner Standardmodulation zu. Es existieren einige Wege, die Verstärkung des Controllers 115 zu erhöhen. Zum Beispiel erfasst der Controller 115 während des Normalbetriebs die Zwischenspannung V2 unter Verwendung eines Spannungsteilers, der durch die Widerstände R3, R4 und R5 gebildet wird, um eine Rückkopplungsspannung VFB zu erhalten. Ein Schalter S1 ist über den Widerstand R5 gekoppelt. Während der Periodendauer der monostabilen Kippstufe kann der Schalter S1 geschlossen werden, um den Widerstand R5 kurzuschließen und die Spannungsteilung, die durch den Spannungsteiler vorgenommen wird, zu verringern. Dies verringert die Rückkopplungsspannung VFB.
Der Controller 115 enthält einen Fehlerverstärker 915, der eine Differenz zwischen einer Bezugsspannung und der Rückkopplungsspannung VFB verstärkt. Die vorübergehende Verringerung der Rückkopplungsspannung VFB erhöht somit vorübergehend eine Fehlerspannung (VEA), die durch den Fehlerverstärker 915 erzeugt wird. Der Fehlerverstärker 915 ist durch ein Schleifenfilter 920 frequenzkompensiert. Ein PWM-Komparator 925 vergleicht die Fehlerspannung mit einem Rampensignal (RAMP), um einen Setz/Rücksetz-Riegel (SR-Riegel) 930 zurückzusetzen. Ein Taktsignal (CLOCK), das die Periode für die Pulsbreitenmodulation bestimmt, setzt den SR-Riegel. Der Q-Ausgang des SR-Riegels 930 wird durch einen Gate-Treiber 935 derart verarbeitet, dass die hochseitigen und niederseitigen Schalttransistoren N5 und N6 entsprechend zyklisiert werden können. Das vorübergehende Verstärken der Fehlerspannung schafft somit eine vorübergehende Verstärkung des Arbeitszyklus für die Pulsbreitenmodulation des Zyklisierens der hochseitigen und niederseitigen Schalttransistoren N5 und N6.
Alternativ (oder in Kombination mit der Spannungsteilungsänderung) kann ein digitales Wort (das nicht dargestellt ist), das durch einen Digital/Analog-Umsetzer (DAC) 940 umgesetzt wird, vorübergehend geändert werden, um die Bezugsspannung VREF zu verstärken. Dieses Verstärken der Bezugsspannung VREF erhöht den Arbeitszyklus für die Pulsbreitenmodulation, um die Wiederherstellung der Ausgangsspannung V3 aus dem Unterspannungszustand zu unterstützen.
Als eine weitere Alternative (oder in Kombination mit der Spannungsteilungsänderung und/oder der Bezugsspannungsänderung) kann die Frequenz des Taktsignals erhöht werden. Eine derartige Änderung der Frequenz erhöht die Schaltfrequenz der hochseitigen und niederseitigen Schalttransistoren N5 und N6, was wiederum der Induktivität L1 ermöglicht, mehr Strom zur Last zu liefern, während das Verstärken beim maximalen Arbeitszyklus arbeitet. Es ist festzuhalten, dass eine Energieabgabe vom Aufwärtsumsetzer 105 zur Last lediglich auftritt, während die Induktivität L1 entmagnetisiert wird. Während des Betriebs mit maximalem Arbeitszyklus ist das Entmagnetisierungsintervall relativ kurz, weist jedoch eine minimale Aus-Zeit-Anforderung auf. Der Anstieg der Schaltfrequenz bewirkt somit eine größere Energieabgabe zur Last, da jeder Schaltzyklus ein vorgeschriebenes Entmagnetisierungsintervall aufweist. Anstelle des Erhöhens der Schaltfrequenz könnte die Mindest-Aus-Zeit für das Schalten der Schalttransistoren N5 und N6 vorübergehend verringert werden.
Fachleute werden nun anerkennen, dass viele Abwandlungen, Ersetzungen und Veränderungen und an den Materialien, Vorrichtungen, Konfigurationen und Verfahren der Verwendung der Vorrichtungen der vorliegenden Offenbarung vorgenommen werden können, ohne von ihrem Umfang abzuweichen. Angesichts dessen sollte der Umfang der vorliegenden Offenbarung nicht auf den der bestimmten Ausführungsformen, die hier veranschaulicht und beschrieben werden, beschränkt werden, da diese lediglich in Form einiger Beispiele davon vorliegen, sondern sollte vielmehr vollständig dem der Ansprüche, die im Folgenden angehängt sind, und ihren funktionellen Entsprechungen entsprechen.

Claims

Zweistufiger Leistungsumsetzer, der Folgendes umfasst: einen Aufwärtsumsetzer, der konfiguriert ist, eine Eingangsspannung zu einer Zwischenspannung zu verstärken; und eine Ladungspumpe, die einen fliegenden Kondensator und mehre Schalttransistoren enthält, wobei die Ladungspumpe konfiguriert ist, während eines Normalbetriebsmodus die Zwischenspannung zu einer Ausgangsspannung zu verstärken, und die Ladungspumpe ferner konfiguriert ist, während eines Umgehungsbetriebsmodus die Zwischenspannung als die Ausgangsspannung weiterzuleiten, wobei die Ladungspumpe ferner Folgendes enthält: einen Dualpegeltreiber, der einen Transistor in Diodenschaltung und eine Stromsteuerschaltung, die konfiguriert ist, einen ersten Strom zu steuern, der durch den Transistor in Diodenschaltung während eines ersten Übergangsbetriebsmodus vom Umgehungsbetriebsmodus zum Normalbetriebsmodus geleitet wird, enthält, wobei die Stromsteuerschaltung ferner konfiguriert ist, eine ersten Schalttransistor aus den mehreren Schalttransistoren zu steuern, während des ersten Übergangsbetriebsmodus einen Strom proportional zum ersten Strom zu leiten.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 1, wobei der Transistor in Diodenschaltung eine Source besitzt, die mit Masse verbunden ist, und der erste Schalttransistor auch eine Source besitzt, die mit Masse verbunden ist.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Stromsteuerschaltung ferner konfiguriert ist, den ersten Schalttransistor zu steuern, während des Normalbetriebsmodus in einem Triodenmodus zu leiten.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Stromsteuerschaltung ferner konfiguriert ist, den ersten Strom ansprechend auf die Ausgangsspannung zu steuern.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Stromsteuerschaltung ferner konfiguriert ist, den ersten Strom ansprechend auf einen Ausgangsstrom für den zweistufigen Leistungsumsetzer zu steuern.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Stromsteuerschaltung ferner konfiguriert ist, den ersten Strom ansprechend auf einen Strom von einer Stromquelle zu steuern.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 4 oder 5, wobei die Stromsteuerschaltung ferner konfiguriert ist, den ersten Strom ansprechend auf eine nichtlineare Funktion der Ausgangsspannung zu steuern.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 2 oder nach einem Anspruch, der von Anspruch 2 abhängt, wobei die Stromsteuerschaltung Folgendes umfasst: einen ersten Fehlerverstärker, der konfiguriert ist, ein Gate und einen Drain des Transistors in Diodenschaltung ansprechend auf eine Differenz zwischen einer Spannung über dem fliegenden Kondensator und einer Bezugsspannung anzusteuern; einen Source-Folger-Transistor und einen zweiten Fehlerverstärker, der konfiguriert ist, ein Gate des Source-Folger-Transistors ansprechend auf eine Differenz zwischen einer Source-Spannung für den Source-Folger-Transistor und einer Gate-Spannung für den Transistor in Diodenschaltung anzusteuern, wobei während des Umgehungsbetriebsmodus eine Source für den Source-Folger-Transistor an ein Gate des ersten Schalttransistors gekoppelt ist.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 8, wobei die Stromsteuerschaltung ferner einen Digital/Analog-Umsetzer umfasst, der konfiguriert ist, die Bezugsspannung zu liefern.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Ladungspumpe ferner konfiguriert ist, den fliegenden Kondensator während des Umgehungsbetriebsmodus zu einem Ausgangskondensator für den Aufwärtsumsetzer parallel zu schalten.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei die Ladungspumpe ferner konfiguriert ist, während eines zweiten Übergangsbetriebsmodus vom Normalbetriebsmodus zum Umgehungsbetriebsmodus zwischen einer ersten Schaltphase und einer zweiten Schaltphase abzuwechseln, wobei der fliegende Kondensator konfiguriert ist, während der ersten Schaltphase zur Ausgangsspannung zu entladen und während der zweiten Schaltphase zu schweben.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 11, wobei die Ladungspumpe ferner konfiguriert ist, den fliegenden Kondensator während eines anfänglichen Abschnitts des Umgehungsbetriebsmodus, der dem zweiten Übergangsbetriebsmodus folgt, über einen Ladetransistor auf Masse zu legen.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 12, wobei der Ladetransistor kleiner als der erste Schalttransistor ist.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der Dualpegeltreiber eine Treiberkette enthält, die konfiguriert ist, den ersten Schalttransistor während des Normalbetriebsmodus in einen Triodenleitmodus anzusteuern.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei der Aufwärtsumsetzer einen Controller enthält, der konfiguriert ist, während des Umgehungsbetriebsmodus und des Normalbetriebsmodus eine Pulsbreitenmodulation eines hochseitigen Schalters und eines niederseitigen Schalters ansprechend auf die Ausgangsspannung zu steuern.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 15, wobei der Controller Folgendes umfasst: einen Fehlerverstärker, der konfiguriert ist, ein Fehlersignal ansprechend auf eine Differenz zwischen der Ausgangsspannung und einer Bezugsspannung anzusteuern, wobei der Controller ferner konfiguriert ist, die Bezugsspannung in Reaktion auf einen Unterspannungszustand für die Ausgangsspannung vorübergehend zu erhöhen.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 16, wobei der Controller Folgendes umfasst: einen Spannungsteiler, der konfiguriert ist, die Ausgangsspannung gemäß einem Spannungsteilerverhältnis in eine geteilte Spannung zu teilen; und einen Fehlerverstärker, der konfiguriert ist, ein Fehlersignal ansprechend auf eine Differenz zwischen der geteilten Spannung und einer Bezugsspannung anzusteuern, wobei der Controller ferner konfiguriert ist, das Spannungsteilerverhältnis in Reaktion auf einen Unterspannungszustand für die Ausgangsspannung vorübergehend zu verringern.
Zweistufiger Leistungsumsetzer nach Anspruch 16, wobei der Controller Folgendes umfasst: einen Fehlerverstärker, der konfiguriert ist, ein Fehlersignal ansprechend auf eine Differenz zwischen der Ausgangsspannung und einer Bezugsspannung anzusteuern; einen Rücksetz/Setz-Riegel; eine Taktquelle, die konfiguriert ist, ein Taktsignal zu erzeugen, wobei der Rücksetz/Setz-Riegel konfiguriert ist, ansprechend auf das Taktsignal gesetzt zu werden; und einen Pulsbreitenmodulator-Komparator, der konfiguriert ist, das Fehlersignal mit einem Rampensignal zu vergleichen, um ein Komparatorausgangssignal zu erzeugen, wobei der Rücksetz/Setz-Riegel konfiguriert ist, ansprechend auf das Komparatorausgangssignal zurückgesetzt zu werden, und der Controller ferner konfiguriert ist, eine Frequenz des Taktsignals in Reaktion auf einen Unterspannungszustand für die Ausgangsspannung vorübergehend zu erhöhen.
Verfahren für einen zweistufigen Leistungsumsetzer; das Folgendes umfasst: Umsetzen einer Eingangsspannung in einem Aufwärtsumsetzer in eine Zwischenspannung und Weiterleiten der Zwischenspannung über eine Ladungspumpe als eine Ausgangsspannung während eines Umgehungsbetriebsmodus; Steuern eines Stroms, der durch einen ersten Schalttransistor, der an einen fliegenden Kondensator in der Ladungspumpe gekoppelt ist, geleitet wird, ansprechend auf einen ersten Strom, der durch einen Transistor in Diodenschaltung geleitet wird, um eine Spannung für den fliegenden Kondensator zu laden, während eines Übergangsbetriebsmodus aus dem Umgehungsbetriebsmodus; und Zyklisieren des ersten Schalttransistors in der Ladungspumpe derart, dass die Ausgangsspannung größer als die Zwischenspannung ist, während eines Normalbetriebsmodus, der auf den Umgehungsbetriebsmodus folgt.
Verfahren nach Anspruch 19, das ferner Folgendes umfasst: Anordnen des fliegenden Kondensators in Parallelschaltung zu einem Ausgangskondensator für den Aufwärtsumsetzer während des Umgehungsbetriebsmodus.