DE102019116769A1

DE102019116769A1 - Brückenschaltkreis und Ladungspumpe

Info

Publication number: DE102019116769A1
Application number: DE102019116769.8A
Authority: DE
Inventors: Axel Krause; Hannes Hobi
Original assignee: Brusa Elektronik AG; Preh GmbH
Current assignee: Brusa Elektronik AG; Preh GmbH
Priority date: 2018-06-22
Filing date: 2019-06-21
Publication date: 2019-12-24

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Brückenschaltkreis und eine Ladungspumpe. Der vorgeschlagene Brückenschaltkreis, weist auf: einen ersten Kondensator (C), einen zweiten Kondensator(C), einen ersten Schalter (S), einen zweiten Schalter (S), eine erste Diode (D) und eine zweite Diode (D), wobei der erste Kondensator (C) und der zweite Kondensator (C) in Reihe geschaltet sind und einen Versorgungsschaltkreis (120) bilden, parallel zum Versorgungsschaltkreis (120) ein erster Halbbrückenschaltkreis (121) geschaltet ist, welcher den ersten Schalter (S), den zweiten Schalter (S), die erste Diode (D), die zweite Diode (D) und einen ersten resonanten Hauptschaltkreis (104) aufweist und wobei der erste Schalter (S) und der zweite Schalter (S) an einem ersten Brückenpunkt (BP_O) in Reihe geschaltet sind und parallel zum ersten Kondensator (C) angeordnet sind, die erste Diode (D) und die zweite Diode (D) an einem zweiten Brückenpunkt (BP_U) in Reihe geschaltet sind und parallel zum zweiten Kondensator (C) angeordnet sind, der erster resonanter Hauptschaltkreis (104) an dem ersten Brückenpunkt (BP_O) und dem zweiten Brückenpunkt (BP_U) angeschlossen ist, am ersten resonanten Hauptschaltkreis (104) ein Entlastungsschaltkreis (102") in dem zweiten Brückenpunkt (BP_U) angeschlossen ist und der Entlastungsschaltkreis (102") als ein zweiter Halbbrückenschaltkreis (121) aufgebaut ist und so eingerichtet ist, dass er beim Schalten des ersten (S) und/oder des zweiten (S) Schalters, wenn im Wesentlichen kein Strom (I) im Hauptschaltkreis (104) fließt, einen Stromfluss im Brückenpunkt (BP_O) aufrecht erhält.

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft das technische Gebiet der Gleichstromwandler (DC-DC-Wandler). Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung einen Brückenschaltkreis, eine Ladungspumpe ein Verfahren zum Betreiben des Brückenschaltkreises, ein Programmelement und ein computerlesbares Speichermedium.
Hintergrund der Erfindung
Bei der DC-DC-Wandlung wird eine Eingangsgleichspannung in eine höhere oder niedrigere Ausgangsgleichspannung gewandelt. Eine DC-DC-Wandlung kann notwendig sein, wenn ein Gerät mit einer anderen Spannung betrieben werden muss als derjenigen, die als Eingangsspannung zur Verfügung steht. Ein Grund hierfür könnte beispielsweise sein, dass der in dem Gerät zur Verfügung stehende Platz nicht ausreicht, die für eine benötigte Spannung notwendige Anzahl an Batteriezellen unterzubringen.
Für die DC-DC-Wandlung kommen DC-DC-Wandler mit unterschiedlichem Aufbau zum Einsatz. Eine Gruppe von DC-DC-Wandlern wird als Ladungspumpe bezeichnet. Hierbei wird zur Spannungsumsetzung Energie zwischen einem oder mehreren Kondensatoren transformiert, indem mittels Schaltern der Kondensator oder die Vielzahl von Kondensatoren periodisch mit der Eingangsspannung verbunden werden. Der reine Einsatz von lediglich Kondensatoren erlaubt es insbesondere im Niederspannungsbereich günstige Spannungsversorgungen zu realisieren. Sollen Spannungsversorgungen für Hochspannungsanwendungen bereitgestellt werden, können auch Spulen mit den Kondensatoren kombiniert werden, um die Spannungsumsetzung zu erreichen. Durch die Kombination von Spulen und Kondensatoren können auch Resonanzeffekte für die Spannungswandlung genutzt werden.
In DC-DC-Wandlern werden zum periodischen Verbinden der Kondensatoren und/oder Spulen mit der Eingangsspannung Schalter genutzt, die als ein Brückenschaltkreis ausgebildet sein können. Zum effektiven Betreiben von Brückenschaltkreisen wird angestrebt, dass diese möglichst schalten, wenn keine Spannung anliegt. Diese Art zu schalten wird als ZVS-Schalten (engl. „Zero Voltage Switching“) bezeichnet. Um die Schaltungen einfach zu halten, besteht die Herausforderung beim ZVS-Schalten darin, Schaltzeitpunkte optimal einzustellen und keine aufwendigen Zusatzschaltungen, wie beispielsweise Messschaltungen zu verwenden, die ein Feedback an die Steuerung für die Schalter geben.
Insbesondere bei dem Betrieb eines Brückenschaltkreises in einem Hochspannungs-Gleichstromnetzes, wie es beispielsweise bei dem Hochspannungskreis eines Elektrofahrzeugs zum Einsatz kommt, können aufgrund der eingesetzten hohen Spannungen hohe Verluste auftreten, wenn die Schalter nicht im richtigen Moment geschaltet werden.
Ein Beispiel einer Hochleistungs-Ladungspumpe mit induktiven Elementen mag in der Druckschrift DE 10 2016 217 040 angegeben sein.
Es mag als eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung angesehen werden, ein effektives ZVS-Schalten zu ermöglichen.
Zusammenfassung der Erfindung
Die Erfindung betrifft einen Brückenschaltkreis und eine Ladungspumpe. Der Gegenstand der Erfindung wird von den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche angegeben. Ausführungsbeispiele und weitere Aspekte der Erfindung werden von den abhängigen Ansprüchen und der folgenden Beschreibung angegeben.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Brückenschaltkreis beschrieben, der einen ersten Kondensator, einen zweiten Kondensator, einen ersten Schalter, einen zweiten Schalter, eine erste Diode und eine zweite Diode aufweist. Der erste Kondensator und der zweite Kondensator sind in Reihe geschaltet und bilden einen Versorgungsschaltkreis. Parallel zum Versorgungsschaltkreis ist ein erster Halbbrückenschaltkreis geschaltet, welcher den ersten Schalter, den zweiten Schalter, die erste Diode, die zweite Diode und einen ersten resonanten Hauptschaltkreis aufweist. In einem Beispiel mag der erste resonante Hauptschaltkreis eine Serienschaltung einer Resonanzspule und einer Resonanzkapazität aufweisen.
Der erste Schalter und der zweite Schalter sind an einem ersten Brückenpunkt oder an einem oberen Brückenpunkt in Reihe geschaltet und parallel zum ersten Kondensator angeordnet. Die erste Diode und die zweite Diode sind an einem zweiten Brückenpunkt an einem Diodenbrückenpunkt oder an einem unteren Brückenpunkt in Reihe geschaltet und parallel zum zweiten Kondensator angeordnet. Der erste resonante Hauptschaltkreis ist an dem ersten Brückenpunkt und dem zweiten Brückenpunkt angeschlossen, wobei am ersten resonanten Hauptschaltkreis ein Entlastungsschaltkreis in dem zweiten Brückenpunkt angeschlossen ist und wobei der Entlastungsschaltkreis als ein zweiter Halbbrückenschaltkreis aufgebaut ist und so eingerichtet ist, dass er beim Schalten des ersten und/oder des zweiten Schalters, wenn im Wesentlichen kein Strom im ersten resonanten Hauptschaltkreis fließt, einen Stromfluss im Brückenpunkt aufrecht erhält.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Ladungspumpe bereitgestellt, welche den erfindungsgemäßen Brückenschaltkreis aufweist, wobei die Ladungspumpe zur Gleichspannungswandlung eingerichtet ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Betreiben eines Brückenschaltkreis mit einem ersten Halbbrückenschaltreis und einem zweiten Halbbrückenschaltkreis angegeben, wobei das Verfahren das Ansteuern eines ersten Schalters und eines zweiten Schalters des Brückenschaltkreises mit einem pulsweitenmodulierten Signal aufweist. Das pulsweitenmodulierte Signal weist zwischen einem ersten Signal, welches für das Ansteuern des ersten Schalters zuständig ist, und einem zweiten Signal, welches für das Ansteuern des zweiten Schalters zuständig ist, eine Totzeit auf. Die Totzeit ist so dimensioniert, dass der zweite Halbbrückenschaltkreis während dieser Totzeit, wenn im Wesentlichen kein Strom im Hauptschaltkreis fließt, einen Stromfluss in den Brückenpunkten aufrechterhält.
Darüber hinaus wird gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Programmelement mit einem Programmcode angegeben, wobei ein Prozessor, der den Programmcode ausführt, beispielsweise in einer Steuereinrichtung, dazu angeleitet wird, das Verfahren zum Betreiben des Brückenschaltkreises auszuführen.
Ferner wird gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ein computerlesbares Speicherelement angegeben, auf dem ein Programmcode gespeichert ist, wobei ein Prozessor, der den Programmcode ausführt, dazu angeleitet wird, das Verfahren zum Betreiben des Brückenschaltkreises auszuführen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung sind in dem Brückenschaltkreis der erste Halbbrückenschaltkreis und der zweite Halbbrückenschaltkreis mittels einer Spule und/oder mittels einer Induktivität gekoppelt.
Die Koppelspule oder Zusatzspule kann als eine Stromquelle aufgefasst werden und ermöglicht einen Stromfluss zwischen dem ersten Halbbrückenschaltkreis und dem zweiten Halbbrückenschaltkreis.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung sind der erste Halbbrückenschaltkreis und der zweite Halbbrückenschaltkreis im Wesentlichen symmetrisch aufgebaut. Der erste Halbbrückenschaltkreis und der zweite Halbbrückenschaltkreis können auch als erste Phase und zweite Phase bezeichnet werden.
Der Aufbau als zwei Halbbrückenschaltkreise erlaubt den Betrieb des Brückenschaltkreises als eine Vollbrücke.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung weist der zweite Halbbrückenschaltkreis einen dritten Schalter, einen vierten Schalter, eine dritte Diode, eine vierte Diode und einen zweiten resonanten Hauptschaltkreis auf, wobei der dritte Schalter und der vierte Schalter an einem dritten Brückenpunkt oder oberen Brückenpunkt in Reihe geschaltet sind und parallel zum ersten Kondensator angeordnet sind, wobei die dritte Diode und die vierte Diode an einem vierten Brückenpunkt, einem unteren Brückenpunkt oder einem Diodenbrückenpunkt in Reihe geschaltet sind und parallel zum zweiten Kondensator angeordnet sind und wobei der zweite resonanter Hauptschaltkreis an dem dritten Brückenpunkt und dem vierten Brückenpunkt angeschlossen ist. In einem Beispiel mag der zweite resonante Hauptschaltkreis eine Serienschaltung einer Resonanzspule und einer Resonanzkapazität aufweisen.
Gemäß noch einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der Entlastungsschaltkreis, insbesondere der zweite Halbbrückenschaltkreis, eingerichtet, während des Schaltens des ersten und/oder des zweiten Schalters bzw. des dritten und/oder des vierten Schalters, einen Strom um den ersten und/oder zweiten Schalter bzw. um den dritten und/oder den vierten Schalter herum zu leiten, um so im Wesentlichen stromloses und spannungsloses Schalten des ersten und/oder zweiten Schalters bzw. des dritten und/oder des vierten Schalters zu ermöglichen. In einem Beispiel kann im Wesentlichen stromloses und/oder spannungsloses Schalten ermöglicht werden. Bei dem Schalten des ersten und/oder des zweiten Schalters bzw. des dritten und/oder des vierten Schalters mag es sich um ein Ein- und Ausschalten, also den Wechsel zwischen einem Schließen und einem Öffnen eines Stromkreises handeln.
Insbesondere mögen sich so während einer Totzeit beim Öffnen der Schalter Ladungen auf parasitären Kondensatoren der Schalter abführen lassen, wodurch im Wesentlichen ein ZCS (zero current switching) Schalten möglich ist.
Gemäß noch einem Aspekt der vorliegenden Erfindung sind die Komponenten des Entlastungsschaltkreises, insbesondere des zweiten Halbbrückenschaltkreises, im Wesentlichen in Abhängigkeit von parasitären Kapazitäten in den Brückenpunkten dimensioniert.
So mag sich auch die Totzeit einstellen lassen, die benötigt wird, um die parasitären Kapazitäten ausreichend zu entladen, um ZCS Schalten zu ermöglichen.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung werden der erste Halbbrückenschaltkreis und der zweite Halbbrückenschaltkreis phasenversetzt betrieben. Beispielsweise mag der Phasenversatz 180° betragen. Hierbei mag der Phasenversatz von 180° lediglich als ein Beispiel angesehen werden. Das phasenversetzte Schalten mag bedeuten, dass die oberen Schalter, d.h. der erste und der dritte Schalter nicht gleichzeitig geschlossen bzw. geöffnet werden. Oder in anderen Worten werden die oberen Schalter asynchron oder gegenläufig zueinander geschaltet, wobei es nicht auf einen konkreten Winkel ankommt.
Der phasenversetzte Betrieb kann das Entladen der parasitären Kapazitäten beschleunigen.
Das Ansteuern der Schalter kann zwischen dem Schalten des ersten Schalter und des zweiten Schalters eine Totzeit aufweisen.
In einem Beispiel wird ein Brückenschaltkreis beschrieben, aufweisend einen ersten Kondensator, einen zweiten Kondensator, einen ersten Schalter und einen zweiten Schalter, wobei der erste Kondensator und der zweite Kondensator in Reihe geschaltet sind. Der erste Schalter und der zweite Schalter sind über einen Brückenpunkt in Reihe geschaltet und diese Reihenschaltung ist parallel zum ersten Kondensator angeordnet. Außerdem ist am Brückenpunkt ein Hauptschaltkreis angeschlossen, beispielsweise ein Resonanzkreis oder ein Hauptlastkreis. Der Hauptschaltkreis ist im Wesentlichen dazu eingerichtet, ein ZCS (Zero Current Switching) der Schalter der Kondensatoren der Ladungspumpe durchzuführen. Allerdings mag ohne einer weiteren Maßnahme durch parastäre Kapazitäten oder parasitäre Kondensatoren ein gleichzeitiges ZVS (Zero Voltage Switching) verhindert werden.
Die Kondensatoren oder Hauptkondensatoren des Brückenschaltkreises nehmen kontinuierlich Strom aus einer Stromquelle auf und geben den Strom beim Umschalten oder Kommutieren des Brückenpunktes als Ladungspuls über den Hauptschaltkreis wieder ab. Der Hauptschaltkreis kann die Bezeichnung Hauptlastkreis tragen, da über diesen Hauptlastkreis im Wesentlichen das gesamte ZCS-Schalten gesteuert wird. Die Bezeichnung „Last“ mag aus der Tatsache abgeleitet werden, dass über diesen Kreis, der beispielsweise als Resonanzkreis ausgebildet sein kann, sehr hohe Ladeströme und/oder Um-Ladeströme fließen können, die dann für das Betreiben eines Verbrauchers an einem Zwischenkreis genutzt werden können.
Am Hauptschaltkreis, insbesondere parallel zum Hauptkondensator ist ein Entlastungsschaltkreis angeschlossen. In einem Beispiel mag der Entlastungsschaltkreis zwei in Reihe geschaltete Dioden aufweisen, wobei im Wesentlichen parallel zu jeder Diode ein Kondensator angeschlossen ist. In anderen Worten ausgedrückt, weist der Entlastungsschaltkreis eine mit einer ersten Zusatzdiode in Reihe geschaltete zweite Zusatzdiode mit je dazu parallel geschaltetem ersten Zusatzkondensator und zweitem Zusatzkondensator auf. Zwischen dem gemeinsamen Anschluss der beiden Dioden bzw. Kondensatoren und dem Brückenpunkt ist ein Entlastungselement angeschlossen, welches dafür sorgt, dass der Entlastungsschaltkreis beim Schalten des ersten und/oder des zweiten Schalters einen Stromfluss im Brückenpunkt aufrechterhält, wenn im Wesentlichen kein Strom im Hauptschaltkreis fließt.
In anderen Worten, mag der Entlastungsschaltkreis im Wesentlichen die Funktion des Hauptschaltkreises oder des Hauptlastkreises übernehmen und einen Stromfluss in den Brückenpunkt oder Brückenanschluss hinein und/oder aus ihm heraus aufrechterhalten. Auf diese Weise kann mittels des Entlastungsschaltkreises ein Kommutierungsstrom in den Brückenpunkt eingeprägt werden, auch wenn von dem Hauptschaltkreis im Wesentlichen kein Strom in den Brückenpunkt eingeprägt wird. Dieser zusätzlich eingeprägte Kommutierungsstrom kann im Wesentlichen zum Entladen der parasitären Kapazitäten der Schalter genutzt werden. Das Entladen der parasitären Kapazitäten der Schalter kann wiederum Spannungen, die über den Schaltern anliegen im Wesentlichen abbauen. In einem Beispiel, mag eine Reduktion von 400V auf 0V, in einem anderen Beispiel mag eine Reduktion von 400V auf etwa 20V als Abbau bezeichnet werden. Da die Schalter zu unterschiedlichen Zeitpunkten geschaltet werden, mag es gewünscht sein, die Spannung desjenigen Schalters abzubauen, der als nächstes geschaltet wird. Über einem bereits geschalteten Schalter mag im Wesentlichen eine Spannung von 0V anliegen.
In einem anderen Beispiel wird eine Ladungspumpe bereitgestellt, welche den erfindungsgemäßen Brückenschaltkreis aufweist, wobei die Ladungspumpe zur Gleichspannungswandlung eingerichtet ist.
Die Ergänzung einer Ladungspumpe mit der erfindungsgemäßen Brückenschaltung, insbesondere mit einem Entlastungsschaltkreis, kann für einen effektiven Betrieb der Ladungspumpe beim Umsetzen einer Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung sorgen.
Die Erfindung mag es erlauben Topologien, die das spannungsfreie (ZVS) Schalten von Schaltern ermöglichen, beispielsweise das spannungsfreie Schalten von Transistoren. mit einer Topologie zu kombinieren, welche das stromlose Schalten ermöglicht. In anderen Worten kann das spannungslose Schalten (ZVS) mit stromlosem Schalten (ZCS, Zero Current Switching) kombiniert oder das ZCS Schalten um das ZVS Schalten ergänzt werden. Das Schalten des jeweiligen Schalters kann sich sowohl auf das Einschalten eines Schalters als auch auf das Ausschalten eines Schalters beziehen. So mag das ZCS Schalten durch das ZVS Schalten ergänzt werden. Da bei ZCS Schaltvorgängen während des Schaltvorgangs im Wesentlichen kein Strom für die Kommutierung oder das Umladen des Brückenpunktes zur Verfügung steht, müssen die parasitären Kapazitäten über die Schalter umgeladen werden. Dieses Umladen der parasitären Kapazitäten über die Schalter erfolgt im Wesentlichen während der kurzen Zeit des Schaltvorgangs, wodurch innerhalb des Schalters während des Schaltvorgangs hohe Strom- und/oder Spannungsflanken entstehen können. Solche Flanken können wiederum EMV-Störungen verursachen. Die Entlastungsschaltung mag für das Abbauen von Spannungen über den Schaltern, die geschaltet werden sollen, sorgen, beispielsweise für das Abbauen von 400V über einem Schalter.
Die Entlastungsschaltung mag als passive ZVS-Erweiterung ausgeführt sein und ein resonantes Umschwingen des Brückenpunktes oder des Anschlusses zwischen den Schaltern ermöglichen. Durch das resonante Umschwingen können Störungen verringert werden. Indem kontinuierlich und veränderlich ein Ausgleichsstrom bereitgestellt wird, können die parasitären Kapazitäten während einer Totzeit langsam von einem Spannungspotenzial zu einem anderen umgeladen werden, ohne zu plötzlichen Spannungssprüngen oder Spannungsflanken zu führen. Der veränderliche Ausgleichsstrom passt sich an einen Schaltungszustand an, der beispielsweise in Intervallen über einer Zeitachse dargestellt werden kann. Das Umladen des Brückenpunktes und das mit dem Umladen verbundene Abbauen der Spannungen über den Schaltern kann auch als Kommutieren oder Kommutation bezeichnet werden. Oder in anderen Worten ausgedrückt mag unter dem Kommutieren des Brückenpunktes der Vorgang verstanden werden, das Potenzial eines Brückenpunktes oder eines Anschlusses eines Schalters vor dem Einschalten oder Ausschalten des Schalters auf im Wesentlichen das Potenzial zu bringen, welches an dem anderen Anschluss des Schalters anliegt.
In noch einem anderen Beispiel wird ein Verfahren zum Betreiben des erfindungsgemäßen Brückenschaltkreises mit einem Hauptschaltkreis und einem Entlastungsschaltkreis angegeben. Das Verfahren weist das Ansteuern eines ersten Schalters und eines zweiten Schalters des Brückenschaltkreises mit einem pulsweitenmodulierten (PWM) Signal auf. Bei dem PWM Signal kann es sich um zwei um eine Totzeit verschobene Rechtecksignale handeln. Somit weist das PWM Signal zwischen einem ersten Signal, welches für das Ansteuern des ersten Schalters zuständig ist, und einem zweiten Signal, welches für das Ansteuern des zweiten Schalters zuständig ist, eine Totzeit auf. Die Totzeit mag so dimensioniert sein, dass der Entlastungsschaltkreis während dieser Totzeit, wenn im Wesentlichen kein Strom im Hauptschaltkreis fließt, einen Stromfluss im Brückenpunkt aufrechterhält. Dieser aufrechterhaltene Strom mag für das Kommutieren des Brückenpunktes sorgen, wodurch ein spannungsfreies Schalten des ersten und/oder des zweiten Schalters ermöglicht wird.
Darüber hinaus wird gemäß einem anderen Beispiel ein Programmelement mit einem Programmcode angegeben, wobei ein Prozessor, der den Programmcode ausführt, beispielsweise in einer Steuereinrichtung, dazu angeleitet wird, das Verfahren zum Betreiben des Brückenschaltkreises auszuführen.
Ferner wird gemäß einem anderen Beispiel ein computerlesbares Speicherelement angegeben, auf dem ein Programmcode gespeichert ist, wobei ein Prozessor, der den Programmcode ausführt, dazu angeleitet wird, das Verfahren zum Betreiben des Brückenschaltkreises auszuführen.
Beispielsweise sind in dem Brückenschaltkreis die Komponenten des Entlastungsschaltkreises im Wesentlichen symmetrisch zu dem Brückenpunkt aufgebaut.
Insbesondere können symmetrisch angeordnete und gleich dimensionierte Dioden dafür sorgen, dass die Entlastungsströme jeweils periodisch abwechselnd für den ersten Schalter und den zweiten Schalter gleich sind. In einem Beispiel mögen auch die in dem Entlastungsschaltkreis verwendete Kondensatoren gleich dimensioniert sein, insbesondere die Hälfte einer Gesamtkapazität sein.
In noch einem anderen Beispiel weist der Brückenschaltkreis ein Entlastungselement auf. Das Entlastungselement weist eine Spule oder Zusatzspule auf, die entweder direkt und/oder indirekt, d.h. über eine der Komponenten des Hauptschaltkreises, mit dem Brückenpunkt oder Brückenanschluss verbunden ist. Die Annahme, dass die Spule direkt mit dem Brückenpunkt verbunden ist, kann die Betrachtung der Potenzialverhältnisse erleichtern.
Beispielsweise ist die Richtung des aufrechterhaltenen Stromflusses im Entlastungsschaltkreis so gerichtet, dass er bereits beim Abschalten des ersten und/oder des zweiten Schalters die Kommutierung eines Potenzials des Brückenpunkts bewirkt und den jeweils gegenüberliegenden Schalter im Moment des Schaltens oder kurz davor auf eine Spannungsdifferenz von etwa 0V kommutiert. In einem Beispiel mag durch den Stromfluss beim Abschalten oder Öffnen des ersten Schalters die Kommutierung des Potenzials des Brückenpunkts bewirkt werden damit die Spannung über den zweiten Schalter im Moment seines Schaltens, insbesondere im Moment des Einschaltens, bereits auf eine Spannungsdifferenz von etwa 0V kommutiert ist. In einem anderen Beispiel mag durch den Stromfluss beim Abschalten oder Öffnen des zweiten Schalters die Kommutierung des Potenzials des Brückenpunkts bewirkt werden damit die Spannung über den ersten Schalter im Moment seines Schaltens, insbesondere im Moment des Einschaltens oder Schließens, bereits auf eine Spannungsdifferenz von etwa 0V kommutiert ist. Eine Spannungsdifferenz von Null oder nahe Null mag folglich dadurch erreicht werden, indem die Potenziale an beiden Anschlüssen eines Schalters im Wesentlichen auf das gleiche Potenzial gebracht werden. Durch eine entsprechende Dimensionierung kann ein ZVS Schalten des ersten und/oder zweiten Schalters erreicht werden. Dieses ZVS Schalten kann zusätzlich zu einem ZCS Schalten erfolgen.
Beispielsweise wird ein Brückenschaltkreis angegeben, wobei der Entlastungsschaltkreis eingerichtet ist, während des Schaltens des ersten und/oder des zweiten Schalters, einen Strom um den ersten und/oder zweiten Schalter herum zu leiten, um so stromloses und/oder spannungsloses Schalten des ersten und/oder zweiten Schalters zu ermöglichen. In anderen Worten mag der Entlastungsschaltkreis eingerichtet sein, Ladungen in parasitären Kapazitäten der Schalter, die für Spannungen über den Schaltern sorgen, abzuleiten, um so die Spannung über einen geöffneten Schalter abzubauen oder zu reduzieren.
in einem anderen Beispiel wird ein Brückenschaltkreis beschrieben, wobei die Komponenten des Entlastungsschaltkreises im Wesentlichen in Abhängigkeit von parasitären Kapazitäten in dem Brückenpunkt dimensioniert sind.
Beispielsweise ist der Brückenschaltkreis als Vollbrücke und/oder als Halbbrücke ausgebildet und mag entsprechend seiner Ausbildung angesteuert werden.
In einem Beispiel weist das Ansteuern oder der Zeitverlauf des Ansteuerns eine Totzeit zwischen dem Abschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schalters auf. Die Totzeit kann genutzt werden, um ein Ausklingen von Strömen zu ermöglichen.
Mittels der Entlastungsschaltung mag eine elektrische LC-Schwingkreis Zusatzschaltung parallel zum Brückenpunkt eines Schaltreglers geschaltet werden. Die Zusatzschaltung mag über dem Hauptpfad der Leistungsstufe realisiert werden und den Zweck der selbstständigen Kommutierung oder Autokommutierung des Brückenpunktes verfolgen.
Es soll angemerkt werden, dass unterschiedliche Aspekte der Erfindung mit Bezug auf unterschiedliche Gegenstände beschrieben wurden. Insbesondere wurden einige Aspekte oder Beispiele mit Bezug auf Vorrichtungsansprüche beschrieben, wohingegen andere Aspekte oder Beispiele in Bezug auf Verfahrensansprüche beschrieben wurden. Ein Fachmann kann jedoch der vorangehenden Beschreibung und der folgenden Beschreibung entnehmen, dass, außer es wird anders beschrieben, zusätzlich zu jeder Kombination von Merkmalen, die zu einer Kategorie von Gegenständen gehört, auch jede Kombination zwischen Merkmalen als von diesem Text offenbart angesehen wird, die sich auf unterschiedliche Kategorien von Gegenständen bezieht. Insbesondere sollen Kombinationen zwischen Merkmalen von Vorrichtungsansprüchen und Merkmalen von Verfahrensansprüchen offenbart sein.
Figurenliste
Im Folgenden werden weitere exemplarische Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf die Figuren beschrieben.

1 zeigt einen Brückenschaltkreis gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
2 zeigt einen vereinfachten Brückenschaltkreis gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Entlastungsschaltkreises unter Einbezug von parasitären Elementen gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
4 zeigt ein Zeitdiagramm verschiedener Strom und Spannungsverläufe beim Kommutieren eines Brückenpunktes gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
5 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem ersten Zeitintervall I nach 4 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
6 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem zweiten Zeitintervall II nach 4 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
7 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem dritten Zeitintervall III nach 4 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
8 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem vierten Zeitintervall IV nach 4 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
9 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem fünften Zeitintervall V nach 4 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
10 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem sechsten Zeitintervall VI nach 4 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
11 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem siebten Zeitintervall VII nach 4 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
12 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Betreiben eines Brückenschaltkreises mit einem Hauptschaltkreis und einem Entlastungsschaltkreis gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
13 zeigt einen Brückenschaltkreis mit einem ersten Halbbrückenschaltkreis und einem zweiten Halbbrückenschaltkreis gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
14 zeigt eine Stromüberhöhung des Stromes durch die Zusatzspulen des Schaltkreises nach 13 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
15 zeigt einen Brückenschaltkreis mit einem im Wesentlichen diodenfreien Entlastungsschaltkreis gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
16 zeigt die Spannungsverhältnisse an den Brückenpunkten für ZVS Bedingungen zum phasenversetzten Schalten des ersten Schalters des ersten Halbbrückenschaltkreis und des zweiten Schalters des zweiten Halbbrückenschaltkreis gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
17 zeigt die Spannungsverhältnisse an den Brückenpunkten für ZVS Bedingungen zum phasenversetzten Schalten des zweiten Schalters des ersten Halbbrückenschaltkreis und des ersten Schalters des zweiten Halbbrückenschaltkreis gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
18 zeigt Kurven verschiedener Strom und Spannungsverläufe beim Kommutieren eines Brückenpunktes gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
19 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis nach 15 in einem ersten Intervall I gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
20 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis nach 15 in einem zweiten Intervall II gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
21 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis nach 15 in einem dritten Intervall III gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
22 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis nach 15 in einem vierten Intervall IV gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
23 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis nach 15 in einem fünften Intervall V gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
24 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis nach 15 in einem ersten negativen Intervall Ineg gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung von Ausführungsbeispielen
Die Darstellungen in den Figuren sind schematisch und nicht maßstäblich. In der folgenden Beschreibung der 1 bis 24 werden die gleichen Bezugsziffern für gleiche oder sich entsprechende Elemente verwendet.
In diesem Text mögen die Begriffe „Kondensator“ und „Kapazität“ sowie „Spule“ oder „Drossel“ und „Induktivität“ gleichbedeutend verwendet werden und sollen, sofern nichts weiter angegeben ist, nicht einschränkend interpretiert werden.
1 zeigt einen Brückenschaltkreis 100 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Brückenschaltkreis ist Teil eines DC-DC-Wandlers oder eines Gleichspannungsumsetzers. Der Brückenschaltreis 100 weist die Ladungspumpe 101, den Hauptschaltkreis 104 und die Entlastungsschaltung 102 auf. Die Ladungspumpe 101 weist den ersten Kondensator C_DC1 und den zweiten Kondensator C_DC2 , den ersten Schalter S_O und den zweiten Schalter S_U und den ersten Hauptschaltkreis 104 auf. Der Hauptschaltkreis 104 ist als Resonanzschwingkreis ausgebildet und stellt den Hauptlastkreis dar. Der Hauptschaltkreis 104 weist die Resonanzkapazität C_R und die Resonanzspule L_R auf. Der erste Schalter S_O und der zweite Schalter S_U werden entsprechend ihrer Einbauposition bezogen auf 1 und ohne Einschränkung der Allgemeinheit als oberer Schalter S_O und unterer Schalter S_U bezeichnet.
Der erste Kondensator C_DC1 und der zweite Kondensator C_DC2 der Ladungspumpe sind in Reihe geschaltet. Der erste Schalter S_O und der zweite Schalter S_U sind an einem Brückenpunkt BP_O in Reihe geschaltet. Der Brückenpunkt BP_O kann auch als Brückenanschluss bezeichnet werden. Außerdem sind der erste Schalter S_O und der zweite Schalter S_U parallel zum ersten Kondensator C_DC1 angeordnet. Am Brückenpunkt BP_O, also am Verbindungspunkt zwischen erstem Schalter S_O und zweitem Schalter S_U , ist der Hauptschaltkreis L_R , C_R , 104 angeschlossen.
Folglich bildet die Resonanzspule L_R zusammen mit dem in Serie geschalteten Kondensator C_R , dem Resonanzkondensator C_R den Hauptschaltkreis 104 der als Resonanzschwingkreis agiert. Der Hauptschaltkreis 104 sorgt dafür, dass der Strom nach einer halben Schwingperiode zu Null geht. Es wird somit dafür gesorgt, dass der Strom durch einen Schalter, der geöffnet werden soll und/oder der Strom durch einen Schalter, der geschlossen werden soll, auf einen Wert von 0 A oder nahe bei 0 A gebracht wird. Ab diesem Moment (d.h. wenn Strom durch einen Schalter, der geschaltet werden soll, auf Null gebracht ist) können die Schalter S_O , S_U stromlos (ZCS) geschaltet werden. Der Begriff „Schalten“ mag sich sowohl auf das Öffnen, als auch auf das Schließen des jeweiligen Schalters beziehen.
Der Einsatz des Hauptschaltkreises 104 mag zwar durch das ZCS Schalten die Schaltverluste vermindern, trotzdem findet das Schalten, insbesondere das Einschalten noch „hart“ also mit großen Potenzialunterschieden oder starken Spannungsflanken statt. Das harte Schalten mag ein Schalten von hohen Spannungsunterschieden bezeichnen, beispielsweise von 400 V auf etwa 0V oder von 400 V auf 20 V. Parasitäre Kondensatoren oder parasitären Kapazitäten am Brückenpunkt BP_O (in 1 nicht dargestellt), insbesondere in den Schaltern S_O , S_U müssen also trotz des Vorhandenseins des resonanten Hauptkreises 104 spannungsmäßig hart über die Schalter S_O , S_U umgeladen werden. Das schnelle Umschalten mit starken Spannungsflanken, hohen Spannungsunterschieden oder das harte Schalten kann zu hochfrequenten Störungen und folglich Probleme mit EMV (Elektromagnetische Verträglichkeit) und/oder höheren Aufwände für die Filterung zur Entstörung führen.
Parallel zu dem resonanten Hauptschaltkreis 104, ist ein Entlastungsschaltkreis 102 indirekt über die Komponente L_R des Hauptschaltkreises 104 mit dem Brückenpunkt BP_O verbunden. Der Entlastungsschaltkreis 102 weist eine Zusatzspule L_Z , einen ersten Zusatzkondensator C_Z1 , einen zweiten Zusatzkondensator C_Z2 , eine erste Zusatzdiode D_Z , und eine zweite Zusatzdiode D_Z2 auf. Der Entlastungsschaltkreis 102 ist so eingerichtet, dass er beim Schalten des ersten Schalters S_O und/oder des zweiten Schalters S_U , d.h. wenn im Wesentlichen kein Strom im Hauptschaltkreis 104 fließt, einen Stromfluss im Brückenpunkt BP_O aufrechterhält, um die Spannungsdifferenz über den Schaltern S_O , S_U für den Schaltvorgang zu reduzieren und möglichst nahe auf den Wert 0 V zu bringen.
Parallel zu dem oberen Schalter S_O und dem unteren Schalter S_U ist entsprechend eine obere Schaltdiode D_O und eine untere Diode D_U angeordnet. Die Schalter S_O , S_U können als Transistoren realisiert sein. Der Entlastungsschaltkreis 102 ist auch, wie der Hauptlastkreis 104, als Resonanzschwingkreis ausgebildet, mit der Zusatzspule L_Z und den Zusatzkondensatoren C_Z1 und C_Z2 als Resonanzelemente. Während des Betriebs wird periodisch Energie zwischen den Resonanzelementen L_Z , C_Z1 , C_Z2 ausgetauscht. Im Wesentlichen kann die Funktionalität des Aufrechterhaltens eines Stromflusses bei einer Spannungsänderung der Spule genutzt werden, für ein Entladen der parasitären Kapazitäten der Schalter zu sorgen, obwohl der Strom durch die Schalter bereits auf Null herabgesetzt worden ist.
Die Kapazitäten der Kondensatoren C_Z1 und C_Z2 können so gewählt werden, dass sie mit der Spule Lz einen Resonanzkreis mit einer bestimmten Resonanzfrequenz bilden. Außerdem ist die Induktivität der Spule L_Z gegenüber der Spule L_R sehr groß gewählt, wodurch der Strom durch die Spule L_Z gegenüber dem in der Spule L_R möglichen Hauptstrom sehr klein ist, z.B. im Bereich von 1 A - 2 A.
In einem Beispiel hat die Induktivität der Spule L_Z den hundertfachen Wert der Induktivität von L_R , so dass gilt L_Z = 100 × L_R. Wenn S_O ausgeschaltet ist, fließt dieser kleine Strom I_LZ aus dem Brückenpunkt BP_O heraus und führt zu einem Entladen des Brückenpunktes BP_O und damit einem Absenken der Spannung über S_U , bis die Spannung U_SU = 0 V wird. Usu ist die Spannung zwischen BP_O und dem Anschluss UZK- (die Abkürzung ZK steht hierbei für Zwischenkreis). Solange S_O eingeschaltet ist, fließt dieser kleine Strom I_LZ in den Brückenpunkt BP_O hinein. An den Zusatzkondensatoren C_Z1 und C_Z2 liegen bspw. jeweils ca. 200 V an, wodurch sich die gesamte Spannung U1 = 400 V ergibt.
Um ZVS Schalten zu ermöglichen, sollte für den Brückenpunkt BP_O gelten, dass er bei 400 V, also im Bereich der Spannung U1 liegt, wenn S_O geschaltet wird. Und dass er bei 0 V, d.h. dem Potenzial des Anodenanschlusses 105 der Diode D₂ liegt, wenn S_U geschaltet wird. Der Vorgang durch den das Potenzial an den Anschlüssen der Schalter entsprechend für das ZVS Schalten angepasst wird, wird als „Kommutieren“ bezeichnet. Da über den Resonanzkondensator C_R je nach Lastfall eine Spannung von Null bis 20 V anliegen kann, können die Spannungswerte um bis zu +/- 20 V abweichen, also beispielsweise 420 V und 380 V.
Der Einsatz des Entlastungsschaltkreises 102 kann eine zusätzliche Autokommutierung ermöglichen. In anderen Worten, mag die Nachrüstung einer Entlastungsschaltung an einer beliebigen Schaltung, die nach dem Prinzip einer Ladungspumpe arbeitet, zu einem guten Schaltverhalten mit reduzierter Spannung (ZVS) führen, ohne dass weitere aktive Komponenten eingesetzt werden müssen. Lediglich das Zufügen von passiven Komponenten L_Z , C_Z1 , C_Z2 kann das spannungsreduzierte Schaltverhalten bewirken.
Somit erfolgt die Kommutierung des Brückenpunkts BP_O quasi automatisch im Wesentlichen ohne einer Veränderung des Ansteuerverfahrens für die Schalter S_O , S_U , das beispielsweise ein PWM-Signal mit vorgebbarem Tastverhältnis aufweist. Die Entlastungsschaltung 102 kann somit im Wesentlichen ohne Änderung der Ansteuersoftware an eine bestehende Schaltung hinzugefügt werden. Die zusätzliche Autokommutierung sorgt dafür, dass das Umschwingen zwischen den Potenzialen beim Schalten der Schalter S_O , S_U sanft und mit einer bestimmbaren Flankensteilheit geschieht. Statt einem Umschalten von 400 V kann ein Umschalten von lediglich 20 V oder einem anderen Wert nahe 0 V erreicht werden.
Während der Hauptschaltkreis 104 für das stromlose Schalten (ZCS) der Schalter S_O , S_U sorgt, sorgt der Entlastungsschaltkreis 102 dafür, dass auch ein spannungsloses Schalten (ZVS) ermöglicht wird. Die Zusatzschaltung ist vorteilhaft derart ausgelegt, dass der spannungslose Zustand im Wesentlichen gleichzeitig mit dem stromlosen Zustand auftritt.
Die Schalter S_O , S_U sorgen in Kombination mit dem resonanten Hauptschaltkreis 104 dafür, dass die Kondensatoren C_DC1 , C_DC2 als Ladungspumpe betrieben werden können. Der Resonanzkondensator C_R wird mittels Schalter S_O geladen und mittels Schalter S_U entladen. Die Kondensatoren C_DC1 , C_DC2 können gleich dimensioniert sein, so dass für ihre Kapazitätswerte gilt C_DC1 = C_DC2 . Für den Betrieb als Ladungspumpe werden die Kondensatoren C_DC1 , C_DC2 periodisch umgeladen. Die Ladungspumpe kann die Spannung für einen Zwischenkreis eines elektrischen oder hybriden Fahrzeugs liefern. Die Spannung U₁ über dem Kondensator C_DC1 und die Spannung U2 über dem Kondensator C_DC2 können in einem Beispiel jeweils 400 V betragen. Das Vorzeichen dieser beiden Spannungen ist in diesem Beispiel so gerichtet, dass sich eine gesamte Zwischenkreisspannung von U₁ + U₂ = 800 V ergibt. Liegt an C_DC1 eine Spannungsquelle und über der Serienschaltung von C_DC1 und C_DC2 eine Last an, so arbeitet die Schaltung als Spannungsverdoppler oder als Spannungsvervielfacher. Liegt dagegen über der Serienschaltung von C_DC1 und C_DC2 eine Spannungsquelle und an C_DC2 eine Last, so arbeitet die Schaltung als Spannungshalbierer oder als Spannungsdividierer und in beiden Fällen wirkt die Schaltung als Gleichspannungswandler bzw. DC-DC-Wandler.
Jeder der Schalter S_O , S_U steuert beim Betrieb als Ladungspumpe eine Halbschwingung der periodischen Schwingung für das Laden und Entladen der Kondensatoren C_DC1 , C_DC2 . Nach einer abgeschlossenen Halbschwingung fließt kein Strom im resonanten Hauptschaltkreis 104. Trotz abgeschlossener Halbschwingung und der damit verbundenen Unterbrechung des Stromflusses, fließt weiterhin ein Strom über die Entlastungsschaltung 102. Dieser Strom ermöglicht schließlich das Umladen parasitärer Kondensatoren und sorgt so für die Kommutierung parasitärer Kapazitäten. Nachdem das Umladen abgeschlossen ist, kann spannungsfrei (ZVS) zugeschaltet werden.
In anderen Worten, ist aufgrund von Ladungen auf parasitären Kapazitäten (nicht gezeigt in 1) kein spannungsfreies (ZVS) Schalten der Schalter S_O , S_U möglich, da sich auf den parasitären Kapazitäten der Schalter S_O , S_U immer noch Ladungen befinden, die eine Spannung erzeugen, obwohl der Strom bereits auf Null abgefallen ist. Würde in diesem Fall von Spannungen über den Schaltern S_O , S_U durch parasitäre Kapazitäten geschaltet, würde es zu einem harten Schalten kommen. denn wegen der parasitären Kapazitäten der Schalter S_O , S_U bleibt auch nach dem Abschalten die Spannung über dem jeweiligen Schalter etwa Null, die Spannung über dem gegenüberliegenden Schalter also im Wesentlichen auf dem Wert von U₁ , z.B. 400 V. Die Entlastungsschaltung 102 kann dafür sorgen, dass die parasitären Kapazitäten entladen werden, wenn der Strom durch die Schalter S_O , S_U bereits auf Null ist.
2 zeigt einen vereinfachten weiteren Brückenschaltkreis 100' gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei dem vereinfachten Brückenschaltkreis 100' ist die Spule L_Z des Entlastungsschaltkreises 102' im Gegensatz zu 1 direkt mit dem Brückenpunkt BP_O' verbunden, d.h. ohne über eine Komponente L_R , C_R des Hauptkreises zu gehen. Mit dieser Darstellung aus 2, lässt sich ein vereinfachtes Ersatzschaltbild 300 bilden, bei dem der Entlastungsschaltkreis 102' symmetrisch zu dem Brückenpunkt BP_O' und/oder zu der Zusatzspule L_Z aufgebaut ist.
3 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Entlastungsschaltkreises 102' gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Dieses Ersatzschaltbild kann genutzt werden, um die verschiedenen Phasen des Zeitverlaufs des Schaltens der Schalter S_O , S_U darzustellen.
In 3 wurden drei Vereinfachungen vorgenommen, um zu einem einfachen Ersatzschaltbild zu gelangen. Die parasitären Kapazitäten 301, 302 treten sowohl an dem Verbindungspunkt der Schalter S_O , S_U im oberen Teil der Schaltung und auch am Verbindungspunkt der Dioden D1, D2 im unteren Teil der Schaltung auf. Diese parasitären Kapazitäten wurden zusammengefasst und alle auf den oberen Brückenpunkt BP_O gelegt. Dort sind die parasitären Kapazitäten C_BP1 301 und C_BP2 302 symmetrisch zum Brückenpunkt BP_O' angeordnet und weisen einen Betrag von C_BP/2 auf, d.h. sie betragen die Hälfte einer Gesamt-Parasitärenkapazität C_BP1 die sämtliche vorkommende parasitätre Kapazitäten zusammenfasst.
In dem in 3 dargestellten Zustand sind die beiden Schalter S_O , S_U geöffnet. Nach abgeschlossener Resonanz fließt kein Strom, wodurch ZCS möglich ist. Da ein Teil der zusammengefassten parasitieren Kapazitäten 301, 302 zu den Dioden D1, D2 gehört, fließt nach abgeschlossener Resonanz ein Teil des durch Lz fließenden Entlastungsstromes durch die Resonanzspule L_R , um die parasitären Kapazitäten bei den Dioden umzuladen. Dies kann für die Betrachtung der Funktionsweise allerdings nicht relevant sein.
In dem Ersatzschaltbild nach 3 ist die Entlastungsschaltung 102' an dem Brückenpunkt oben BP_O' und nicht wie in 1, die einer realen Schaltung entsprechen mag, zwischen L_R und C_R angeschlossen. Die parasitären Kapazitäten 301, 302 werden als konstante Kapazitäten mit jeweils dem Wert C_BP/2 angenommen, obwohl bei einer physikalischen Implementierung der Schaltung die parasitären Kapazitäten 301, 302 von der anliegenden Spannung abhängen und sich somit nichtlinear oder dynamisch verhalten. Ferner werden die parasitären Kapazitäten 301, 302 als C_BP/2 und somit als gleich groß angenommen. Ebenso werden die Kapazitäten C_Z1 , 303 und C_Z2 , 304 als gleich groß mit dem Wert C_Z/2 angenommen, d.h. sie betragen die Hälfte einer Gesamt-Zusatzkapazität C_Z . Auch die Dioden D_Z1 305 und D_Z2 306 sollen gleiche Werte D_Z haben.
4 zeigt ein Zeitdiagramm verschiedener Strom und Spannungsverläufe beim Kommutieren eines Brückenpunktes BP_O' gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gemäß 3. Die Entlastungsschaltung 102' wird in 4 bei dem Einsatz in einer Leistungsstufe 100 beschrieben. Wobei mehrerer solcher Leistungsstufen parallel und phasenverschoben betrieben werden können, um die Leistung zu erhöhen.
4 zeigt insbesondere zwei Diagramme 400a, 400b, die übereinander dargestellt sind. Die Zeitachse 402 gilt für beide Diagramme und deckt einen Zeitbereich von 0 µs bis 6,0 µs ab. Im ersten Diagramm 400a sind die Spannungen U_BP am Brückenpunkt BP_O' und die Spannungen U_Z an der Verbindungsstelle der Kondensatoren C_Z1 303, C_Z2 304 und der Dioden D_Z1 305 und D_Z2 306 dargestellt. Die Spannungswerte können an der Spannungsskala 403 abgelesen werden, die von -40 V bis +400 V reicht. Außerdem sind in dem ersten Diagramm 400a die die Resonanzströme I_LR durch die Resonanzspule L_R und I_LZ durch die Zusatzspule L_Z eingetragen. Für die Ströme gilt die Stromskala 401. Der fast lineare Anstieg der Kurve U_BP zeigt das Kommutieren des Brückenpunkts BP_O' in einem Spannungsbereich in der Größenordnung von 400 V.
In Diagramm 400b sind die Verläufe der Ströme I_SU durch den unteren Schalter S_U , I_DZU durch die untere Zusatzdiode D_Z2 306 sowie I_SO durch den oberen Schalter S_O und I_DZO durch die obere Zusatzdiode D_Z1 305 dargestellt. Außerdem ist der Strom I_C eingezeichnet, der Summenstrom durch die parasitären Kapazitäten 301, 302 mit jeweils dem Wert C_BP/2 und durch die Zusatzkapazitäten C_Z1 , 303 und C_Z2 , 304 mit jeweils dem Wert C_Z/2. Der Strom Ic ist außer in Abschnitt III vorliegend sonst gleich Null. Für das Diagramm 400b gilt die Stromskala 404, die von -1 A bis +4,5 A reicht.
Im Folgenden wird eine unbelastete Schaltung angenommen, d.h. dass an dem Zwischenkreis und insbesondere über den Kondensatoren C_DC1 , C_DC2 keine Last anliegt. Es wird die Kommutierung des Brückenpunktes BP_O' von U2 nach U1 anhand von 7 Intervallen beschrieben. Es gilt hierbei, dass U1 die Spannung über C_DC1 und U2 die Spannung über C_DC2 ist. Die Spannung U1 reicht vom Abschluss UZK+ zum gemeinsamen Anschluss von C_DC1 und C_DC2 , welcher hier als Bezugspotential 0 V angenommen und mit UZK- bezeichnet wird. Das Potenzial des Anschlusses UZK+ kann gegenüber 0 V einen Wert von 400 V aufweisen. Es wird davon ausgegangen, dass an U1 eine Spannungsquelle anliegt. Eine Last an U₂ würde eine Belastung darstellen und an U2 würde eine Leistungsübertragung an die Resonanzspule L_R stattfinden. Da keine Last an U2 anliegt, wird U2 im Folgenden nicht weiter betrachtet.
5 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem ersten Zeitintervall I (0 µs bis ca. 0,25 µs) nach 4 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In dem Intervall I ist Schalter S_O offen und Schalter S_U geschlossen, wobei den eingezeichneten Strompfeilen zu entnehmen ist, dass ein Strom aus der Resonanzspule L_R in den geschlossenen Schalter S_U fließt.
Intervall I stellt die Ausgangssituation der Betrachtung dar. Der 4 ist im Intervall I weiterhin zu entnehmen, dass der Strom I_LR , 501 durch die Resonanzspule L_R und durch die Resonanzkapazität C_R des Hauptschaltkreises 104 (C_R ist nicht gezeigt in 3) eine charakteristische Halbsinusschwingung ausführt und gegen Ende des Intervalls I gegen Null geht, wie an der Stromskala 401 abzulesen ist. Dabei fließt der Strom über den geschlossenen unteren Schalter S_U .
Der Strom 502, I_LZ durch L_Z ist nahezu konstant bei 2,5 A und wird durch die in der Spule L_Z gespeicherte Energie getrieben. Da der Strom I_LR , 501 am Ende des Intervalls I Null erreicht hat, fließt der gesamte Strom durch S_U ., d.h. I_SU = I_LZ = 2,5 A. Nur die Spannungsabfälle in D_Z und den Widerständen von S_U und L_Z führen zu einem kleinen Abbau des Spulenstromes I_LZ . Werden diese Faktoren vernachlässigt, errechnet sich der mittlere Spulenstrom 502, I_LZ durch die Spule L_Z zu: ${\hat{I}}_{L_{Z}} = \sqrt{\frac{C_{Z}}{L_{Z}}} \cdot U_{1} = \frac{U_{1}}{R_{c h a r}}$
Hierbei gilt, dass der Kapazitätswert des Kondensators C_Z die Summe der Kapazitätswerte C_Z1 und C_Z2 der Kondensatoren 303, 304 beträgt oder in vereinfachter Formelschreibweise ausgedrückt gilt: C_Z = C_Z1 + C_Z2 . R_char bezeichnet den Resonanzwiderstand. Die Spulenströme I_LR =501, I_LZ = 502 sind voneinander unabhängig. Lediglich im Schalter S_U überlagern sich die Ströme und addieren sich.
6 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem zweiten Zeitintervall II (0,25 µs bis ca. 1,55 µs) nach 4 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Schalter S_O wird von einer Steuereinrichtung angesteuert und bleibt offen, Schalter S_U bleibt geschlossen. Im Intervall II setzt sich der gegen Ende des Intervalls I einsetzende Zustand fort, dass I_LR = 0 ist, da die charakteristische Halbsinusschwingung abgeklungen ist. Es bleibt lediglich der Strom 502, I_LZ durch L_Z bestehen, der weiterhin über die ZVS-Spule L_Z des Entlastungsschaltkreises 102' getrieben wird und nahezu konstant bleibt. Er fließt durch den Schalter S_U und beträgt hier zwischen 1 A und 3 A. Ein Schalten von S_U bei einem Stromfluss in dieser Größenordnung durch S_U kann als stromloses Schalten bezeichnet werden. Die Spannung, die durch den Strom 502, I_LZ am Schalter S_U hervorgerufen wird kann ebenfalls vernachlässigt werden. Der Hauptschalter Unten S_U kann nun im Wesentlichen spannungslos und stromlos geöffnet werden.
7 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem dritten Zeitintervall III (1,55 µs bis ca. 2,3 µs) nach 4 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 7 zeigt die Stromverteilung an der Ersatzschaltung 300 nach dem Öffnen des Hauptschalters unten S_U . Auch nach dem Öffnen treibt L_Z den Strom weiter in den Brückenpunkt BP_O'. Da der Weg durch den Schalter S_U durch das Öffnen versperrt ist, wird der Strom I_LZ in die parasitären Brückenpunktkapazitäten 301, 302 getrieben. Dieses Treiben oder Einprägen des Stromes zeigt sich in dem Diagramm der 4 darin, dass im Übergang vom Zeitintervall II zum Zeitintervall III der Strom Ic, d.h. der Summenstrom durch die Kondensatoren 301, 302, 303, 304 schlagartig ansteigt und so lange fliesst, bis Ic durch die Diode Do übernommen wird, welche parallel zum oberen Schalter So geschaltet ist, d.h. IC wird am Ende des Intervalls III schlagartig Null. Dabei werden die parasitären Kapazitäten C_BP1 301, C_BP2 302 umgeladen und der Brückenpunkt BP_O' kommutiert von dem Potenzial an dem Anschluss UZK- zu dem Potenzial an dem Anschluss UZK+. Hierbei entspricht das Potenzial an UZK- einem Wert von 0V und das Potenzial an UZK+ einem Wert von +400 V. In anderen Worten wird die Brückenpunktspannung U_BP langsam auf das Potenzial des Anschlusses UZK+ gehoben. Dieser Verlauf ist im Abschnitt III der 4 in der Kurve U_BP zu erkennen.
Dieser Vorgang wird durch die in der Spule L_Z gespeicherte Energie angetrieben, wobei nur L_Z und die parasitären Kapazitäten C_BP1 301, C_BP2 302 beteiligt sind. Die Zusatzkapazität C_Z2 306 des Entlastungsschaltkreises 102', welche im Wesentlichen parallel zu dem unteren Schalter S_U angeordnet ist, hat bei diesem Energieaustausch im Wesentlichen keinen Einfluss, da in diesem Intervall III die Diode D_Z2 306 den Kondensator C_Z2 304 kurzschliesst.
8 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem vierten Zeitintervall IV (2,3 µs bis ca. 2,5 µs) nach 4 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Nachdem die Kommutierung in Intervall III abgeschlossen ist, nachdem also U_BP den Wert des Potenzials des Anschlusses UZK+ von ca. 400 V angenommen hat, wird die Brückenpunktspannung U_BP schließlich von der Diode D_O begrenzt, die zum Schutz des Schalters S_O vorgesehen ist. Die Spannungsdifferenz zwischen U_BP und dem Potenzial an Anschluss UZK+ ist nahezu aufgehoben und der obere Schalter S_O kann spannungslos geschaltet werden. Der durch die Energieabgabe an die parasitären Kapazitäten bereits auf I_IV reduzierte Strom I_LZ , der in L_Z fließt, strömt nun über die Schutzdiode D_O und baut sich aufgrund der über der Spule Lz anliegenden konstanten Spannung U_Z weiter linear ab. I_IV bezeichnet dabei die Stromstärke von I_LZ am Ende des Intervalls IV, die in 4 bei etwa I_IV = 1,0 A liegt.
Die Zeit, die nötig ist, um den Strom I_IV zu Null abzubauen, errechnet sich zu: $Δ t_{I V & V} = L_{z} \cdot \frac{{\hat{I}}_{I V}}{U_{1}}$
Dabei bedeutet, wenn U₁ die Spannung am Kondensator C_DC1 ausdrückt, dass diese Spannung gleich der Spannung an der Zusatzspule Lz bzw. an dem Verbindungspunkt der Zusatzkapazitäten C_Z1 303 und C_Z2 306 ist, und zwar während der Zeitdauer t_IV&V, die für das Durchlaufen der Intervalle IV und V benötigt wird. I_IV ist der Strom I_LZ , der zu Beginn des Intervalls IV durch L_Z fliesst und während der Intervalle IV und V linear abnimmt. Im Intervall IV, während D_O leitet, besteht die Möglichkeit, den Schalter So verlustfrei zu schliessen.
Nachdem die Diode oben D_O im Intervall IV leitet und somit den Strom I_LZ , der von L_Z getrieben wird, um den Schalter S_O herumleitet, kann auch der obere Schalter S_O spannungslos (ZVS), denn U_BP liegt immer noch auf dem Potenzial des Anschlusses UZK+, und stromlos (ZCS) geschlossen werden, denn der Strom durch den Lastkreis ist Null. Der Schaltvorgang des Schalters S_O leitet das Intervall V ein. Durch das Schalten kann ein Strom vom Anschluss UZK+ durch die Resonanzspule L_R getrieben werden, sobald der Schalter S_O geschlossen wird.
9 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem fünften Zeitintervall V (2,5 µs bis ca. 3,05 µs) nach 4 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Im Intervall V treibt die Zusatzspule L_Z den Strom I_LZ weiter bis er gegen Ende des Intervalls V auf I_LZ = 0A abgefallen ist. Jedoch fließt der Strom I_LZ jetzt nicht mehr durch die Diode D_O sondern durch den geschlossenen Schalter S_O , der die Diode kurzschließt. Durch den geschlossenen Schalter S_O liegt nun auch das Potenzial von Anschluss UZK+ wieder an C_R an und beginnt C_R über die Spule L_R zu laden (C_R ist in 9 nicht gezeigt).
In dem Moment, in dem der Schalter S_O geschlossen wird, wird Strom I_LR von dem Potenzial an UZK+ durch die Resonanzspule L_R getrieben. Der Strom I_LZ durch die Zusatzspule L_Z nimmt weiter kontinuierlich ab, bis er am Ende des Intervalls V auf I_LZ = 0A abgefallen ist; die Diode D_Z2 306 wird in diesem Moment stromlos
10 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem sechsten Zeitintervall VI (3,05 µs bis ca. 4,85 µs) nach 4 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Im Intervall VI können nun die ZVS-Kondensatoren C_Z1 303, C_Z2 304 des Entlastungskreises geladen werden.
Ab dem Moment, ab dem sich der Strom l_LZ durch L_Z umkehrt, also bezogen auf die für die 5 bis 11 gewählte Bezugsrichtung negativ wird, beginnt die Diode D_Z2 306 zu sperren. Solange die Spannung über C_Z1 303 kleiner ist als die Spannung, die nötig ist D_Z1 305 in einen leitfähigen Zustand zu versetzen sperrt auch D_Z1 . Der Drosselstrom I_LZ , der nun durch L_Z in Richtung der Zusatzkondensatoren C_Z1 301 und C_Z2 302 zunehmend fließt, führt folglich zur Kommutierung des gemeinsamen Verbindungspunktes oder des Anschlusspunktes der ZVS-Kondensatoren C_Z1 303 und C_Z2 304, d.h. das Potential Uz wechselt von 0 V, dem Potential von dem Anschluss UZK-, zu 400 V, dem Potential von dem Anschluss UZK+. In anderen Worten wird der Zusatzkondensator C_Z1 entladen und der Zusatzkondensator C_Z2 geladen. Da der Brückenpunkt BP_O' in diesem Moment über den Schalter S_O an dem Anschluss UZK+ hängt, also im Wesentlichen direkt ohne weiteren Spannungsabfall mit dem Anschluss UZK+ verbunden ist, haben die parasitären Kapazitäten C_BP1 301 und C_BP2 302 im Wesentlichen keinen Einfluss auf die Stom- und/oder Spannungsverteilung in der Zusatzschaltung 102'. Denn die obere parasitäre Kapazität C_BP1 301 ist über S_O kurzgeschlossen und die untere parasitäre Kapazität C_BP2 302 liegt parallel an C_DC1 und die untere parasitäre Kapazität C_BP2 , 302 hat demnach dieselbe Spannung wie Kondensator C_DC1 , unabhängig von seiner Kapazität C_BP oder C_BP/2. Da der Schalter S_O geschlossen ist, wird der Strom I_LZ durch L_Z von der Differenzspannung zwischen Anschluss UZK+ und UZK- getrieben, d.h. der Spannung U1, welche über dem Kondensator C_DC1 anliegt. Der Strom I_LR durch L_R hat keinen Einfluss, solange der Spannungsabfall am Schalter S_O klein genug ist. Die Schaltung und die Ansteuerung der Schaltung ist so eingerichtet, dass der Spannungsabfall am Schalter S_O ausreichend klein ist.
Die zeitliche Länge für das Intervall VI errechnet sich zu: $Δ t_{V I} = \frac{1}{f_{V I}} = \frac{2 π \cdot \sqrt{L_{Z} \cdot C_{Z}}}{4} = \frac{π \cdot \sqrt{L_{Z} \cdot C_{Z}}}{2}$
I_VI ist die Resonanzfrequenz des Entlastungsschaltkreises 102'. Die Kapazität C_Z wird als Summe der Kapazitäten der Zusatzkondensatoren 303, 304 berechnet somit gilt C_Z = C_Z1 + C_Z2 .
Folglich wird die Dauer des Intervalls VI von den Größen der Komponenten des Entlastungsschaltkreises 102' bestimmt, nämlich die Zusatzkapazität C_Z und die Zusatzspule L_Z . Um ein gutes Ergebnis zu erreichen können in einer Ausführungsform die Komponenten so gewählt werden, dass das Umladen der Kondensatoren 303 C_Z1 und 304 C_Z2 abgeschlossen ist, bevor der Strom I_LR durch den Lastkreis 104 abgeklungen ist und der obere Schalter So abgeschaltet bzw. geöffnet werden kann; dann wird der Gesamtschaltzyklus durch die Entlastungsschaltung 102 nicht verlängert.
11 zeigt den Stromfluss durch die Ersatzschaltung nach 3 in einem siebten Zeitintervall VII (4,85 µs bis ca. 6 µs) nach 4 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. U_Z bezeichnet die Spannung an dem Verbindungspunkt der Kondensatoren C_Z1 303 und C_Z2 304. Die Differenz zwischen der Brückenpunktspannung U_BP und der Zusatzspannung U_Z ist die Spannung über der Zusatzspule L_Z . Nachdem auch die Zusatzspannung U_Z am Ende von Intervall VI die Zwischenkreisspannung U1 des Anschlusses UZK+ erreicht, beginnt die obere Diode D_Z1 305 zu leiten und übernimmt den Strom von Kondensator C_Z1 , der zu diesem Zeitpunkt vollständig geladen ist. Da wiederum, vergleichbar mit Intervall I, fast keine Spannung über L_Z liegt, bleibt auch der Strom I_LZ im Wesentlichen konstant, aber mit umgekehrtem Vorzeichen als im ersten Intervall I gemäß 5. Somit fließt der Strom I_LZ in der Phase VII aus dem Brückenpunkt BP_O' heraus.
Am Ende des Intervalls VII ist eine Halbperiode des von der Steuereinrichtung erzeugten PWM (Pulsweiten Modulation) Zyklus abgeschlossen, nämlich die Halbperiode der Kommutierung des Brückenpunktes BP_O' von UZK- = 0 V nach UZK+ = 400 V. Es kann so dann das Schließen von Schalter S_U und öffnen des Schalters S_O als zweite Kommutierung oder Halbperiode durchgeführt werden, bei der der Brückenpunkt BP_O' von dem Potenzial an Anschluss UZK+ von 400 V zu dem Potenzial an dem Anschluss UZK- von 0 V kommutiert wird, um wieder in den Ausgangszustand I zu gelangen. Die Kommutierung von dem Potenzial an dem Anschluss UZK+ zu dem Potenzial an dem Anschluss UZK- funktioniert analog zu den Intervallen I-VII und wird deshalb hier nicht weiter beschrieben.
Im Folgenden wird die Auslegung der ZVS Kapazität C_Z oder der Kapazität C_Z des Entlastungsschaltkreises 102' beschrieben Die Kapazität C_Z ist die Summenkapazität aus den Kapazitäten C_Z1 303 und C_Z2 304 zusammen. Das Intervall VI startet sobald kein Strom mehr durch die Spule L_Z fliesst. Folglich ist zum Startpunkt auch keine Energie in der Spule L_Z gespeichert. Am Ende von Intervall VI erreicht der Spulenstrom I_LZ den Spitzenwert und damit die maximale Energie.
Die maximale Energie in der Spule L_Z wird folglich über die Zusatzkapazität C_Z eingestellt: $E_{Z V S} = E_{C_{Z}} = E_{L_{Z}}$
$E_{Z V S} = \frac{1}{2} \cdot C_{Z} \cdot U_{1}^{2} = \frac{1}{2} \cdot L_{Z} \cdot {\hat{I}}_{L_{Z}}^{2}$
$I_{L_{Z}} = \sqrt{\frac{C_{Z}}{L_{Z}}} \cdot U_{1} = \frac{U_{1}}{R_{C h a r}}$
Da in dem Intervall III bis V die Energie für die Kommutierung des Brückenpunktes BP_O' ausschliesslich aus der Zusatzspule L_Z kommt, sollte die Schaltung so eingerichtet sein, dass die in der Zusatzspule L_Z gespeicherte Energie E_LZ auch grösser als die in dem Brückenpunkt BP_O' gespeicherte Energie E_BP ist, insbesondere die Energie, die in den parasitären Kapazitäten C_BP1 301 und C_BP2 302 des Brückenpunkts BP_O' gespeichert ist.
Folglich, sollte die Schaltung so eingerichtet sein, dass die Kapazitäten der Zusatzkondensatoren C_Z= C_Z1+C_Z2 grösser gewählt werden, als die Kapazitäten der parasitären Kondensatoren C_BP1 301 und C_BP2 302 am Brückenpunkt BP_O'. Andernfalls wird keine komplette Kommutierung erreicht, da vorher die Energie ausgeht. Es soll gelten, dass der geringste Wert, der als Minimalkapazität C_Z,min des Zusatzkondensators gewählt wird, größer ist, als der Wert der Summe aller Werte der massgebenden parasitären Kapazitäten C_BP,tot $C_{Z, m i n} > C_{B P, t o t}$
Bei den Bauteiltoleranzen sollte zusätzlich noch ein Sicherheitsfaktor berücksichtigt werden, um zu gewährleisten, dass in den Kapazitäten ausreichend Energie für die Konvertierung gespeichert werden kann. $C_{Z} = C_{Z, m i n} * S i c h e r h e i t s f a k t o r$
In einem Beispiel sollte der kleinste Wert auch gewählt werden, der für C_Z=C_Z1+C_Z2 möglich ist, ohne dass die obige Bedingung der Minimalkapazität C_Z,min des Zusatzkondensators in Bezug auf die gesamte Kapazität C_BP,tot verletzt wird. Zwar ist es in einem anderen Beispiel physikalisch möglich auch größere Werte für C_Z=C_Z1+C_Z2 zu wählen. C_Z könnte theoretisch auch zur Anpassung der Spannungs-Anstiegszeit des Brückenpunktes im Zeitintervall III verwendet werden, da I_LZ eine Funktion von C_Z und L_Z ist. Jedoch sollte C_Z nicht zum Anpassen der Anstiegszeiten verwendet werden, da dann die Gefahr besteht, einen zu großen Wert für C_Z , C_Z1 , C_Z2 zu wählen.
Selbst wenn die Verluste in der ZVS-Schaltung 102' so klein sind, dass sie auf den Wirkungsgrad im Wesentlichen keinen Einfluss haben, gilt es trotzdem die Verluste in der ZVS-Schaltung durch geeignete Bauteilauslegung zu minimieren. Die Verluste in der ZVS-Schaltung mögen die Grösse einer Schaltung, beispielsweise eines DC-DC-Wandlers, und folglich auch den Preis der Schaltung massgeblich bestimmen. Am kleinsten mögen die Verluste sein, wenn die Energie in der Schaltung, insbesondere in der ZVS-Schaltung 102', auch am kleinsten ist, und somit die kleinste Blindleistung aufweist.
Die Induktivität L_Z sollte so gross wie möglich gewählt werden, um die Kommutierungsströme so klein wie möglich zu halten, denn diese verursachen Verluste in den beteiligten Dioden D_Z , und D_Z2 . Die Induktivität L_Z sollte aber nicht zu gross sein, denn der Umladevorgang für Cz sollte innerhalb eines Schaltzyklus' abgeschossen sein. Auch sollte der Strom so gross sein, dass innerhalb der Totzeit die Kommutierung des Brückenpunktes erfolgt und der Spulenstrom bis dann noch nicht das Vorzeichen gewechselt hat.
Die Spule L_Z hat nur auf den ersten Blick einen Einfluss auf die Blindleistung. Dies soll die folgende Gleichung aufzeigen, bei der von der Energiebilanz ausgegangen wurde. Hierfür wird angenommen, dass die Blindleistung zwischen dem Magnetfeld der Spule L_Z und dem elektrischen Feld des Kondensators, C_Z welcher sich aus den Kondensatoren C_Z1 303, C_Z2 304 zusammensetzt, hin und her pendelt.
Der Wert der Spuleninduktivität L_Z lässt sich aus der Gleichung der Energiebilanz eliminieren, wie in der Formel durch die durchgestrichenen Stromwerte angegeben ist.
Zur Bestimmung der ZVS-Induktivität L_Z wird die maximale Totzeit betrachtet. Die Totzeit ist die Anstiegszeit in Intervall III. Ist die maximale Totzeit gegeben, kann auch die maximale Induktivität der Zusatzspule L_Z,max berechnet werden. Für die Berechnung der maximalen Induktivität wird davon ausgegangen, dass die Intervalle IV und V direkt mit dem Ende von Intervall III zusammenfallen. Damit würde S_O genau in der viertel Periode vom Schwingkreis L_Z und C_BP geschaltet, wobei die Kapazität C_BP wiederum die Summe der Kapazitäten C_BP1 Und C_BP2 bezeichnet. Da in der viertel Periode vom Schwingkreis L_Z und C_BP ein Peak der Schwingung liegt, wird beim Peak der Schwingung geschaltet. Hierbei gibt 2π f_min, _U den Kehrwert der Periodendauer an. $L_{Z, m a x} < \frac{1}{C_{B P, t o t} \cdot {(\frac{2 π \cdot f_{m i n, U}}{4})}^{2}}$
$L_{Z, m a x} < \frac{1}{C_{B P, t o t} \cdot {(\frac{π}{2 \cdot t_{m a x, U}})}^{2}}$
Wird der Schalter S_O erst nach dieser Zeit geschaltet, beispielsweise nach der maximalen Totzeit, würde die Brückenpunktspannung U_BP bereits wieder zurückschwingen, also in die entgegengesetzte Richtung. Damit könnte der Nutzen von der ZVS-Schaltung zunehmend reduziert werden, je später geschaltet würde, da sich der Schaltzeitpunkt immer weiter von der Nullspannung zum Schalten entfernt.
Wäre L_Z , C_BP und C_Z bekannt, könnte ein optimale Einschaltzeitpunkt exakt bestimmt werden. Eine Ansteuerschaltung für den oberen Schalter S_O könnte auf Grundlage dieses Einschaltzeitpunkts angesteuert werden. Dies ist allerdings oft in der Realität nicht möglich, da insbesondere die parasitären Brückenpunktkapazitäten C_BP von der Betriebsspannung abhängt und nicht konstant ist.
Das Intervall IV entspricht im Wesentlichen der Wartezeit vom Ende der Kommutierung bis zum Einschalten des Schalters. Das Intervall V beschreibt im Wesentlichen den Zeitbereich für das Einschalten des Schalters bis zur Stromumkehr in der Zusatzspule L_Z . Deshalb sollten das Intervall IV und V eingeplant werden, insbesondere in einer Steuereinrichtung für das Schalten des oberen Schalters S_O und des unteren S_U berücksichtigt werden. Entsprechend sollten diese beiden Intervalldauern in einem PWM-(Pulsweiten Modulation) Ansteuersignal für die Schalter S_O , und S_U berücksichtigt sein.
Da die Zusatzschaltung sich im Wesentlichen lediglich auf die Ladezustände auswirkt und für das ZVS der Schalter sorgt, können im Wesentlichen die herkömmlichen Ansteuerverfahren für solch eine Brückenschaltung genutzt werden, eventuell unter der Berücksichtigung entsprechender Warte- und/oder Totzeiten. Da die Schaltung kleine Kondensatoren CZ/2 für C_Z , 301 und C_Z2 302 nutzt, kann die Schaltung kostengünstig realisiert werden.
12 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Betreiben eines Brückenschaltkreises mit einem Hauptschaltkreis 104 und einem Entlastungsschaltkreis 102 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Ausgehend von einem Ausgangszustand S1200 wird zu einem Zustand S1201 gesprungen, in dem das Ansteuern eines ersten Schalters S_O und eines zweiten Schalters S_U des Brückenschaltkreises mit einem pulsweitenmodulierten Signal erfolgt. Dieses PWM Signal kann sich aus zwei Rechtecksignalen zusammensetzen, die um eine Totzeit verschoben sind. Somit weist das pulsweitenmodulierte Signal zwischen einem ersten Signal, welches für das Ansteuern des ersten Schalters S_O zuständig ist und einem zweiten Signal, welches für das Ansteuern des zweiten Schalters S_U zuständig ist, eine Totzeit auf.
Diese Totzeit setzt in Zustand S1202 ein und ist in 4 und 7 als Phase III dargestellt. Die Totzeit zeichnet sich dadurch aus, dass zu Beginn der Totzeit, wenn Strom und Spannung durch/über den Schalter S_U einen Wert von Null aufweisen, der zweite Schalter geöffnet wird, so dass während der Totzeit in Phase III beide Schalter S_U , S_O geöffnet sind. Während der Totzeit erfolgt dann bei geöffneten Schaltern ein Konvertieren eines Brückenpunktes BP_O'. Die Totzeit ist so dimensioniert ist, dass der Entlastungsschaltkreis 102, 102' während dieser Totzeit, während der im Wesentlichen kein Strom I_LR im Hauptschaltkreis L_R , C_R fließt, einen Stromfluss im Brückenpunkt BP_O' aufrechterhält. So kann dann am Ende der Totzeit und zu Beginn der Phase IV der Schalter S_O geschaltet werden, während durch diesen weder ein Strom fließt noch eine Spannung an ihm anliegt.
In dem Zustand S1203 erfolgt dann die zweite Hälfte des zeitabhängigen PWM Signals, wobei zunächst dafür gesorgt wird, dass für das Schließen des Schalters S_U der Brückenpunkt BP_O' wieder auf das am Anschluss UZK- anliegende Potenzial kommutiert wird und sodann für das Öffnen des Schalters S_O der Brückenpunkt BP_O' wieder auf das am Anschluss UZK+ anliegende Potenzial kommutiert wird.
In Zustand S1204 endet eine Periode des PWM Signals und es können sich beliebig viele weitere Perioden anschließen.
13 zeigt einen Brückenschaltkreis 100'" mit einem ersten Halbbrückenschaltkreis 121'_A und einem zweiten Halbbrückenschaltkreis 121'_B gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Beide Halbbrückenschaltkreise 121'_A , 121'_B sind im Wesentlichen symmetrisch aufgebaut und weisen jeweils einen Entlastungsschaltkreis 102' im Bereich der in 13 symbolisch eingezeichneten Stromquelle 1304 auf. Aufgrund des symmetrischen Aufbaus der beiden Halbbrückenschaltkreise 121'_A , 121'_B gilt die Beschreibung des ersten Halbbrückenschaltkreises 121'_A entsprechend auch für den zweiten Halbbrückenschaltkreis 121'_B weshalb hier im Wesentlichen nur der erste Halbbrückenschaltkreis 121'_A beschrieben ist. Um beide Halbbrückenschaltkreise unterscheiden zu können wird der Index „A“ bzw. „B“ genutzt.
Der Aufbau des Entlastungsschaltkreises 102' entspricht im Wesentlichen dem Aufbau des in 2 dargestellten Entlastungsschaltkreis 102'. Dieser ist entsprechend an den Anschlüssen 1300, 1301, 1302 mit den Schaltern S_O bzw. S_U verbunden. Die Schaltung 100'" kann als Spannungsverdoppler oder als Spannungshalbierer genutzt werden. Der Entlastungsschaltkreis 102' erzeugt den Strom I_LZ oder I_ZVS , welcher durch die Spule L_Z fließt und für ZVS Bedingungen beim Schalten der Schalter S_O und/oder S_U sorgt. Dieser Strom beträgt ${\hat{I}}_{L_{Z}} = \frac{U_{D C}}{L_{Z V S} \cdot f_{S W} \cdot 4}$
und ist zusätzlich proportional abhängig von der Schaltfrequenz.f_sw (switching frequency) der Schalter S_O . Hierbei ist L_ZVS gleichbedeutend mit L_Z .
Dieser Brückenschaltkreis aus 13 enthält im Wesentlichen noch die Dioden D_Z1 und D_Z2 . In Bezug auf den sich ergebenden Brückenschaltkreis mit einem im Wesentlichen diodenfreien Entlastungsschaltkreis gemäß 15 ergibt sich ein Strom ${\hat{I}}_{L_{Z}} = \sqrt{\frac{C_{Z}}{L_{Z}}} \cdot U_{D C} + \frac{U_{L_{A V}, a k t i v}}{L_{L V S} \cdot f_{r e s} \cdot 4}$
Auch in dieser Gleichung gilt, dass L_ZVS gleichbedeutend mit L_Z ist. Cz mag den Zusatzkapazitäten 303, 304 entsprechen. Wenn C_Z nicht vorhanden ist, ergibt sich der Strom zu ${\hat{I}}_{L_{Z}} = \frac{U_{L_{A V}, a k t i v}}{L_{Z V S} \cdot f_{r e s} \cdot 4}$
Außerdem bedeutet fres die Resonanzfrequenz und UL_AV, _aktiv die mittlere Spannung über den Spulen L_ZVS während des Anteils des Zeitverlaufs, während dessen sich der Hauptschaltkreis 104 in Resonanz befindet.
Jeder der Halbbrückenschaltkreise 121'_A , 121'_B weist einen eigenen Entlastungsschaltkreises 102' auf, durch den jeweils der Strom I_ZVS fließt, wie in 13 eingezeichnet.
14 zeigt eine Stromüberhöhung 1403 und / oder 1403' des Stromes I_ZVS durch die Zusatzspulen L_Z der Entlastungsschaltkreise 102' der 13 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Stromdiagramm 1400 zeigt den Verlauf des Stromes I_ZVS bzw. I[L_ZVS], welcher durch jeweils einen der Entlastungsschaltkreise 102' fließt. Außerdem ist der Verlauf des Resonanzstromes I_Res bzw. I[Lres] verringert um einen Faktor 100 dargestellt, also I_Res/100. Die Abszisse 1401 gibt die Zeit in µs von 0 µs bis 33µs an. Die Ordinate 1402 ist in Stromwerte von -3,6A bis +3,6A aufgeteilt.
Die Stromüberhöhung 1403, 1403' durch das ZVS Schalten I_add,ZVS bestimmt sich als $I_{a d d, Z V S} = \frac{U_{L_{A V}, a k t i v}}{L_{L V S} \cdot f_{r e s} \cdot 4}$
wie beispielsweise auch der 15 zu entnehmen ist. Dabei ist der charakteristische Widerstand $R_{c h a r, r e s} = \sqrt{\frac{L_{R}}{C_{R}}}, I_{L_{A V}, a k t i v} = \frac{I_{L a d e}}{A n z_{P h a s e n}} \cdot \frac{f_{r e s}}{f_{s}}, U_{L, r e s} = \frac{I_{L_{A V}, a k t i v}^{π}}{2} \cdot R_{c h a r, r e s}, U_{L_{A V}, a k t i v} = \frac{2 \cdot {\hat{U}}_{L, r e s}}{π} = I_{L_{A V}, a k t i v} \cdot R_{c h a r, r e s}$
Hierin bedeutet I_LAV,aktiv der mittlere Strom durch die Spulen L_Z .
Diese Stromüberhöhung 1403, 1403'-ist gewünscht und ermöglicht das spannungslose Schalten (ZVS) der S_O und/oder S_U , denn, wie der 14 zu entnehmen ist, ist der Strom I_Res durch die Resonanzspule L_R in 13 zu den Zeitpunkten der Stromüberhöhung 1403, 1403' auf im Wesentlichen 0A abgefallen, wie beispielweise an der Stelle 1404 gezeigt ist.
Allerdings führt diese Stromüberhöhung 1403, 1403' auch zu einer Erhöhung des Stromes durch die Zusatzspule L_Z und auch zu einem erhöhten Strom durch die Dioden D_Z1 und D_Z2 . Diese Stromerhöhung kann dann zu einer Überhitzung der Dioden D_Z1 und D_Z2 führen, falls keine Zusatzmaßnahmen bei der Auslegung der Schaltung getroffen werden, wie beispielsweise die Erhöhung des Bauraums und/oder das Vorsehen einer entsprechend dimensionierten Kühlung.
Da sich ein Zusammenhang des Spitzenstromes als ${\hat{I}}_{L_{Z}} = \sqrt{\frac{C_{Z}}{L_{Z}}} \cdot U_{D C} = \frac{U_{D C}}{R_{c h a r}}$
ergibt, kann die Stromüberhöhung 1403, 1403' des Spitzenstromes 1" baulich durch eine Erniedrigung von L_Z und/oder eine Erhöhung von C_Z berücksichtigt werden. Jedoch kann die Kapazität C_Z nicht beliebig erhöht werden. Eine zusätzliche Erhöhung des Kondensators C_Z ohne eine Anpassung der ZVS-Induktivität wäre riskant, da die Sättigung der Spule L_Z erreicht werden würde. Aufgrund des geringen Bauraums kann die Induktivität der Spule L_Z nicht über einen maximalen Wert erhöht werden, der mit dem Bauraum zusammenhängt. Somit sind auch für die maximal Größe der Kapazität des Kondensators C_Z Grenzen gesetzt, die von der Bauraumgröße abhängen. Aber selbst wenn man beide Komponenten C_Z und L_Z beliebig anpassen könnte, hätte man immer noch das Problem, dass die Umgebung der ZVS-Dioden etwa 130°C heiss ist. Folglich stellen die Dioden DZ einen Flaschenhals dar und eine Vermeidung der Dioden mag wünschenswert sein.
Die 15 zeigt einen Brückenschaltkreis 100" mit einem Entlastungsschaltkreis 102", welcher nur noch eine Spule L_ZVS aufweist, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Dioden D_Z sind bei diesem Aufbau im Wesentlichen keine mehr vorhanden, weshalb der Entlastungsschalkreis 102" als im Wesentlichen diodenfrei bezeichnet werden kann. Der Brückenschaltkreis 100" weist einen ersten Kondensator C_DC1 , einen zweiten Kondensator C_DC2 , einen ersten Schalter S_OA , einen zweiten Schalter S_UA , eine erste Diode D_1A und eine zweite Diode D_2A auf. Der erste Kondensator C_DC1 und der zweite Kondensator C_DC2 sind in Reihe geschaltet und bilden einen Versorgungsschaltkreis 120. Parallel zum Versorgungsschaltkreis 120 ist ein erster Halbbrückenschaltkreis 121_A geschaltet ist, welcher den ersten Schalter S_OA , den zweiten Schalter S_UA , die erste Diode D_1A, die zweite Diode D_2A und einen ersten resonanten Hauptschaltkreis 104_A aufweist. Der erste resonanten Hauptschaltkreis 104_A weist eine Serienschaltung der Resonanzspule L_RA und der Resonanzkapazität C_RA auf. In einem Beispiel mag der erste resonanten Hauptschaltkreis 104_A im Wesentlichen nur aus einer einzigen Resonanzspule L_RA und einer einzigen Resonanzkapazität C_RA bestehen und keine weiteren Komponenten mehr aufweisen.
Der erste Schalter S_OA und der zweite Schalter S_UA sind an einem ersten Brückenpunkt BP_O_A in Reihe geschaltet und parallel zum ersten Kondensator C_DC1 angeordnet. Die erste Diode D_1A und die zweite Diode D_2A sind an einem zweiten Brückenpunkt BP_U_A oder dem Diodenbrückenpunkt BP_U_A, BP_D_A in Reihe geschaltet und parallel zum zweiten Kondensator C_DC2 angeordnet. Der Diodenbrückenpunkt BP_U_A kann auch als Diodenbrückenpunkt BP_D_A bezeichnet werden. Die Anode der zweiten Diode D_2A ist mit dem Bezugspotenzial 105 oder Anodenanschluss 105 verbunden. Dieser Anschluss 105 kann als negativer Gleichspannungsanschluss U_Dc- bezeichnet werden und ein beliebiges negatives Gleichspannungspotenzial tragen U_DC-. In einem Beispiel kann dieses Potenzial jedoch auch als 0V definiert werden. In einem anderen Beispiel kann dieses negative Gleichspannungspotenzial den selben Wert wie das Potenzial an einem zugehörigen positiven Gleichspannungsanschluss U_DC+ mit umgekehrtem Vorzeichen betragen. Die Kathode der Diode D_2A ist mit der Anode der ersten Diode D_1A verbunden, deren Kathode mit dem Zwischenkreisanschluss U_DCm oder Mitten-Gleichstromanschluss U_DCm verbunden ist. Das Potenzial an dem Mitten-Gleichstromanschluss U_DCm kann einen beliebigen Spannungswert aufweisen und bildet ein Bezugspotenzial. Es kann allerdings jedes andere Potenzial auch als Bezugspotenzial gewählt werden, so auch U_DC -. In einem Beispiel beträgt das Potenzial an dem Mitten-Gleichstromanschluss U_DCm die Hälfte des Potenzialunterschieds zwischen dem positiven Gleichspannungsanschluss U_DC+ und dem negativen Gleichspannungsanschluss U_DC-. In einem anderen Beispiel kann das Potenzial des Mitten-Gleichstromanschluss U_DCm bei beispielsweise 400V liegen. U_DC+ kann in einem Beispiel bei 800V und U_DC- kann bei 0V liegen.
Der erster resonante Hauptschaltkreis 104_A ist an dem ersten Brückenpunkt BP_O_A und dem zweiten Brückenpunkt BP_U_A angeschlossen und liegt somit parallel zu der Reihenschaltung der ersten Diode D_1A und dem zweiten Schalter S_UA und ist Teil einer ersten Phase 121_A oder Phase A eines Vollbrückenkreises. Der erste Halbbrückenschaltkreis 121_A kann auch als Phase A und der zweite Halbbrückenschaltkreis 121_B kann auch als Phase B eines Vollbrückenschaltkreises bezeichnet werden.
Der Entlastungsschaltkreis 102" ist als ein zweiter Halbbrückenschaltkreis 121_B oder Phase B eines Vollbrückenkreises aufgebaut und so eingerichtet, dass er beim Schalten des ersten S_OA und/oder des zweiten S_UA Schalters, wenn im Wesentlichen kein Resonanzstrom I_LR , I_Res im ersten resonanten Hauptschaltkreis 104_A fließt, einen Stromfluss im Brückenpunkt BP_O_A aufrecht erhält. Die zweite Phase 121_B oder die Phase B kann im Wesentlichen als die gespiegelte Phase A aufgefasst werden.
Der erste Halbbrückenschaltkreis 121_A und der zweite Halbbrückenschaltkreis 121_B , insbesondere deren Hauptschaltkreise 104_A , 104_B , sind im Wesentlichen mittels nur einer einzigen Spule L_Z , L_ZVS in dem zweiten Brückenpunkt BP_U_A mit einem vierten Brückenpunkt BP_U_B gekoppelt. Somit mag vermieden werden, dass jeder Halbbrückenschaltkreis 121_A , 121_B einen eigenen Entlastungsschaltkreis 102" mit den Dioden D_Z , wie in 13 dargestellt ist, enthalten muss. Der erste Halbbrückenschaltkreis 121_A und der zweite Halbbrückenschaltkreis 121_B sind im Wesentlichen symmetrisch und/oder gespiegelt aufgebaut, so dass sich die Komponenten S_OA und S_OB , C_BP1A und C_BP1B , BP_O_A und BP_O_B , S_UA und S_UB , C_BO2A und C_BP2B , L_RA und L_RB , C_RA und C_RB , D_1A und D_1B , BP_U_A und BP_U_B , D_2A und D_2B sowie C_BP4A und C_BP4B entsprechen. In einer alternativen Ausgestaltung kann die Spule L_Z , L_ZVS statt zwischen den unteren Brückenpunkten BP_U_A und BP_U_B auch zwischen den oberen Brückenpunkten BP_O_A und BP_O_B angeordnet sein.
Insbesondere weist der zweite Halbbrückenschaltkreis 121_B den dritten Schalter S_OB , den vierten Schalter S_UB , die dritte Diode D_1B , die vierte Diode D_2B und den zweiten resonanten Hauptschaltkreis 104_B auf. Dabei sind der dritte Schalter S_OB und der vierte Schalter S_UA an einem dritten Brückenpunkt BP_O_B in Reihe geschaltet und parallel zum ersten Kondensator C_DC1 angeordnet. Die Reihenschaltung aus S_OB und S_UB ist an den Anschlüssen U_DC+ und U_DCM mit der Reihenschaltung der Schalter S_OA und S_UA verbunden.
Die dritte Diode D_1B und die vierte Diode D_2B sind an einem vierten Brückenpunkt BP_U_B in Reihe geschaltet und parallel zum zweiten Kondensator C_DC2 angeordnet, wobei der zweite resonante Hauptschaltkreis 104_B an dem dritten Brückenpunkt BP_O_B und dem vierten Brückenpunkt BP_U_B angeschlossen ist. Die Reihenschaltung aus D_1B und D_2B ist an den Anschlüssen U_DCm und U_DC- mit der Reihenschaltung der Dioden D_1A und D_2A verbunden.
Die Schalter S_OA und S_UA bzw. S_OB und S_UB werden so phasenversetzt angesteuert, dass sich über der Spule L_ZVS die rechteckförmige Spannung V_ZVS ergibt, welche den dreieckförmigen Strom I_ZVS durch die Spule L_ZVS bewirkt. Hierbei mögen die Schalter S_OA und S_UA bzw. S_OB und S_UB so phasenversetzt mit einer in 15 dargestellten Rechteckspannung angesteuert werden, dass sich über der Spule L_ZVS die rechteckförmige Spannung V_ZVS ergibt, die ebenfalls in 15 dargestellt ist. Diese rechteckförmige Spannung V_ZVS über der Spule L_ZVS bewirkt einen dreieckförmigen Strom I_ZVS durch die Spule L_ZVS . Dabei ist die Spannung VZVS so gewählt, dass das Verhältnis zwischen dem Spitzenstrom Î_ZVS und dem RMS (Root Mean Square) Strom I_ZVS maximal wird. Die Spannungsverläufe V_BPA und V_BPB aus 15 geben die Spannungsverläufe in dem jeweiligen oberen Brückenpunkt BP_O_A bzw. BP_O_B an, welche von den Schaltern S_OA bzw. S_OB erzeugt werden. Während die Spannungsverläufe oder Spannungskurven V_BPA und V_BPB nur positive Werte annehmen, pendelt der Spannungsverlauf V_ZVS bzw. der Stromverlauf I_ZVS zwischen positiven und negativen Werten hin und her. Der Spannungsverlauf V_BPA entspricht dem Spannungsverlauf V_{S_UA} über dem zweiten Schalter S_UA oder dem unteren Schalter S_UA der ersten Phase (V_BPA = V_{S_UA}). Der Spannungsverlauf V_BPB entspricht dem Spannungsverlauf V_{S_UB} über dem vierten Schalter S_UB oder dem unteren Schalter S_UB der zweiten Phase (V_BPB = V_{S_UB}).
Mittels des Brückenschaltkreises 100" kann mit nur einer einzigen Spule L_ZVS , welche den ersten Halbbrückenschaltkreis 121_A mit dem zweiten Halbbrückenschaltkreis 121_B verbindet, ZVS Bedingungen hergestellt werden.
Um ZCS Bedingungen herzustellen wird abgewartet, bis der Resonanzstrom I_Res in den Resonanzkreisen L_RA und C_RA bzw. L_RB und C_RB den Wert Null erreicht hat. Um zusätzlich noch ZVS Bedingungen herzustellen, sollten die Spannungen über jeweils die entgegengesetzten Schalter der beiden Phasen, also über Schalter S_OA und S_UB oder über Schalter S_OB und S_UA und der Brückenpunkte BP_O_A , BP_O_B , BP_U_A , BP_U_B der zu schaltenden Zweige S_OA , L_RA , C_RA , D_2A bzw. S_OB , L_RB , C_RB , D_2B jeweils gleich Null oder nahe bei Null sein. Zur Vorbereitung des Schaltens der Schaltern Schalter S_OA und S_UB wird dafür gesorgt, dass die Spannung des Brückenpunkts BP_O_A , BP_U_B des zu schaltenden Zweigs S_OA , L_RA , C_RA , D_2A Null oder nahe Null ist. Zur Vorbereitung des Schaltens der Schalter S_OB und S_UA wird dafür gesorgt, dass die Spannung des Brückenpunkts BP_O_B , BP_U_A des zu schaltenden Zweigs S_OB , L_RB , C_RB , D_2B Null oder nahe Null ist. In anderen Worten bedeutet das, dass wenn die Spannung des Brückenpunkts BP_O_A bezogen auf U_DCm dem Wert U_DC+ entspricht und die Spannung des Brückenpunkts BP_U_B bezogen auf U_DCm dem Wert 0 entspricht, die Schalter S_OA und S_UB eingeschaltet werden. Wenn die Spannung des Brückenpunkts BP_O_B bezogen auf U_DCm dem Wert U_DC+ entspricht und die Spannung des Brückenpunkts BP_U_A bezogen auf U_DCm dem Wert 0 entspricht, werden die Schalter S_UA und S_OB eingeschaltet. Es findet eine Schaltung „über Kreuz“ statt, zwischen oberen und unteren Schaltern der Zweige A und B. Somit mag dafür gesorgt werden, dass abwechselnd in entgegengesetzter Richtung Strom über L_ZVS fließt.
Die 16 und 17 verdeutlicht diese Schaltbedingungen für das Ein-Schalten von S_OA und S_UB bzw. S_UA und S_OB . Die Spule L_ZVS sorgt in beiden Fällen dafür, dass während des Schaltens der Schalter die ZVS Bedingungen erfüllt werden, indem ein Strom aufrechterhalten wird, der evtl. vorhandene Ladungen auf den parasitären Kapazitäten C_BP1A , C_BP2A , C_BP1B , C_BP2B der Schalter abführt, obwohl kein oder nur ein sehr kleiner Strom I_RES fließt.
16 zeigt die Spannungsverhältnisse an den Brückenpunkten BP_O_A , BP_O_B , BP_U_A , BP_U_B für ZVS Bedingungen zum phasenversetzten Schalten des ersten Schalters S_OA des ersten Halbbrückenschaltkreis 121_A und des zweiten Schalters S_UB des zweiten Halbbrückenschaltkreis 121_B gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Hierin bezeichnen die Spannung VBPOSO_B die Spannung zwischen U_DC+ und Brückenpunkt BP_O_B , die Spannung VBPOSU_A die Spannung zwischen Brückenpunkt BP_O_A und U_DCm , die Spannung VBPOUD2_A die Spannung zwischen Brückenpunkt BP_U_A und Bezugspotenzial 105, U_DC- oder Anodenanschluss 105, U_DC- und die Spannung VBPUD1_B die Spannung zwischen U_DCm und Brückenpunkt BP_U_B . Für ZVS Bedingungen für das Schalten des ersten Schalters S_OA des ersten Halbbrückenschaltkreis 121_A und des zweiten Schalters S_UB des zweiten Halbbrückenschaltkreis 121_B sollten die Spannungen VBPOSO_B , VBPOSU_A , VBPOUD2_A VBPUD1_B , im Wesentlichen Null.
17 zeigt die Spannungsverhältnisse an den Brückenpunkten BP_O_A , BP_O_B , BP_U_A , BP_U_B für ZVS Bedingungen zum phasenversetzten Schalten des zweiten Schalters S_UA des ersten Halbbrückenschaltkreis 121_A und des ersten Schalters S_OB des zweiten Halbbrückenschaltkreis 121_B gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Hierin bezeichnen die Spannung VBPOSO_A die Spannung zwischen U_DC+ und Brückenpunkt BP_O_A , die Spannung VBPOSU_B die Spannung zwischen Brückenpunkt BP_O_B und U_DCm , die Spannung VBPOUD2_B die Spannung zwischen Brückenpunkt BP_U_B und Bezugspotenzial 105, U_DC- oder Anodenanschluss 105, U_DC- und die Spannung VBPUD1_A die Spannung zwischen U_DCm und Brückenpunkt BP_U_A . Für ZVS Bedingungen für das Schalten des zweiten Schalters S_UA des ersten Halbbrückenschaltkreis 121_A und des ersten Schalters S_OB des zweiten Halbbrückenschaltkreis 121_B sollten die Spannungen VBPOSO_A , VBPOSU_B , VBPOUD2_B VBPUD1_A , im Wesentlichen Null in Bezug auf die Ausgangsspannung U_out sein. Bei der Ausgangsspannung kann es sich um eine Batteriespannung U_Bat einer zu ladenden Batterie handeln. U_out = U_Bat .
18 zeigt Kurven verschiedener Strom und Spannungsverläufe beim Kommutieren eines Brückenpunktes gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Hierbei sind zwei Diagramme 1801, 1802 dargestellt, welche unterschiedliche Skalierungen haben. Auf der Abszisse 1803 ist der Zeitverlauf von 0 µs bis 12 µs für beide Diagramme 1801, 1802 dargestellt. In Diagramm 1801 gibt die linke Ordinate 1804 Spannungswerte von -450V bis +450V an und die rechte Ordinate 1805 Stromwerte von -3,6A bis +3,6A an. In Diagramm 1802 gibt die linke Ordinate 1806 Spannungswerte von -50V bis +450V an und die rechte Ordinate 1807 Stromwerte von -120A bis + 120A an.
Im Diagramm 1801 ist der Spannungsverlauf V_ZVS dargestellt, also der Spannungsverlauf über der Spule L_ZVS . Dieser Spannungsverlauf V_ZVS ergibt sich als Differenz der Spannungsverläufe der Diodenbrückenpunkte BP_U_B , BP_U_A und somit als Differenz von V_{BP_UB} - V_{BP_UA} . Diese Spannung V_ZVS schwankt zwischen -450V und +450V. Außerdem ist in Diagramm 1801 der Strom I_ZVS durch die Spule L_ZVS eingezeichnet. Dieser schwankt zwischen +3,5A und -3,5A, eine positive Strom- bzw. Spannungsrichtung wie in 19 dargestellt, von BP_U_B nach BP_U_A weist.
Im Diagramm 1802 ist der Verlauf des Resonanzstromes I_ResA durch die Resonanzspule L_RA des ersten Halbbrückenschaltkreis 121_A dargestellt, sowie die Spannungsverläufe VBPOSU_A und VBPUD2_A der beiden Brückenpunkte BP_OA und BP_UA des ersten Halbbrückenschaltkreis 121_A .
Der Zeitverlauf deckt im Wesentlichen eine halbe Periodendauer ab und reicht von etwa 1,8µs bis 10,2µs. Gezeigt ist die positive Halbwelle, bei der die Schalter S_OA und S_UB betätigt werden. Dieses Intervall ist in 5 Zeitabschnitte unterteilt, welche nachfolgend detailliert betrachtet werden. An die positive Halbwelle schließt sich die negative Halbwelle an, die in 18 nicht mehr dargestellt ist, da sie sich entsprechend mit anderen Vorzeichen der Strom und Spannungsrichtungen fortsetzt. Während der negativen Halbwelle werden die Schalter S_OB und S_UA entsprechend betätigt.
Für den zweiten Halbbrückenschaltkreis 121_B ergeben sich die Strom- und Spannungsverläufe entsprechend um 180° phasenverschoben und entsprechen den Strom- und Spannungsverläufen aus 18 mit entsprechend umgekehrten Vorzeichen. In anderen Worten soll der Begriff „phasenverschoben“ zum Ausdruck bringen, dass die Schalter oberen Schalter S_OA und S_OB im Wesentlichen niemals gleichzeitig geschlossen und/oder offen sind. Durch den Phasenversatz von 180 ° können die Schalter jeweils die Hälfte einer Periode geschlossen bzw. geöffnet sein. Jede beliebige Phasenverschiebung ist möglich, solange sichergestellt ist, dass gleichartige Schalter S_OA , S_OB nicht gleichzeitig offen bzw. zu sind. Ebenso sind die unteren Schalter S_UA S_UB nicht gleichzeitig offen oder zu. Die Strom- und Spannungsverläufe des zweiten Halbbrückenschaltkreis 121_B sind in 18 nicht eingezeichnet.
19 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis 100" nach 15 in einem ersten Intervall I gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Intervall I Umfasst den Zeitbereich von etwa 1,8µs bis 5,0µs. Das Intervall I wird durch das Schließen der Schalter S_OA und S_UB eingeleitet. Es ist zu erkennen, dass der Resonanzstrom I_ResA durch die Resonanzspule L_RA des ersten Halbbrückenschaltkreis 121_A während des Intervalls I von 0A bis 120A ansteigt und eine positive sinusförmige Halbwelle beschreibt. Der ZVS Strom I_ZVS nimmt von einem Strom von etwa 2,7A auf einen Strom vom 0A an dem Punkt 1808 ab.
In 19 dargestellt, aber nicht in 18, ist der sich zusätzlich in dem zweiten Halbbrückenschaltkreis 121_B oder der zweiten Phase B 121_B ergebende Stromfluss des Resonanzstromes I_ResB durch die Resonanzspule L_RB . Dieser Resonanzstrom I_ResB ist in 18 der Übersichtlichkeit wegen nicht eingezeichnet, denn er wäre in 18 symmetrisch bezüglich der 0A-Achse zu I_ResA jedoch in negativer Richtung einzuzeichnen.
Das Ende des Intervalls I ist definiert als der Zeitpunkt bei dem der Strom I_ZVS durch die Spule L_ZVS auf 0A am Punkt 1808 abgefallen ist. Der Strom I_ZVS nimmt wegen der negativen Spannung V_ZVS = V_{BP_UB} - V_{BP_UA} = V_BPUD2B - V_BPUD2A über L_ZVS ab. Der Strom I_ZVS fließt von dem unteren Brückenpunkt BP_U_B in den unteren Brückenpunkt BP_U_A .
20 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis 100" nach 15 in einem zweiten Intervall II gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Intervall II umfasst den Zeitbereich von etwa 5,0µs bis 7,9µs. Der ZVS-Strom ändert am Punkt 1808 das Vorzeichen im Vergleich zu Intervall I und sinkt weiter, d.h. steigt in umgekehrter Richtung, da immer noch eine negative Spannung V_ZVS = V_{BP_UB} - V_{BP_UA} = V_BPUD2B - V_BPUD2A anliegt. V_ZVS und I_ZVS haben somit ein umgekehrtes Vorzeichen. Der Resonanzstrom I_ResA nimmt ab und nähert sich den 0A an der Bereichsgrenze des Intervall II.
Zu Beginn des Intervalls II herrschen in der Spule L_ZVS „Null-Strom“-Bedingungen (ZC), da der Strom I_ZVS durch die Spule L_ZVS im Punkt 1808 0A beträgt. Diese Null-Strom-Bedingungen verhindern, dass der Resonanzstrom I_ResA steigt und sorgen dafür, dass er sogar abnimmt.
Während des Intervalls II bleiben die Schalter S_OA und S_UB geschlossen.
Der 20 ist zu entnehmen, dass die Richtungen der Ströme I_ResA und I_ResB unverändert bleiben und sich lediglich die Stromstärke ändert, I_ResA nimmt ab und I_ResB nimmt zu. Jedoch hat sich die Polarität des Strome I_ZVS , d.h. dessen Richtung, verändert.
21 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis 100" nach 15 in einem dritten Intervall III gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Intervall III umfasst den Zeitbereich von etwa 7,9µs bis ca 8,9µs. Das Intervall III beginnt, wenn die beiden Resonanzströme I_ResA und I_ResB auf 0A abgefallen sind. Es fließt in Intervall III lediglich er ZVS Strom I_ZVS , der von der Spule L_ZVS getrieben. Dieser Strom I_ZVS nimmt weiter kontinuierlich ab, d.h. er steigt in negative Richtung weiter an. Auch während des Intervalls III bleiben die Schalter S_OA und S_UB geschlossen. Das Intervall III muss eine bestimmte Länge haben, um einen ausreichend langen Stromabfall von I_ZVS sicherzustellen.
22 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis 100" nach 15 in einem vierten Intervall IV gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Intervall IV umfasst den Zeitbereich von etwa 8,9µs bis ca. 9,5µs. Das Intervall IV beginnt, wenn die Schalter S_OA und S_UB wieder geöffnet werden. Während des Intervalls IV sind somit alle Schalter geöffnet. Die beiden Resonanzströme I_ResA und I_ResB bleiben bei 0A. Das Verbleiben auf 0A der Resonanzströme I_ResA und I_ResB wird beispielsweise durch eine Totzeit eingestellt. Diese Totzeit gibt dem ZVS Strom I_ZVS ausreichend Zeit, die parasitären Kapazitäten der Brückenpunkte BP_O_A , BP_U_A mit undefiniertem Potenzial, sog. floating nodes zu laden, bevor der nächste Schaltvorgang stattfindet. Die Totzeit setzt sich aus der Zeitdauer des Intervalls IV und V zusammen. Insbesondere werden die Längen der Intervalle III, IV und des noch zu beschreibenden Intervalls V ausreichend lang eingestellt, dass die Spannungsverläufe V_BPUD2A und V_BPOSUA bzw. VBPUD2_A und VBPOSU_A auf 0V abfallen können. Die Totzeit wird somit so eingestellt, dass ausreichend Zeit vorhanden ist, dass die Spannungen auf 0V absinken können. Dadurch, dass die Schalter S_OA , S_UA bzw. S_OB , S_UB geöffnet sind, findet keine Verbindung der oberen Brückenpunkte BP_O_A , BP_O_B mit einem definierten Potenzial statt. Daher hängen die Brückenpunkte BP_O_A , BP_O_B in der Luft und es handelt sich um ein schwebendes Potenzial. Die Intervalldauern werden von den parasitären Kapazitäten der Schalter und/oder Dioden beeinflusst. So müssen beispielsweise, wenn die Schalter S_OA und S_UB geöffnet werden die parasitären Kapazitäten 301_A und 301'_A geladen und 302_A und 302'_A entladen werden. Auf diesen Vorgang wird bei der Beschreibung des Intervalls V näher eingegangen. Die Potenziale der floating nodes oder schwebenden Knotenpunkten können im Wesentlichen nicht definiert werden und sind daher unspezifisch. Dabei hängt das tatsächlich anliegende Potenzial von den parasitären Kapazitäten der einzelnen Komponenten des Systems ab. Auch die Position dieser Knotenpunkte oder Brückenpunkte kann von den parasitären Kapazitäten abhängen.
Da der ZVS Strom I_ZVS ein negatives Vorzeichen aufweist kommutieren die Brückenpunkte BP_O_A , BP_O_B , insbesondere die schwebenden Brückenpunkte BP_O_A , BP_O_B auf eine Versorgungsspannung oder Potenzial, beispielsweise U_DC+ oder U_DCm , nachdem sie ausreichend von dem Strom I_ZVS geladen worden sind. Es ist beispielsweise der Kurve VBPOSU_A aus 18 zu entnehmen, dass im Intervall IV ein Übergang von etwa 400V auf 0V stattfindet.
23 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis 100" nach 15 in einem fünften Intervall V gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Intervall V umfasst den Zeitbereich von etwa 9,5µs bis ca. 10,2µs. Im Intervall V sind immer noch alle Schalter S_OA , S_UB , S_OB und S_UA geöffnet. Auch im Intervall V bleiben die beiden Resonanzströme I_ResA und I_ResB im Wesentlichen bei 0A bis sie kurz vor der Intervallgrenze das Vorzeichen wechseln.
Allerdings sind jetzt die Brückenpunkte BP_O_A , BP_O_B umgeschwungen oder kommutiert. Das mag auch bedeuten, dass sämtliche parasitären Kapazitäten C_BP1A , C_BP2A , C_BP1B , C_BP2B der Schalter aber auch die parasitären Kapazitäten C_BP3A , C_BP4A , C_BP3B , C_BP4B der Dioden D_1A , D_2A , D_1B , D_2B geladen sind und keinen Pfad mehr für den Strom I_ZVS bilden. Folglich beginnt das Intervall V, wenn die Dioden D_1A , D_2A zu leiten beginnen. Wenn die die Dioden leiten begrenzen die Dioden D_1A , D_2A , D_1B , D_2B die Brückenpunktspannung unten.
Die Brückenpunkte BP_O_A und BP_U_A der ersten Phase A sind in den folgenden Ausführungsbeispielen über den Resonanzkreis L_RA , C_RA miteinander gekoppelt.
Über der Resonanzkapazität C_RA stellt sich während des Betriebs eine Spannung ein, die einen Gleichspannungs-Offset oder DC-Offset des Betrags der Spannung U1 = (U_DC+ - U_DCm ), d.h. der Spannung über dem Kondensator C_DC1 aufweist.
Es kann in den Ausführungen zu 18 davon ausgegangen werden, dass die Spitzenspannung über der Resonanzspule L_RA oder Resonanzdrossel L_RA um etwa eine Größenordnung kleiner ist, als die Spannung U1 = (U_DC+ - U_DCm ) über dem Kondensator C_DC1 . Deswegen ist in 18 die Spannung VBPUD2_A über der Diode D_2A ungefähr gleich groß eingezeichnet wie die Spannung VBPOSU_A über den unteren Schalter S_UA . Bei der Spannung U1 handelt es sich um eine Versorgungsspannung U1.
Da die Spannung VBPUD2_A über den LC-Kreis der ersten Phase L_RA , C_RA , 104_A mit der oberen Brückenpunktspannung VBPOSU_A gekoppelt ist bzw. die Spannung VBPUD1_B über den LC-Kreis der zweiten Phase L_RB , C_RB , 104_B mit der oberen Brückenpunktspannung VBPOSO_B gekoppelt sind, werden auch die oberen Brückenpunktspannungen VBPOSU_A , VBPOSO_B limitiert.
In anderen Worten sind die Brückenpunkte BP_O_A und BP_U_A über den Schwingkreis L_RA . C_RA gekoppelt und aufgrund der Tatsache, dass es sich um einen LC-Kreis handelt sind die beiden Spannungen unterschiedlich und laststromabhängig. Die Spannung VBPOSU_A über den unteren Schalter S_UA der Phase A ist im Wesentlichen gleich der Spannung VBPUD2_A über die untere Diode D_2A . Entsprechend gilt für die zweite Phase, dass die Spannung VBPOSU_B über den unteren Schalter S_UB der Phase B im Wesentlichen gleich der Spannung VBPUD2_B über die untere Diode D_2B ist. Folglich liegen die Kurvenverläufe VBPOSU_A , VBPUD2_A in 18 im Wesentlichen übereinander und es gilt für Phase A VBPOSU_A ≈ VBPUD2_A bzw. Phase B VBPOSU_B ≈ VBPUD2_B.
Während des Intervalls V sind somit alle Schalter geöffnet. Die beiden Resonanzströme I_ResA und I_ResB bleiben bei 0A jedoch steigt der Strom I_ZVS wegen der positiven Spannung über L_ZVS wieder an, d.h. er bewegt sich auf 0A von negativen Stromwerten kommend zu.
24 zeigt die Stromverläufe durch den Brückenschaltkreis 100" nach 15 in einem ersten negativen Intervall Ineg gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Intervall Ineg umfasst den Zeitbereich ab etwa 10,2µs. Das Intervall Ineg beginnt wenn die Schalter S_UA und S_OB geschlossen werden und es wiederholt sich die Halbwelle der Kurven V_ZVS , I_ZVS , I_ResA , VBPUD2_A , VBPOSU_A der Intervalle I bis V, wobei die Phase B die Rolle der Phase A einnimmt, bis wiederum die Phase A an die Reihe kommt und das Verfahren entsprechend 18 von vorne beginnt. Bei Betätigen der Phase B werden die Kurven umgekehrt oder invers zu Phase A durchlaufen. Außerdem sind die Ströme und Spannungen des ersten Halbbrückenschaltkreises 121_A in den zweiten Halbbrückenschaltkreis 121_B gespiegelt. Die Schalter S_OA , S_UA , S_CB , S_UB , werden in Abhängigkeit von der Zeit gesteuert.
Da die Dioden D_2A und D1_B leiten, können die Schalter S_UA und S_OB bei einem geringen Spannungsabfall geschaltet werden. Diese Bedingungen sind zwar nur angenähert ZVS Bedingungen, jedoch ist auch hier ein Schalten mit reduzierter Spannung möglich.
Mit der vorgestellten Brückenschaltkreis 100" können Komponenten eingespart werden, da nur eine einzige LZVS Spule genutzt wird. Außerdem wird die Anzahl der Dioden reduziert, wodurch überhitzte Dioden vermieden werden können, beispielsweise im Vergleich zu einem Fall in dem der Entlastungsschaltkreis 102' Dioden aufweist. Außerdem kann in den Resonanzkreisen, insbesondere in den Resonanzdrosseln L_RA , L_RB der Peakstrom gering gehalten werden, beispielsweise im Vergleich zu einem Fall in dem der Entlastungsschaltkreis 102' Dioden aufweist.
Gemäß einem Aspekt weist ein Brückenschaltkreis 100, einen ersten Kondensator C_DC1 , einen zweiten Kondensator C_DC2 , einen ersten Schalter S_O und einen zweiten Schalter S_U auf, wobei der erste Kondensator C_DC1 und der zweite Kondensator C_DC2 in Reihe geschaltet sind, der erste Schalter S_O und der zweite Schalter S_U an einem Brückenpunkt BP_O, BP_O' in Reihe geschaltet sind und parallel zum ersten Kondensator C_DC1 angeordnet sind, am zweiten Schalter S_U ein resonanter Hauptschaltkreis 104 angeschlossen ist, am Hauptschaltkreis 104 ein Entlastungsschaltkreis 102,102' in dem Brückenpunkt BP_O, BP_O' angeschlossen ist, und der Entlastungsschaltkreis 102, 102' eine mit einer ersten Zusatzdiode D_Z1 in Reihe geschaltete zweite Zusatzdiode D_Z2 mit je dazu parallel geschaltetem ersten Zusatzkondensator C_Z1 und zweiten Zusatzkondensator C_Z2 aufweist und so eingerichtet ist, dass er beim Schalten des ersten S_O und/oder des zweiten S_U Schalters, wenn im Wesentlichen kein Strom I_LR im Hauptschaltkreis 104 fließt, einen Stromfluss im Brückenpunkt BP_O,BP_O' aufrecht erhält.
In einer Ausführungsform sind bei dem Brückenschaltkreis 100 die Komponenten des Entlastungsschaltkreises 102 im Wesentlichen symmetrisch zu dem Brückenpunkt BP_O,BP_O' aufgebaut.
In einer weiteren Ausführungsform weist bei dem Brückenschaltkreis 100 der Entlastungsschaltkreis 102 ein Entlastungselement mit einer Zusatzsspule L_Z auf, die direkt und/oder über eine der Komponenten Resonanzkapazität C_R und die Resonanzspule L_R des Hauptschaltkreises 104 mit dem Brückenpunkt BP_O,BP_O' verbunden ist.
In noch einer weiteren Ausführungsform ist bei dem Brückenschaltkreis 100 die Richtung des aufrechterhaltenen Stromflusses im Entlastungsschaltkreis 102, 102' so gerichtet, dass er bereits beim Abschalten des ersten S_O und/oder des zweiten S_U Schalters die Kommutierung eines Potenzials des Brückenpunkt BP_O,BP_O' bewirkt.
In noch einer weiteren Ausführungsform ist bei dem Brückenschaltkreis 100 der Entlastungsschaltkreis 102, 102' eingerichtet, während des Schaltens des ersten S_O und/oder des zweiten S_U Schalters, einen Strom um den ersten S_O und/oder zweiten S_U Schalter herum zu leiten, um so stromloses und/oder spannungsloses Schalten des ersten und/oder zweiten Schalters zu ermöglichen.
In noch einer weiteren Ausführungsform sind bei dem Brückenschaltkreis 100 die Komponenten des Entlastungsschaltkreises 102, 102' im Wesentlichen in Abhängigkeit von parasitären Kapazitäten 301, 302 in dem Brückenpunkt BP_O,BP_O' dimensioniert.
In noch einer weiteren Ausführungsform wird bei dem Brückenschaltkreis 100 der Brückenschaltkreis 100 als Vollbrücke und/oder als Halbbrücke ausgebildet wird.
In noch einer weiteren Ausführungsform wird der Brückenschaltkreis 100 seiner Ausführung entsprechend als Vollbrücke bzw. als Halbbrücke angesteuert.
In noch einer weiteren Ausführungsform weist bei dem Brückenschaltkreis 100 das Ansteuern des Brückenschaltkreises eine Totzeit auf.
Gemäß einem Aspekt wird eine Ladungspumpe mit einem Brückenschaltkreis 100 beschrieben, wobei die Ladungspumpe zur Gleichspannungswandlung eingerichtet ist.
Gemäß einem anderen Aspekt weist ein Verfahren zum Betreiben eines Brückenschaltkreises mit einem Hauptschaltkreis L_R , C_R , 104 und einem Entlastungsschaltkreis 102, 102' das Ansteuern eines ersten Schalters S_O und eines zweiten Schalters S_U des Brückenschaltkreises mit einem pulsweitenmodulierten Signal auf, wobei das pulsweitenmodulierte Signal zwischen einem ersten Signal, welches für das Ansteuern des ersten Schalters S_O zuständig ist und einem zweiten Signal, welches für das Ansteuern des zweiten Schalters S_U zuständig ist, eine Totzeit aufweist, wobei die Totzeit so dimensioniert ist, dass der Entlastungsschaltkreis 102, 102' während dieser Totzeit, wenn im Wesentlichen kein Strom I_LR im Hauptschaltkreis 104 fließt, einen Stromfluss im Brückenpunkt BP_O, BP_O' aufrecht erhält.
Ergänzend ist darauf hinzuweisen, dass „umfassend“ und „aufweisend“ keine anderen Elemente oder Schritte ausschließt und „eine“ oder „ein“ keine Vielzahl ausschließt. Ferner sei darauf hingewiesen, dass Merkmale oder Schritte, die mit Verweis auf eines der obigen Ausführungsbeispiele beschrieben worden sind, auch in Kombination mit anderen Merkmalen oder Schritten anderer oben beschriebener Ausführungsbeispiele verwendet werden können. Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Einschränkung anzusehen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

DE 102016217040 [0006]

Claims

Brückenschaltkreis (100"), aufweisend: - einen ersten Kondensator (C_DC1); - einen zweiten Kondensator (C_DC2); - einen ersten Schalter (S_OA); - einen zweiten Schalter (S_UA); - eine erste Diode (D_1A); und - eine zweite Diode (D_2A); wobei - der erste Kondensator (C_DC1) und der zweite Kondensator (C_DC2) in Reihe geschaltet sind und einen Versorgungsschaltkreis (120) bilden; - parallel zum Versorgungsschaltkreis (120) ein erster Halbbrückenschaltkreis (121_A) geschaltet ist, welcher den ersten Schalter (S_OA), den zweiten Schalter (S_UA), die erste Diode (D_1A), die zweite Diode (D_2A) und einen ersten resonanten Hauptschaltkreis (104_A) aufweist; wobei - der erste Schalter (S_OA) und der zweite Schalter (S_UA) an einem ersten Brückenpunkt (BP_O_A) in Reihe geschaltet sind und parallel zum ersten Kondensator (C_DC1) angeordnet sind; - die erste Diode (D_1A) und die zweite Diode (D_2A) an einem zweiten Brückenpunkt (BP_D_A, BP_U_A) in Reihe geschaltet sind und parallel zum zweiten Kondensator (C_DC2) angeordnet sind; - der erster resonanter Hauptschaltkreis (104_A) an dem ersten Brückenpunkt (BP_O_A) und dem zweiten Brückenpunkt (BP_D_A, BP_U_A) angeschlossen ist; - am ersten resonanten Hauptschaltkreis (104_A) ein Entlastungsschaltkreis (102") in dem zweiten Brückenpunkt (BP_D_A, BP_U_A) angeschlossen ist; und - der Entlastungsschaltkreis (102") als ein zweiter Halbbrückenschaltkreis (121_B) aufgebaut ist und so eingerichtet ist, dass er beim Schalten des ersten (S_OA) und/oder des zweiten (S_UA) Schalters, wenn im Wesentlichen kein Strom (I_LR) im ersten resonanten Hauptschaltkreis (104_A) fließt, einen Stromfluss im Brückenpunkt (BP_O_A) aufrechterhält.
Brückenschaltkreis (100") nach Anspruch 1, bei dem der erste Halbbrückenschaltkreis (121_A) und der zweite Halbbrückenschaltkreis (121_B) mittels einer Spule (L_Z, L_ZVS) gekoppelt sind.
Brückenschaltkreis (100") nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der erster Halbbrückenschaltkreis (121_A) und der zweite Halbbrückenschaltkreis (121_B) im Wesentlichen symmetrisch aufgebaut sind.
Brückenschaltkreis (100") nach einem der Ansprüche 1 bis 3, - bei dem der zweite Halbbrückenschaltkreis (121_B) einen dritten Schalter (S_OB), einen vierten Schalter (S_UB), eine dritte Diode (D_1B), eine vierte Diode (D_2B) und einen zweiten resonanten Hauptschaltkreis (104_B) aufweist wobei - der dritte Schalter (S_OB) und der vierte Schalter (S_UA) an einem dritten Brückenpunkt (BP_O_B) in Reihe geschaltet sind und parallel zum ersten Kondensator (C_DC1) angeordnet sind; - die dritte Diode (D_1B) und die vierte Diode (D_2B) an einem vierten Brückenpunkt (BP_D_B, BP_U_B) in Reihe geschaltet sind und parallel zum zweiten Kondensator (C_DC2) angeordnet sind; - der zweite resonante Hauptschaltkreis (104_B) an dem dritten Brückenpunkt (BP_O_B) und dem vierten Brückenpunkt (BP_D_B, BP_U_B) angeschlossen ist.
Brückenschaltkreis (100") nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem der Entlastungsschaltkreis (102, 102') eingerichtet ist, während des Schaltens des ersten (S_OA) und/oder des zweiten (S_UA) Schalters bzw. des dritten (S_OB) und/oder des vierten (S_UB) Schalters, einen Strom um den ersten (S_OA) und/oder zweiten (S_UA) Schalter bzw. um den dritten (S_OB) und/oder den vierten (S_UB) Schalter herum zu leiten, um so strom- und spannungsloses Schalten des ersten (S_OA) und/oder zweiten (S_UA) Schalters bzw. des dritten (S_OB) und/oder des vierten (S_UB) Schalters zu ermöglichen.
Brückenschaltkreis (100") nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Komponenten des Entlastungsschaltkreises (102, 102') im Wesentlichen in Abhängigkeit von parasitären Kapazitäten (301_A, 302_A, 301_B, 302_B, 301'_A, 302'_A, 301'_B, 302'_B) in den Brückenpunkten (BP_O_A, BP_U_A, BP_O_B, BP_U_B) dimensioniert sind.
Brückenschaltkreis (100") nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem der erste Halbbrückenschaltkreis (121_A) und der zweite Halbbrückenschaltkreis (121_B) phasenversetzt betrieben wird.
Brückenschaltkreis (100") nach Anspruch 7, bei dem der Phasenversatz 180° beträgt.
Brückenschaltkreis (100") nach Anspruch 6, bei dem das Ansteuern des Brückenschaltkreises eine Totzeit aufweist.
Ladungspumpe mit einem Brückenschaltkreis (100") nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Ladungspumpe zur Gleichspannungswandlung eingerichtet ist.
Verfahren zum Betreiben eines Brückenschaltkreis (100") mit einem ersten Halbbrückenschaltreis (121_A) und einem zweiten Halbbrückenschaltkreis (121_B) nach einem der Ansprüche 1 bis 9, aufweisend: - Ansteuern eines ersten Schalters (S_OA) und eines zweiten Schalters (S_UA) des Brückenschaltkreises (100') mit einem pulsweitenmodulierten Signal; - wobei das pulsweitenmodulierte Signal zwischen einem ersten Signal, welches für das Ansteuern des ersten Schalters (S_OA) zuständig ist und einem zweiten Signal, welches für das Ansteuern des zweiten Schalters (S_UA) zuständig ist, eine Totzeit aufweist; - wobei die Totzeit so dimensioniert ist, dass der zweite Halbbrückenschaltkreis (121_B) während dieser Totzeit, wenn im Wesentlichen kein Strom (I_LR) im Hauptschaltkreis (104_A) fließt, einen Stromfluss (I_LZ) in den Brückenpunkten (BP_O_A, BP_U_A, BP_O_B, BP_U_B) aufrechterhält.